CN103401454A - 一种适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于电压比为1∶2的H桥混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法，属于多电平变流器PWM技术领域。该方法首先将基准正弦信号v_ref及其反相后的信号-v_ref与三个位于零参考线之上且自上而下连续排列的三角载波信号v_tra、v_trb、v_trc进行比较，得到六个逻辑脉冲信号A、B、C、A′、B′、C′，同时用基准正弦波直接与零电压比较得极性脉冲信号D。然后将这六个逻辑脉冲信号和极性脉冲信号经过驱动逻辑分配单元来产生一种优化的PWM驱动信号。本发明的方法可以保证混合级联七电平逆变器上、下级联单元协同工作且输出电压极性始终相同，避免了传统混合调制方法所固有的功率倒灌问题。

Description

一种适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法

技术领域

本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶2的混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法。

背景技术

近年来，基于全控器件的变流器正朝着中高压大功率应用领域发展。但受开关器件自身电压和电流应力的限制，传统的两电平逆变器难以直接应用于高压大功率场合。多电平逆变器以其开关器件电压应力低、输出电压谐波含量少、电磁干扰小等优点成为了中高压场合的研究热点。

自1981年日本学者A.Nabae首次提出二极管箝位三电平逆变器拓扑后，先后出现了多种典型的多电平逆变器拓扑。90年代末，印度学者M.D.Manjrekar进一步提出了直流侧电压为1∶2的H桥混合级联七电平逆变器拓扑，如图1所示。该多电平逆变器几乎保留了传统H桥等压级联多电平逆变器的所有优点，且在输出相同电平数情况下所需开关器件和直流电源数更少，因而在中高压大功率应用场合极具应用前景和实用价值。

PWM调制策略是多电平逆变器研究领域的关键技术，它与多电平逆变器拓扑相辅相成，并直接决定着逆变器输出波形质量的好坏以及系统效能的高低。针对混合级联七电平逆变器两级联单元电压等级不同，学者们提出了一种新颖的混合调制策略，其调制原理如图2所示。高压单元开关器件以基波频率工作，实现主要的基波能量输出，而低压单元开关器件以较高的开关频率进行脉宽调制，两单元输出电压叠加后最终合成高频调制的七电平输出电压波形。该调制策略兼顾了开关器件自身特点和逆变器输出电压的谐波特性，但其不足之处在于合成中间电平输出电压时两级联单元输出电压极性相反，造成功率倒灌问题。为了保证直流侧电压稳定，低压单元直流侧需采用可逆整流，这将大大增加逆变装置的体积和成本，制约了该拓扑的实用性。因此如何在不增加系统成本的情况下，既能保证系统良好的输出特性，又能解决混合调制方法固有的功率倒灌问题具有重要的现实意义。

发明内容

发明目的

本发明的目的是提出一种适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法，解决传统调制策略固有的功率倒灌问题，能够在不增加系统成本的情况下，既能保证系统良好的输出特性，又能提高该多电平逆变器的实用性。

技术方案

本发明的技术方案如下：

(1)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生单元U1和驱动逻辑分配单元U2两部分。逻辑脉冲发生单元U1由基准正弦信号(v_ref)、三角载波信号(v_tra、v_trb、v_trc)、七个比较器(T₁～T₇)和一个反相器(Inv)组成；驱动逻辑分配单元U2由六个双输入与门(Y₁～Y₆)、四个双输入或门(Z₁～Z₄)和六个非门(X₁～X₆)组成。其中三角载波信号v_tra、v_trb、v_trc的幅值、相位和频率相同，以零参考线为基准，v_tra、v_trb、v_trc在零参考线上方自上而下连续水平排列。

(2)在逻辑脉冲发生单元U1中：基准正弦信号v_ref分别接入比较器T₁～T₄的正相输入端，基准正弦信号经反相器Inv反相后接比较器T₅～T₇的正相输入端；三角载波信号v_tra分别接比较器T₁和T₅的反相输入端，三角载波信号v_trb分别接比较器T₂和T₆的反相输入端，三角载波信号v_tra分别接比较器T₃和T₇的反相输入端，比较器T₄的反相输入端接零参考电位。

(3)在驱动逻辑分配单元U2中：比较器T₄的输出信号作为开关管Q₁₁和Q₂₁的驱动信号，比较器T₄输出端接非门X₃后的输出信号作为开关管Q₁₂和Q₂₂的驱动信号；比较器T₂输出端经非门X₁后和比较器T₃的输出端接与门Y₁的两个输入端，与门Y₁的输出端和比较器T₁的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₃的两个输入端，比较器T₆的输出经非门X₂后和比较器T₇的输出端接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出端和比较器T₅的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出端经非门X₄后和非门X₃的输出端接与门Y₄的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₃的输出端接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，或门Z₃的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；比较器T₂和T₄的输出端接与门Y₅的两个输入端，非门X₂和X₃的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₅和Y₆的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。经该驱动逻辑分配单元得到的开关管驱动信号可保证混合级联七电平逆变器两单元输出电压极性始终相同。

有益效果

本发明的方法可以保证混合级联七电平逆变器上、下级联单元协同工作，合成高频调制的七电平输出电压波形。同时两单元输出电压极性始终相同，避免了传统混合调制方法所固有的功率倒灌问题。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。

图1是混合级联七电平逆变器主电路。

图2是已提出的混合调制策略原理图。

图3是本发明所提的类单极性调制方法原理图。

图4是本发明所提的类单极性调制方法的电路实现示意图。

图5是应用本发明所提的类单极性调制方法后，混合级联七电平逆变器上、下级联单元输出电压波形以及合成后的总输出电压波形。

具体实施方式

本发明提出的适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法，其各阶梯段电平的PWM波合成方式如表1所示：

[+2E，+3E]区间：高压单元恒定输出+2E，低压单元进行调制输出

的PWM波，最终合成

的PWM波；

[+E，+2E]区间：高压单元和低压单元采用互补调制方式，即高压单元输出0时，低压单元输出+E，而高压单元输出+2E时，低压单元输出0，两单元交替工作，最终合成

的PWM波；

[0，+E]区间：高压单元恒定输出0，低压单元进行调制输出

的PWM波，最终合成

的PWM波；

[0，-E]区间：高压单元恒定输出0，低压单元进行调制输出

的PWM波，最终合成的PWM波；

[-E，-2E]区间：高压单元和低压单元采用互补调制方式，即高压单元输出0时，低压单元输出-E，而高压单元输出-2E时，低压单元输出0，两单元交替工作，最终合成

的PWM波；

[-2E，-3E]区间：高压单元恒定输出-2E，低压单元进行调制输出

的PWM波，最终合成的PWM波。

表1  混合级联七电平逆变器输出电平合成方法

图3给出了实现表1所述电平合成法的调制原理图，该方法将基准正弦信号v_ref及其反相后的信号-v_ref与三个位于零参考线之上且自上而下连续排列的三角载波信号v_tra、v_trb、v_trc进行比较，当调制信号大于相应载波信号时，输出高电平，反之输出零电平，这样就得到了六个逻辑脉冲信号A、B、C、A′、B′、C′。同时用基准正弦波直接与零电压比较来得到极性脉冲信号D。由于采用的是类单极性调制方式，此时低压单元开关管Q₁₁、Q₁₂和高压单元开关管Q₂₁、Q₂₂的驱动信号由调制信号极性脉冲信号D决定。

在调制信号正半周期内，D为高电平，开关管Q₁₁、Q₂₁保持恒开通状态(Q₁₂、Q₂₂恒关断)。此时三角载波信号v_tra和v_trc作为低压单元载波对Q₁₃、Q₁₄所在桥臂的输出电压进行调制，三角载波信号v_trb作为高压单元载波对Q₂₃、Q₂₄所在桥臂的输出电压进行调制。对于低压单元，当v_trc＜v_ref＜v_trb或v_ref＞v_tra时开通开关管Q₁₄，反之开通开关管Q₁₃；对于高压单元，当调制信号v_ref＞v_trb时开通开关管Q₂₄，反之开通开关管Q₂₃。这样，正半周期内各开关管的驱动信号可用数学逻辑式表示为：

$Q_{11}=D,Q_{12}=\stackrel{\‾}{D},Q_{14}=A+\stackrel{\‾}{B}C,Q_{13}={\stackrel{\‾}{Q}}_{14}$

$Q_{21}=D,Q_{22}=\stackrel{\‾}{D},Q_{24}=B,Q_{23}={\stackrel{\‾}{Q}}_{24}$

同理，在调制信号负半周期内，D为零电平，开关管Q₁₂、Q₂₂保持恒开通状态(Q₁₁、Q₂₁恒关断)。此时反相后的调制信号-v_ref与三个载波信号进行比较。当v_trc＜-v_ref＜v_trb或-v_ref＞v_tra时开通开关管Q₁₃，反之开通开关管Q₁₄；对于高压单元，当调制信号-v_ref＞v_trb时开通开关管Q₂₃，反之开通开关管Q₂₄。这样，负半周期内各开关管的驱动信号可用数学逻辑式表示为：

$Q_{11}=D,Q_{12}=\stackrel{\‾}{D},Q_{13}=A^{\′}+{\stackrel{\‾}{B}}^{\′}{C}^{\′},Q_{14}={\stackrel{\‾}{Q}}_{13}$

$Q_{21}=D,Q_{22}=\stackrel{\‾}{D},Q_{23}=B^{\′},Q_{24}={\stackrel{\‾}{Q}}_{23}$

结合调制信号正、负半周期内开关管的驱动规律，很容易得到各开关管驱动信号在一个周期内统一的数学逻辑表达式，即：

$Q_{11}=D,Q_{12}=\stackrel{\‾}{D},Q_{14}=D(A+\stackrel{\‾}{B}C)+\stackrel{\‾}{D}\stackrel{\‾}{(A^{\′}+{\stackrel{\‾}{B}}^{\′}{C}^{\′})},Q_{13}={\stackrel{\‾}{Q}}_{14}$

$Q_{21}=D,Q_{22}=\stackrel{\‾}{D},Q_{24}=\mathrm{DB}+\stackrel{\‾}{D}{\stackrel{\‾}{B}}^{\′},Q_{23}={\stackrel{\‾}{Q}}_{24}$

图4即为上述类单极性调制原理的电路实现示意图，它由逻辑脉冲发生单元U1和驱动逻辑分配单元U2两部分构成。其中逻辑脉冲发生单元U1由基准正弦信号(v_ref)、三角载波信号(v_tra、v_trb、v_trc)、七个比较器(T₁～T₇)和一个反相器(Inv)组成，其功能是通过调制波和载波以及零电压的比较产生六个逻辑脉冲信号A、B、C、A′、B′、C′和一个极性脉冲信号D。驱动逻辑分配单元U2由六个双输入与门(Y₁～Y₆)、四个双输入或门(Z₁～Z₄)和六个非门(X₁～X₆)组成，其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：

在逻辑脉冲发生单元U1中：基准正弦信号v_ref分别接入比较器T₁～T₄的正相输入端，基准正弦信号经反相器Inv反相后接比较器T₅～T₇的正相输入端；三角载波信号v_tra分别接比较器T₁和T₅的反相输入端，三角载波信号v_trb分别接比较器T₂和T₆的反相输入端，三角载波信号v_trc分别接比较器T₃和T₇的反相输入端，比较器T₄的反相输入端接零参考电位。

在驱动逻辑分配单元U2中：比较器T₄的输出信号作为开关管Q₁₁和Q₂₁的驱动信号，比较器T₄输出端接非门X₃后的输出信号作为开关管Q₁₂和Q₂₂的驱动信号；比较器T₂输出端经非门X₁后和比较器T₃的输出端接与门Y₁的两个输入端，与门Y₁的输出端和比较器T₁的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₃的两个输入端，比较器T₆的输出经非门X₂后和比较器T₇的输出端接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出端和比较器T₅的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出端经非门X₄后和非门X₃的输出端接与门Y₄的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₃的输出端接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，或门Z₃的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；比较器T₂和T₄的输出端接与门Y₅的两个输入端，非门X₂和X₃的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₅和Y₆的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

图5是本发明的方法用于混合级联七电平逆变器后得到的上、下级联单元输出电压以及合成后的总的输出电压仿真波形。从图中可以看出混合级联七电平逆变器上、下级联单元协同工作，合成高频调制的七电平输出电压波形。同时上、下级联单元均为类单极性工作模式，两单元输出电压极性始终相同，因而不会出现功率倒灌问题。

Claims (3)

1.一种适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法，其特征在于：

该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生单元U1和驱动逻辑分配单元U2两部分。其中逻辑脉冲发生单元U1由基准正弦信号(v_ref)、三角载波信号(v_tra、v_trb、v_trc)、七个比较器(T₁～T₇)和一个反相器(Inv)组成；驱动逻辑分配单元U2由六个双输入与门(Y₁～Y₆)、四个双输入或门(Z₁～Z₄)和六个非门(X₁～X₆)组成。

基准正弦信号v_ref分别接入比较器T₁～T₄的正相输入端，基准正弦信号经反相器Inv反相后接比较器T₅～T₇的正相输入端；三角载波信号v_tra分别接比较器T₁和T₅的反相输入端，三角载波信号v_trb分别接比较器T₂和T₆的反相输入端，三角载波信号v_trc分别接比较器T₃和T₇的反相输入端，比较器T₄的反相输入端接零参考电位。

比较器T₄的输出信号作为开关管Q₁₁和Q₂₁的驱动信号，比较器T₄输出端接非门X₃后的输出信号作为开关管Q₁₂和Q₂₂的驱动信号；比较器T₂输出端经非门X₁后和比较器T₃的输出端接与门Y₁的两个输入端，与门Y₁的输出端和比较器T₁的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₃的两个输入端，比较器T₆的输出经非门X₂后和比较器T₇的输出端接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出端和比较器T₅的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出端经非门X₄后和非门X₃的输出端接与门Y₄的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₃的输出端接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，或门Z₃的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；比较器T₂和T₄的输出端接与门Y₅的两个输入端，非门X₂和X₃的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₅和Y₆的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的类单极性调制方法，其特征在于：三角载波信号v_tra、v_trb、v_trc的幅值、相位和频率相同，以零参考线为基准，v_tra、v_trb、v_trc在零参考线上方自上而下连续水平排列。

3.根据权利要求1所述的类单极性调制方法，其特征在于：开关管Q₁₁、Q₂₁和Q₁₂、Q₂₂的驱动信号分别由基准正弦信号的正、负极性决定，即这四个开关管以基波频率工作。

Images