CN101505112A - 级联中点箝位多电平逆变器的一种spwm脉冲旋转控制方法 - Google Patents

Abstract

级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，属于电力电子多电平脉宽调制技术领域，采用单载波调制，脉冲占空比基于公式计算，将调制结果转化为相应的二进制码，通过脉冲编码和脉冲动态旋转，均衡应用各逆变单元、均衡应用各逆变单元中两串联电容，进而平衡各逆变单元的电压与功率、平衡各逆变单元中两串联电容电压，以较低的各逆变单元开关频率实现较高的综合相电压脉冲频率。本发明无需给级联中点箝位多电平逆变器增加任何额外硬件，控制板可使用一个DSP芯片和一个CPLD芯片，其中DSP产生SPWM调制在本发明中所需要的二进制码信息，CPLD完成脉冲编码和脉冲旋转，实现容易，系统成本低。

Description

级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法

技术领域

本发明涉及级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，特别是用脉冲编码、脉冲旋转技术，实现级联中点箝位多电平逆变器中各逆变单元功率和电压平衡，实现各逆变单元中两串联电容电压平衡，属于电力电子多电平脉宽调制技术领域。

背景技术

级联中点箝位多电平逆变器具有三电平逆变器和级联H桥逆变器的优点，其结构如图1a和图1b所示。图1a中每相支路由N个逆变单元串联而成，每个逆变单元由两个三电平逆变器并联组成图1b所示结构，每个逆变单元可输出5电平电压。图1b中各器件为低压器件，通过N个逆变单元串联实现每相输出高电压，因而非常适合于高压大功率变频调速应用。但是，在实际应用中，保持各逆变单元输出功率与电压平衡，尤其是保持各逆变单元中两串联电容电压的平衡至关重要。如果某逆变单元中两串联电容电压不平衡，不仅影响输出电压波形，产生谐波，而且使开关器件承受电压不均，损坏器件，导致系统无法运行。目前，中国发明专利名称为3KV~10KV中高压多电平三相交流电机变频驱动装置，专利号为200410009469.8的专利，公开了一种控制各逆变单元中两串联电容电压平衡的方法，它需要实时测量每个逆变单元中两串联电容的端电压，将测量值实时反馈给全数字控制器，由软件实时计算出所有电容电压值与设定值的偏差，预测并发出实时的PWM控制脉冲，以此动态控制各电容电压在设定值。该方法可以有效平衡各逆变单元中两串联电容电压，但是需要大量的电压传感器，不仅导致系统成本增加，而且系统较为复杂。

在级联中点箝位多电平逆变器的脉宽调制方面，现有技术普遍采用多载波层叠调制的方法，图2为采用16个载波完成17电平正弦波调制的例子，16个载波按照层叠方式处于不同的电平区域，一个调制波与16个载波比较，产生PWM脉冲。也有将多载波层叠技术与载波移相技术结合，应用于级联中点箝位多电平逆变器的脉宽调制，如文献(徐海杰，中压多电平逆变装置的研究，浙江大学硕士学位论文，2006年2月)就将多载波层叠技术与载波移相技术结合，实现各逆变单元的电压与功率平衡，取得了较好效果。但是，现有技术没有考虑各逆变单元中两串联电容电压的平衡问题，导致运行中两串联电容电压不平衡，尤其是低频运行时电压不平衡问题更为突出。而且，现有技术采用多个载波应用于级联中点箝位多电平逆变器进行PWM调制，增加了系统硬件负担。

发明内容

本发明的目的在于：针对现有技术的不足，为级联中点箝位多电平逆变器提供级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，在无需给级联逆变器增加任何额外硬件的条件下，通过本发明的脉冲旋转控制，使级联中点箝位多电平逆变器在运行中保持各逆变单元的输出功率与电压平衡，同时保持各逆变单元中两串联电容电压平衡。而且，应用单载波调制，代替现有的多载波层叠调制方法，对级联中点箝位多电平逆变器进行控制，减轻脉宽调制对系统硬件的负担。

本发明的目的是通过如下技术方案实现的。

级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，其包括如下步骤：

步骤1：定义每个逆变单元的控制信号K1、K2、K3，定义每个逆变单元的8个开关信号Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sa1’、Sa2’、Sb1’、Sb2’。根据图1b，确定各逆变单元控制信号与开关信号、输出电压及所用电容的关系，如表1所示，表中的1表示图1b中对应的开关管关断，0表示图1b中对应的开关管导通，v_C1、v_C2分别为图1b中电容C₁和C₂的端电压；

步骤2：针对每相调制波及其变化率的正负，分别定义两个二进制变量a和b，其中a＝1代表调制波的负值部分，a＝0代表调制波的正值部分，b＝1代表调制波变化率的负值部分，b＝0代表调制波变化率的正值部分。对于3相系统，则需要定义6个这样的变量；

步骤3：根据级联中点箝位多电平逆变器总的逆变单元数N，选择二进制变量的数目，定义相应的二进制变量，组成二进制码以标识从零到(2N-1)的数；

步骤4：将调制波取绝对值，然后将其与各电平值比较，“截取”处于各电平区域的调制波，并“压缩”到单一载波内；

步骤5：将经过“截取”并“压缩”到单一载波内的各段调制波与该载波比较，产生PWM脉冲序列，实现单载波调制。对于3相系统，将产生3个脉冲序列。SPWM脉冲序列的占空比可根据图3计算，其中t₁和t₂分别为载波相邻最大、最小值对应的时刻，T_c为载波周期，Q为电平数，1≤Q≤2N，所得占空比为：

$t_{\mathrm{on}}={4T}_c[\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_1\right|+\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_2\right|-\frac{Q-1}{8}]$

式中，M_d为调制比。

步骤6：对于每相而言，上述定义的二进制变量和脉冲序列包含了调制波经过PWM处理的完整信息。根据表1所示控制信号与输出电压、所用电容的关系，考虑每个逆变单元中两串联电容的均衡使用，列写从上述定义的二进制变量到N个逆变单元控制信号的逻辑真值表；

步骤7：根据所列写的逻辑真值表，获得各逆变单元控制信号与各二进制变量间的逻辑函数；

步骤8：每个新脉冲到达时，由逻辑函数表示的控制信号在其所在相的各逆变单元间完成一次旋转；

步骤9：每隔N个脉冲，将二进制变量b取反，以轮换每个逆变单元中两串联电容的使用；

步骤10：上述定义的二进制变量和脉冲序列由一片DSP芯片产生，逻辑函数和脉冲旋转由一片CPLD芯片实现。

本发明具有如下的优点和效益：

(1)本发明无需给级联中点箝位多电平逆变器增加任何额外硬件，可使级联中点箝位多电平逆变器在运行中保持各逆变单元的输出功率和电压平衡，同时保持各逆变单元中两串联电容电压平衡。简化了系统，降低了成本，实现容易。

(2)本发明采用单载波调制，比传统多载波调制实现容易，降低了系统硬件负担。

(3)本发明使得各逆变单元的开关频率较低。在级联中点箝位多电平逆变器输出频率为f的相脉冲电压时，各逆变单元的开关频率不大于f/N。

(4)本发明使得由级联中点箝位多电平逆变器馈电的电机矢量控制容易实现。

附图说明

图1a为级联中点箝位多电平逆变器主电路一般结构示意图；

图1b为5电平逆变单元主电路示意图；

图2为基于多载波层叠的SPWM方法示意图；

图3为本发明的SPWM占空比计算示意图；

图4为本发明的9电平SPWM单载波调制示意图；

图5为本发明的2电平脉冲旋转控制示意图；

图6为实现本发明方案的控制器结构示意图；

图7为实验系统进行5电平单载波调制的实测结果；

图8为实验系统输出的7电平相电压和对应相二进制码的实测结果；

图9为仿真模型输出的9电平相电压和各逆变单元输出电压的仿真结果；

图10为实验系统输出的3相9电平电压和C相逆变单元1输出电压的实测结果；

图11为仿真模型输出的相电压、相电流和该相某逆变单元中两串联电容端电压的仿真结果；

图12为实验系统输出的60Hz时两相电压和电流的实测结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步描述。下述介绍以A相和N＝4为例，其方法适用于B、C相。

(1)定义每个逆变单元的控制信号K1、K2、K3，定义每个逆变单元的8个开关信号Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sa1’、Sa2’、Sb1’、Sb2’。根据图1b，确定各逆变单元控制信号与开关信号、输出电压及所用电容的关系，如表1所示，表中的1表示图1b中对应的开关管关断，0表示图1b中对应的开关管导通，v_c1、v_c2分别为图1b中电容C₁和C₂的端电压。

(2)定义A相4个逆变单元的控制信号为：第一组信号A₁₁、A₁₂、A₁₃，第二组信号A₂₁、A₂₂、A₂₃，第三组信号A₃₁、A₃₂、A₃₃，第四组信号A₄₁、A₄₂、A₄₃，其中A_mn等效于表1中的Ki(i＝1，2，3)，m表示第m个逆变单元(m＝1，2，3，4)，n表示第n个控制信号(n＝1，2，3)。

(3)针对每相调制波及其变化率的正负，分别定义两个二进制变量a和b，其中a＝1代表调制波的负值部分，a＝0代表调制波的正值部分，b＝1代表调制波变化率的负值部分，b＝0代表调制波变化率的正值部分。

(4)选择二进制变量c、d和e构成cde编码，表示从000到111，共8个电平状态。

(5)将调制波取绝对值，然后将其与各电平值比较，“截取”处于各电平区域的调制波，并“压缩”到单一载波内，如图4所示，给出了采用一个载波实现9电平SPWM的例子，其中上图为一个完整的调制波和8个载波比较，下图为各段调制波和一个载波比较，二者将取得一样的调制结果。

(6)将经过“截取”并“压缩”到单一载波内的各段调制波与该载波比较，产生PWM脉冲序列，定义为x。对于A相而言，各脉冲的占空比可根据图3计算，其中t₁和t₂分别为载波相邻最大、最小值对应的时刻，T_c为载波周期，Q为电平数，1≤Q≤8，所得占空比为

$t_{\mathrm{on}}={4T}_c[\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_1\right|+\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_2\right|-\frac{Q-1}{8}]$

式中，M_d为调制比。对于B相而言，相位角滞后120度，C相则滞后240度。

(7)制定每个逆变单元中两串联电容的使用规则，为了初步平衡两串联电容电压，期望每个逆变单元中两串联电容在每半个周波内对称使用。对于每相而言，二进制变量a、b、c、d、e和x共存在64个状态，将每个状态与各逆变单元中两串联电容的使用规则相对应，获得控制信号A₁₁、A₁₂、A₁₃、A₂₁、A₂₂、A₂₃、A₃₁、A₃₂、A₃₃、A₄₁、A₄₂、A₄₃与二进制变量a、b、c、d、e和x的逻辑关系真值表。

(8)根据所列写的逻辑关系真值表，获得各逆变单元控制信号与各二进制变量间的逻辑函数，对本例系统，每相的逻辑关系为

A₁₁＝ac+abce+abcd+ac(bd+bd)e+bcdex+bcd(aex+aex)

A₁₂＝bcdx+bcde

A₁₃＝ad+acd+acd(ex+ex)+acdex

A₂₁＝ac+cd+acd(be+be)+acdex+abcdex+abcdex

A₂₂＝cd+bcdx+bcde

A₂₃＝ac+cdx(ae+ae)+acdex

A₃₁＝c+abce+abcd+ace(bd+bd)+bcd(aex+aex)+bcdex

A₃₂＝c+cd(bx+be)

A₃₃＝acd+acd(ex+ex)+acdex

A₄₁＝c+cd+acd(be+be)+acdex+acd(bex+bex)

A₄₂＝c+cd+bcdx+bcde

A₄₃＝acd(ex+ex)+acdex

(9)每个新脉冲到达时，逻辑函数表示的控制信号在其所在相的各逆变单元间完成一次旋转；每隔4个脉冲，将二进制变量b取反，以轮换每个逆变单元中两串联电容的使用。如图5所示，以A相的2电平PWM脉冲电压输出为例说明其原理，符号“↑”表示脉冲旋转时刻，v_an表示A相对中点电压，U_dc表示一相总的直流电压和。可见，每一个新脉冲到来时刻，都对输出脉冲进行旋转，脉冲在逆变单元A1、A2、A3、A4之间旋转；每隔4个脉冲，每个逆变单元中两串联电容的使用轮换一次。对于B、C相而言，存在同样的原理。

(10)二进制变量a、b、c、d、e和x由DSP芯片产生，逻辑函数和脉冲旋转由CPLD芯片实现。如图6所示，DSP TMS320LF2407A将每相调制波按照电平分段，获得每相的a、b、c、d、e五个变量，并产生各相的SPWM脉冲序列x。所以，三相共有18个信号从DSP输出，将其输入给CPLD XC95288XL进行脉冲编码和脉冲旋转，产生36个脉冲控制信号。图中，a1、b1、c1、d1、e1(1表示A相)和PWM1(A相脉冲序列)对应于A相，a2、b2、c2、d2、e2(2表示B相)和PWM3(B相脉冲序列)对应于B相，a3、b3、c3、d3、e3(3表示C相)和PWM5(C相脉冲序列)对应于C相。36个脉冲控制信号分属于3相，每个逆变单元获得3个控制信号，3相共有12个逆变单元，以此对3相级联中点箝位多电平逆变器进行控制，使其输出期望电压。

图7为实验系统进行5电平单载波调制的实测结果，处理后的调制波由多段正弦波构成，位于单一载波范围内，cde编码代表了调制波所处电平位置，000表示了调制波处于电平1位置，001表示对应调制波处于电平2位置。

图8为实验系统输出的7电平相电压和对应相二进制码的实测结果，符号a为高电平代表调制波的负半部分，低电平代表调制波的正半部分；符号b的高电平代表调制波变化率的负值部分，低电平代表调制波变化率的正值部分；cde代码代表电平信息，000代表电平1，001代表电平2，010代表电平3；波形v_an为实验系统输出的A相电压，波形x为实验系统输出的A相脉冲序列。

图9为仿真模型输出的9电平相电压和各逆变单元输出电压的仿真结果，输出的相电压v_an由逆变单元1、单元2、单元3和单元4共同完成，体现了脉冲在4个逆变单元间旋转的效果，使得各逆变单元输出电压和功率平衡。

图10为实验系统输出的3相9电平电压v_an、v_bn、v_cn和C相逆变单元1输出电压的实测结果，在旋转脉冲控制下，每个逆变单元输出的电压脉冲频率不大于相电压脉冲频率的1/4。图9和图10展示了在本发明控制方法作用下，脉冲旋转产生的效果。

图11为仿真模型输出的相电压、相电流和该相某逆变单元中两串联电容端电压的仿真结果，v_C1和v_C2分别为两串联电容的端电压，v_an为A相电压，i为A相电流。由于两串联电容的电压不平衡以低频情况最为突出，所以图11结果考查了调制波频率为6Hz的情况，各逆变单元的直流母线电压为800V，在两串联电容电压完全平衡的情况下，每个电容电压为400V。可见，在本发明公开的脉冲旋转控制下，两串联电容电压在400V附近微小波动，取得了很好的电压均衡效果，如图11所示。本发明所提的SPWM脉冲旋转控制很好地解决了级联中点箝位多电平逆变器各逆变单元中两串联电容电压的不平衡问题。

图12为实验系统输出的60Hz时两相电压和电流的实测结果。实验中，级联中点箝位多电平逆变器带3相对称负载运行于60Hz。可见，级联中点箝位逆变器输出多电平电压，尽管在逆变器输出端没有使用滤波器，但电压波形非常接近正弦波，负载电流为标准的正弦波。

本发明的其他变化和修改对本领域技术人员来说是显而易见的，本发明并不局限于所述的具体实施方式。因此，与本发明所公开内容的真正实质和基本原则范围内的任何/所有修改、变化或等效变换，都属于本发明的权利要求保护范围。

逆变单元控制信号与开关信号、输出电压及所用电容的关系表1

 

K1	K2	K3	Sa1	Sa2	Sb1	Sb2	Sa1’	Sa2’	Sb1’	Sb2’	所用电容	输出电压
													1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	无	保护
1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	1	无	0
													1	0	1	1	0	1	1	0	1	0	0	C2	+vC2
1	0	0	0	0	1	1	1	1	0	0	C1，C2	+vC1+vC2
													0	1	1	0	0	1	0	1	1	0	1	C1	+vC1
0	1	0	1	0	0	0	0	1	1	1	C1	-vC1
													0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	C1，C2	-vC1-vC2
0	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	C2	-vC2

Claims (2)

1、级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，其特征在于该方法包括如下步骤：

步骤1：定义每个逆变单元的控制信号K1、K2、K3，定义每个逆变单元的8个开关信号Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sa1’、Sa2’、Sb1’、Sb2’，确定各逆变单元控制信号与开关信号、输出电压及所用电容的关系；

步骤2：针对每相调制波及其变化率的正负，分别定义两个二进制变量a和b，其中a＝1代表调制波的负值部分，a＝0代表调制波的正值部分，b＝1代表调制波变化率的负值部分，b＝0代表调制波变化率的正值部分，对于3相系统，则需要定义6个这样的变量；

步骤3：根据级联中点箝位多电平逆变器总的逆变单元数N，选择二进制变量的数目，定义相应的二进制变量，组成二进制码以标识从零到(2N-1)的数；

步骤4：将调制波取绝对值，然后将其与各电平值比较，“截取”处于各电平区域的调制波，并“压缩”到单一载波内；

步骤5：将经过“截取”并“压缩”到单一载波内的各段调制波与该载波比较，产生PWM脉冲序列，实现单载波调制，对于3相系统，将产生3个脉冲序列，SPWM脉冲序列的占空比计算公式为

$t_{\mathrm{on}}={4T}_c[\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_1\right|+\left|M_d\sin {\mathrm{\ωt}}_2\right|-\frac{Q-1}{8}]$

式中，M_b为调制比，T_c为载波周期，t₁和t₂分别为载波相邻最大、最小值对应的时刻，Q为电平数，1≤Q≤2N；

步骤6：对于每相而言，上述定义的二进制变量和脉冲序列包含了调制波经过PWM处理的完整信息，根据控制信号与输出电压、所用电容的关系，考虑每个逆变单元中两串联电容的均衡使用，列写从上述定义的二进制变量到N个逆变单元控制信号的逻辑真值表；

步骤7：根据所列写的逻辑真值表，获得各逆变单元控制信号与各二进制变量间的逻辑函数；

步骤8：每个新脉冲到达时，由逻辑函数表示的控制信号在其所在相的各逆变单元间完成一次旋转；

步骤9：每隔N个脉冲，将二进制变量b取反，以轮换每个逆变单元中两串联电容的使用；

步骤10：上述定义的二进制变量和脉冲序列由一片DSP芯片产生，逻辑函数和脉冲旋转由一片CPLD芯片实现。

2、根据权利要求1所述的级联中点箝位多电平逆变器的一种SPWM脉冲旋转控制方法，其特征在于：在级联中点箝位多电平逆变器输出频率为f的相脉冲电压时，各逆变单元的开关频率不大于f/N。

Images