CN108282102A - 一种适用于混合级联h桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法 - Google Patents

一种适用于混合级联h桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法。该方法首先将基准正弦信号vref取绝对值得调制信号vm，调制信号vm与主三角载波信号vca、vcb，辅三角载波信号vcr1、vcr2、vcr3、vcr4和电压恒值3E进行比较，得到七个逻辑脉冲信号A、B、R1、R2、R3、R4、P，基准正弦信号vref与零电压比较得极性脉冲信号D。然后将这七个逻辑脉冲信号和极性脉冲信号经过驱动逻辑分配单元来产生一种优化的PWM驱动信号。本发明的方法可以保证所述多电平逆变器在满足主功率单元功率均衡分配的情况下，通过加入两个辅助单元实现逆变器输出电平数的增加及输出电压的三倍频作用。

Description

一种适用于混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调 制方法
技术领域
本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法。
背景技术
随着高压大功率应用领域对变换器性能要求的不断提高，多电平逆变技术能够使用耐压低、频率高的开关器件满足高压场合而受到广泛关注。常见的多电平变换器有二极管钳位型、飞跨电容型和级联H桥型等。随着输出电平数的增加，传统的多电平逆变器所需开关器件数量多，结构复杂，很大程度上限制了其实用化。混合级联多电平逆变器与传统的多电平逆变器相比，在输出相同电平数的情况下，减少了开关器件与直流源的数量，简化了系统结构，节约了成本，是多电平逆变器的发展方向。
由于各级联单元相互独立，当传递有功功率时，需要考虑功率均衡问题。调制方法本身的特性造成了各个级联单元输出功率不同，使得电池充放电不平衡，引起如蓄电池，太阳能电池等输入电源间电压差别增大，造成逆变器输出特性变差，同时还会引起各单元电池使用寿命不相同，致使系统维护成本增加，因此需要对各个级联单元输出功率进行均衡控制。研究发现，载波移相调制用于等压级联H桥型拓扑时可以自然实现功率均衡，但对于直流侧电压不等的混合级联H桥拓扑而言，该方法难以直接采用。
图1所示是一种直流侧电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器拓扑，其由n个H桥单元级联而成。所谓1∶1∶3∶3类型是指在该混合级联逆变器中，单元1和单元2为辅助单元，直流侧均为电容，且直流侧电压Vdc1＝Vdc2＝E；其余n-2个级联单元为主功率单元，直流侧均为电压源，且直流侧电压Vdc3＝Vdc4＝…＝Vdcn＝3E。级联单元的交流侧输出电压为voi(i＝1，2，3，…，n)，逆变器的交流侧输出电压为vo。
采用本发明的三倍频载波移相调制方法在满足主功率单元输出功率均衡分配的基础之上，通过加入两个辅助单元可以实现：1)输出电平数的增加。除两个辅助单元以外，其余n-2个主功率单元的总输出电平数为2(n-2)+1，加上辅助单元之后，总输出电平数可达6(n-2)+1。2)输出电压等效开关频率增加。采用本发明的调制方法，n-2个主功率单元输出等效开关频率原本为开关管实际开关频率的n-2倍。加上两个辅助单元之后，逆变器输出电压等效开关频率为主功率单元开关管实际开关频率的3(n-2)倍。
因此，本发明在保持主功率单元输出功率均衡分配的同时，通过加入两个辅助单元大大提高了系统的输出特性，具有重要的理论及现实意义。本发明以4个级联单元为例，详细分析适用于该类型拓扑的三倍频载波移相调制原理及实现方法。
发明内容
发明目的
本发明的目的是提出一种适用于电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法，在满足主功率单元输出功率均衡分配的情况下，通过加入两个辅助单元实现逆变器输出电平数及输出电压等效开关频率的倍增，从而改善系统的输出特性，提高该多电平逆变器的实用性。
技术方案
本发明的技术方案如下：
(1)该混合级联H桥多电平逆变器由n个H桥单元级联而成，其中，单元1和单元2为辅助单元，直流侧均为电容，且直流侧电压Vdc1＝Vdc2＝E；其余n-2个级联单元为主功率单元，直流侧均为电压源，且直流侧电压Vdc3＝Vdc4＝…＝Vdcn＝3E。
(2)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生单元和驱动逻辑分配单元两部分。逻辑脉冲发生单元由基准正弦信号(vref)、绝对值运算电路(Abs)、主三角载波信号(vca、vcb)和辅三角载波信号(vcr1、vcr2、vcr3、vcr4)、电压恒值3E和八个比较器(T1～T8)组成；驱动逻辑分配单元由十二个双输入与门(Y1～Y12)、九个双输入或门(Z1～Z9)和十四个非门(X1～X14)组成。其中，主三角载波信号(vca、vcb)的频率均为fc，峰峰值均为6E，辅三角载波信号(vcr1、vcr2、vcr3、vcr4)的频率均为2fc，峰峰值均为3E。主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb均介于0和6E之间，辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2均介于0和3E之间，辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4均介于3E和6E之间。以主三角载波信号的周期为基准，主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb相位互差180°；辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2相位相差60°，且两个辅三角载波信号与零参考线的交点和两个主三角载波信号与零参考线的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°；辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4相位相差60°，且两个辅三角载波信号与电压恒值6E的交点和两个主三角载波信号与电压恒值6E的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°。
(3)在逻辑脉冲发生单元中：基准正弦信号vref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出信号为调制信号vm，调制信号vm分别接入比较器T1～T2、T4～T8的正相输入端，主三角载波信号vca接比较器T1的反相输入端，主三角载波信号vcb接比较器T2的反相输入端，辅三角载波信号vcr1接比较器T4的反相输入端，辅三角载波信号vcr2接比较器T5的反相输入端，辅三角载波信号vcr3接比较器T6的反相输入端，辅三角载波信号vcr4接比较器T7的反相输入端，电压恒值3E接比较器T8的反相输入端，基准正弦信号vref接比较器T3的正相输入端，比较器T3的反相输入端接零参考电位。
(4)在驱动逻辑分配单元中：比较器T8输出端经非门X8后和比较器T4的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出端和比较器T3的输出端接与门Y7的两个输入端，或门Z4的输出端接非门X9，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X9的输出端接与门Y10的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y10的输出端接或门Z7的两个输入端，或门Z7的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z7的输出端接非门X12后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T8输出端经非门X8后和比较器T5的输出端接与门Y5的两个输入端，与门Y5的输出端和比较器T7的输出端接或门Z5的两个输入端，或门Z5的输出端和比较器T3的输出端接与门Y8的两个输入端，或门Z5的输出端接非门X10，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X10的输出端接与门Y11的两个输入端，与门Y8的输出端和与门Y11的输出端接或门Z8的两个输入端，或门Z8的输出信号作为开关管Q21的驱动信号，或门Z8的输出端接非门X13后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T1输出端和比较器T2输出端接与门Y3的两个输入端，比较器T1输出端和比较器T2输出端接或门Z3的两个输入端，比较器T8输出端经非门X8后和或门Z3的输出端接与门Y6的两个输入端，与门Y6的输出端和与门Y3的输出端接或门Z6的两个输入端，或门Z6的输出端和比较器T3的输出端接与门Y9的两个输入端，或门Z6的输出端接非门X11，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X11的输出端接与门Y12的两个输入端，与门Y9的输出端和与门Y12的输出端接或门Z9的两个输入端，或门Z9的输出信号作为开关管Q13和Q23的驱动信号，或门Z9的输出端接非门X14后的输出信号作为开关管Q14和Q24的驱动信号；比较器T1输出端经非门X1后和比较器T3的输出端接或门Z1的两个输入端，或门Z1的输出信号作为开关管Q31的驱动信号，或门Z1的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q32的驱动信号；比较器T1的输出端和比较器T3的输出端接与门Y1的两个输入端，与门Y1的输出信号作为开关管Q34的驱动信号，与门Y1的输出端接非门X4后的输出信号作为开关管Q33的驱动信号；比较器T2输出端经非门X2后和比较器T3的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q41的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q42的驱动信号；比较器T2的输出端和比较器T3的输出端接与门Y2的两个输入端，与门Y2的输出信号作为开关管Q44的驱动信号，与门Y2的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q43的驱动信号。
有益效果
本发明的方法可以保证电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器在满足主功率单元输出功率均衡分配的情况下，通过加入两个辅助单元实现逆变器输出电平数及输出电压等效开关频率的倍增，从而改善系统的输出特性，提高该多电平逆变器的实用性。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。
图1是直流侧电压比为1∶1∶3∶3类型的混合级联H桥多电平逆变器主电路。
图2是本发明所提的三倍频载波移相调制原理图。
图3是本发明所提的三倍频载波移相调制方法的电路实现示意图。
图4是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出电压、主功率单元的总输出电压以及级联逆变器的输出电压的仿真波形。
图5是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器主功率单元总输出电压波形的频谱分析。
图6是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器输出电压波形的频谱分析。
图7是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出功率和级联逆变器的输出功率的仿真波形。
具体实施方式
以四个H桥单元级联为例，分析本发明提出的适用于混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制原理。此时，级联单元个数n＝4，逆变器包含两个辅助单元，即单元1和单元2，其直流侧均为电容，且直流侧电压Vdc1＝Vdc2＝E，交流侧输出电压为vo1和vo2；两个主功率单元，即单元3和单元4，其直流侧均为电压源，且直流侧电压Vdc3＝Vdc4＝3E，交流侧输出电压为vo3和vo4。其中，两个主功率单元可以产生五个不同的电平，相邻电平之间的压差为3E，加入两个辅助单元后，该混合级联逆变器可以产生十三个不同的电平，相邻电平之间的压差为E，且可以使逆变器输出电压的等效开关频率增加为原来的三倍。
此时，需要两个主三角载波信号(vca、vcb)和四个辅三角载波信号(vcr1、vcr2、vcr3、vcr4)。其中，主三角载波信号(vca、vcb)的频率均为fc，峰峰值均为6E，辅三角载波信号(vcr1、vcr2、vcr3、vcr4)的频率均为2fc，峰峰值均为3E。主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb均介于0和6E之间，辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2均介于0和3E之间，辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4均介于3E和6E之间。以主三角载波信号的周期为基准，主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb相位互差180°；辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2相位相差60°，且两个辅三角载波信号与零参考线的交点和两个主三角载波信号与零参考线的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°；辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4相位相差60°，且两个辅三角载波信号与电压恒值6E的交点和两个主三角载波信号与电压恒值6E的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°。
这六个载波将整个电压平面按垂直方向均分为六个区域，从下往上依次为V(0-1)、V(1-2)、V(2-3)、V(3-4)、V(4-5)、V(5-6)。其中，V(x-y)表示电压区间[xE，yE]内的区域，所述x为0到5的整数，y为1到6的整数，且满足y＞x。在六个不同区域的调制原理如图2所示。
对基准正弦信号vref进行取绝对值运算得调制信号vm，调制信号vm分别与主三角载波信号vca、vcb比较得逻辑脉冲信号A和B；调制信号vm分别和辅三角载波信号vcr1、vcr2、vcr3、vcr4比较得逻辑脉冲信号R1、R2、R3和R4；调制信号vm直接与电压恒值3E比较得逻辑脉冲信号P；基准正弦信号vref直接与零参考电压比较得极性脉冲信号D，则信号D在正半周期恒为高电平，在负半周期恒为零电平。下面详细分析各单元开关管的驱动逻辑信号获取方法。
1)主功率单元驱动逻辑信号的获取
对于单元3和单元4而言，在正半周期，左桥臂均作为方向臂，开关管Q31和开关管Q41恒导通；右桥臂均作为斩波臂，其中，单元3中开关管Q34的驱动逻辑信号由调制信号vm与主三角载波信号vca比较获得，单元4中开关管Q44的驱动逻辑信号由调制信号vm与主三角载波信号vcb比较获得：
为使各级联单元左右桥臂开关频率均衡，在负半周期，右桥臂作为方向臂，左桥臂作为斩波臂，其驱动信号由调制波与相应的载波比较获得：
将正负半周期内的驱动逻辑信号组合在一起，可以得到所有主功率单元的开关管在一个整周期内的驱动逻辑信号：
2)辅助单元开关管驱动逻辑信号的获取
由图2(a)可以看出，当调制比m＜0.5时，三角载波信号组(vca，vcb，vcr1，vcr2)将调制波划分为若干个三角形或菱形区域，每个区域以一个四位的二进制数据命名，若调制波大于相应的载波，对应位置的数值取1，否则，对应位置的数值取0。例如，(0000)表示调制波均小于四个载波的区域；(0010)表示调制波小于载波vca、vcb和vcr2，且大于载波vcr1的区域。
(1)区域V(0-1)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。
此区域可以分为两个部分，一部分对应的四位二进制数均为(0000)，此时逆变器输出0电平；另一部分对应的四位二进制数中，其中一位为1，另外三位均为0，分别为(0001)、(0010)、(0100)和(1000)，此时逆变器输出电平E。
(0000)区域：逆变器的期望输出为0电平，而两个主功率单元输出电压和为0电平，因此两个辅助单元均输出0电平即可。
(0001)区域：逆变器的期望输出为电平E，而两个主功率单元输出电压和为0电平，因此令辅助单元1输出0电平，辅助单元2输出电平E；(0010)区域：逆变器的期望输出为电平E，而两个主功率单元输出电压和为0电平，因此令辅助单元1输出电平E，辅助单元2输出0电平；(0100)∪(1000)区域：逆变器的期望输出为电平E，而两个主功率单元输出电压和为3E，因此令辅助单元1输出电平-E，同时辅助单元2输出电平-E。
在区域V(0-1)中，辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
(2)区域V(1-2)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。同理，在此区域中，要实现以上电平输出规律，辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
(3)区域V(2-3)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。同理，在此区域中，要实现以上电平输出规律，辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
由图2(b)可以看出，当调制比m＞0.5时，三角载波信号组(vca，vcb，vcr3，vcr4)同样将调制波划分为若干个三角形或菱形区域，每个区域可以以一个相应四位的二进制数据命名。
(4)区域V(3-4)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。
此区域可以分为两个部分，一部分对应的四位二进制数中，其中一位为1，另外三位均为0，分别为(1000)和(0100)，此时逆变器输出电平3E；另一部分对应的四位二进制数中，其中两位为1，另外两位为0，分别为(1100)、(0101)、(1001)、(0110)和(1010)，此时逆变器输出电平4E。
(1000)∪(0100)区域：逆变器的期望输出为电平3E，而两个主功率单元的输出电压和为3E，因此需要两个辅助单元均输出电平0。
(1100)区域：逆变器的期望输出为电平4E，而两个主功率单元的输出电压和为6E，因此需要两个辅助单元均输出电平-E；(0101)∪(1001)区域：逆变器的期望输出为电平4E，而两个主功率单元输出电压和为3E，因此需要辅助单元1输出电平0，辅助单元2输出电平E；(0110)∪(1010)区域：逆变器的期望输出为电平4E，而两个主功率单元的输出电压和为3E，因此需要辅助单元1输出电平E，辅助单元2输出电平0。
在区域V(3-4)中，实现以上电平输出规律的辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
(5)区域V(4-5)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。同理，在此区域中，要实现以上电平输出规律，辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
(6)区域V(5-6)：此时，逆变器交替输出的PWM波形。同理，在此区域中，要实现以上电平输出规律，辅助单元各开关管的驱动逻辑信号表达式为：
用信号P将六部分信号组合起来，可以得到在正半周期内两个辅助单元的驱动逻辑信号可以表示为：
同理，在负半周期内两个辅助单元的驱动逻辑信号可以表示为：
用极性信号D将两部分信号进行组合，可以得到在整个调制周期内辅助单元开关管的驱动逻辑统一表达式为：
图3即为上述三倍频载波移相调制原理的电路实现示意图，它由逻辑脉冲发生单元和驱动逻辑分配单元两部分构成。其中逻辑脉冲发生单元由基准正弦信号(vref)、绝对值运算电路(Abs)、主三角载波信号(vca、vcb)、辅三角载波信号(vcr1、vcr2、vcr3、vcr4)、电压恒值3E和八个比较器(T1～T8)组成，其功能是通过调制波和载波、电压恒值3E以及零电压的比较产生六个逻辑脉冲信号A、B、R1、R2、R3、R4，一个逻辑脉冲信号P和一个极性脉冲信号D。驱动逻辑分配单元由十二个双输入与门(Y1～Y12)、九个双输入或门(Z1～Z9)和十四个非门(X1～X14)组成，其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：
在逻辑脉冲发生单元中：基准正弦信号vref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出信号为调制信号vm，调制信号vm分别接入比较器T1～T2、T4～T8的正相输入端，主三角载波信号vca接比较器T1的反相输入端，主三角载波信号vcb接比较器T2的反相输入端，辅三角载波信号vcr1接比较器T4的反相输入端，辅三角载波信号vcr2接比较器T5的反相输入端，辅三角载波信号vcr3接比较器T6的反相输入端，辅三角载波信号vcr4接比较器T7的反相输入端，电压恒值3E接比较器T8的反相输入端，基准正弦信号vref接比较器T3的正相输入端，比较器T3的反相输入端接零参考电位。
在驱动逻辑分配单元中：比较器T8输出端经非门X8后和比较器T4的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出端和比较器T3的输出端接与门Y7的两个输入端，或门Z4的输出端接非门X9，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X9的输出端接与门Y10的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y10的输出端接或门Z7的两个输入端，或门Z7的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z7的输出端接非门X12后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T8输出端经非门X8后和比较器T5的输出端接与门Y5的两个输入端，与门Y5的输出端和比较器T7的输出端接或门Z5的两个输入端，或门Z5的输出端和比较器T3的输出端接与门Y8的两个输入端，或门Z5的输出端接非门X10，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X10的输出端接与门Y11的两个输入端，与门Y8的输出端和与门Y11的输出端接或门Z8的两个输入端，或门Z8的输出信号作为开关管Q21的驱动信号，或门Z8的输出端接非门X13后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T1输出端和比较器T2输出端接与门Y3的两个输入端，比较器T1输出端和比较器T2输出端接或门Z3的两个输入端，比较器T8输出端经非门X8后和或门Z3的输出端接与门Y6的两个输入端，与门Y6的输出端和与门Y3的输出端接或门Z6的两个输入端，或门Z6的输出端和比较器T3的输出端接与门Y9的两个输入端，或门Z6的输出端接非门X11，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X11的输出端接与门Y12的两个输入端，与门Y9的输出端和与门Y12的输出端接或门Z9的两个输入端，或门Z9的输出信号作为开关管Q13和Q23的驱动信号，或门Z9的输出端接非门X14后的输出信号作为开关管Q14和Q24的驱动信号；比较器T1输出端经非门X1后和比较器T3的输出端接或门Z1的两个输入端，或门Z1的输出信号作为开关管Q31的驱动信号，或门Z1的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q32的驱动信号；比较器T1的输出端和比较器T3的输出端接与门Y1的两个输入端，与门Y1的输出信号作为开关管Q34的驱动信号，与门Y1的输出端接非门X4后的输出信号作为开关管Q33的驱动信号；比较器T2输出端经非门X2后和比较器T3的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q41的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q42的驱动信号；比较器T2的输出端和比较器T3的输出端接与门Y2的两个输入端，与门Y2的输出信号作为开关管Q44的驱动信号，与门Y2的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q43的驱动信号。
图4是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出电压、主功率单元的总输出电压以及级联逆变器的总输出电压波形。可以看出，加入两个辅助单元后，逆变器输出电平数由原来的5电平变为13电平。
图5是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器主功率单元总输出电压波形的频谱分析，图6是加入辅助单元后混合级联H桥逆变器总输出电压波形的频谱分析。可以看出，加入两个辅助单元后，本发明的调制方法使总输出电压实现了三倍频，其高频谐波分量向更高频率处发生了推移。
图7是应用本发明所提的三倍频载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出功率和级联逆变器输出功率的仿真波形。其中，两个主功率单元输出的有功功率分别为Po3＝969W、Po4＝969W，逆变器总输出有功功率为Po＝1938W。可以看出，主功率单元输出有功功率平均分配，且其输出有功功率之和等于逆变器的总输出有功功率，辅助单元只补偿了高频谐波无功，不参与有功能量的传递。

Claims (3)

1.一种适用于混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法，其特征在于：
该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生单元和驱动逻辑分配单元两部分，其中逻辑脉冲发生单元由基准正弦信号vref、绝对值运算电路Abs、主三角载波信号vca、主三角载波信号vcb、辅三角载波信号vcr1、辅三角载波信号ver2、辅三角载波信号vcr3、辅三角载波信号vcr4、
电压恒值3E和八个比较器T1～T8组成；驱动逻辑分配单元由十二个双输入与门Y1～Y12、九个双输入或门Z1～Z9和十四个非门X1～X14组成，
基准正弦信号vref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出信号为调制信号vm，调制信号vm分别接入比较器T1～T2、T4～T8的正相输入端，主三角载波信号vca接比较器T1的反相输入端，主三角载波信号vcb接比较器T2的反相输入端，辅三角载波信号vcr1接比较器T4的反相输入端，辅三角载波信号vcr2接比较器T5的反相输入端，辅三角载波信号vcr3接比较器T6的反相输入端，辅三角载波信号vcr4接比较器T7的反相输入端，电压恒值3E接比较器T8的反相输入端，基准正弦信号vref接比较器T3的正相输入端，比较器T3的反相输入端接零参考电位，
比较器T8输出端经非门X8后和比较器T4的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出端和比较器T3的输出端接与门Y7的两个输入端，或门Z4的输出端接非门X9，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X9的输出端接与门Y10的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y10的输出端接或门Z7的两个输入端，或门Z7的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z7的输出端接非门X12后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T8输出端经非门X8后和比较器T5的输出端接与门Y5的两个输入端，与门Y5的输出端和比较器T7的输出端接或门Z5的两个输入端，或门Z5的输出端和比较器T3的输出端接与门Y8的两个输入端，或门Z5的输出端接非门X10，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X10的输出端接与门Y11的两个输入端，与门Y8的输出端和与门Y11的输出端接或门Z8的两个输入端，或门Z8的输出信号作为开关管Q21的驱动信号，或门Z8的输出端接非门X13后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T1输出端和比较器T2输出端接与门Y3的两个输入端，比较器T1输出端和比较器T2输出端接或门Z3的两个输入端，比较器T8输出端经非门X8后和或门Z3的输出端接与门Y6的两个输入端，与门Y6的输出端和与门Y3的输出端接或门Z6的两个输入端，或门Z6的输出端和比较器T3的输出端接与门Y9的两个输入端，或门Z6的输出端接非门X11，比较器T3的输出端经非门X3后和非门X11的输出端接与门Y12的两个输入端，与门Y9的输出端和与门Y12的输出端接或门Z9的两个输入端，或门Z9的输出信号作为开关管Q13和Q23的驱动信号，或门Z9的输出端接非门X14后的输出信号作为开关管Q14和Q24的驱动信号；比较器T1输出端经非门X1后和比较器T3的输出端接或门Z1的两个输入端，或门Z1的输出信号作为开关管Q31的驱动信号，或门Z1的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q32的驱动信号；比较器T1的输出端和比较器T3的输出端接与门Y1的两个输入端，与门Y1的输出信号作为开关管Q34的驱动信号，与门Y1的输出端接非门X4后的输出信号作为开关管Q33的驱动信号；比较器T2输出端经非门X2后和比较器T3的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q41的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q42的驱动信号；比较器T2的输出端和比较器T3的输出端接与门Y2的两个输入端，与门Y2的输出信号作为开关管Q44的驱动信号，与门Y2的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q43的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的混合级联H桥多电平逆变器的三倍频载波移相调制方法，其特征在于：所述三倍频载波移相调制方法可以拓展应用到由n个H桥单元级联而成的多电平逆变器中，其中，单元1和单元2为辅助单元，直流侧均为电容，且直流侧电压Vdc1＝Vdc2＝E；其余n-2个级联单元为主功率单元，直流侧均为电压源，且直流侧电压Vdc3＝Vdc4＝…＝Vdcn＝3E。
3.根据权利要求1所述的三倍频载波移相调制方法，其特征在于：需要两个频率均为fc，峰峰值均为6E的主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb；四个频率均为2fc，峰峰值均为3E的辅三角载波信号vcr1、辅三角载波信号vcr2、辅三角载波信号vcr3、和辅三角载波信号vcr4，其中，主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb均介于0和6E之间；辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2均介于0和3E之间，辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4均介于3E和6E之间，以主三角载波信号的周期为基准，主三角载波信号vca和主三角载波信号vcb相位互差180°；辅三角载波信号vcr1和辅三角载波信号vcr2相位相差60°，且两个辅三角载波信号与零参考线的交点和两个主三角载波信号与零参考线的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°；辅三角载波信号vcr3和辅三角载波信号vcr4相位相差60°，且两个辅三角载波信号与电压恒值6E的交点和两个主三角载波信号与电压恒值6E的交点均匀分布，相邻交点之间的相位差均为60°。
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