CN111342689A - 一种储能系统的多电平变换器及soc自均衡调制方法 - Google Patents

一种储能系统的多电平变换器及soc自均衡调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种储能系统的多电平变换器及SOC自均衡调制方法。该电路由若干个电池模块和1个H桥变换器组成。每1个电池组配置了3个功率开关器件，每个电池模块中的开关器件工作于较高的开关频率，以提供所需的输出电压。H桥变换器工作于电网频率，只用于改变输出电压的极性。本发明在拓扑结构上，为每个电池组配置3个功率开关器件，实现电池组之间的灵活串并联切换，从而使变换器能输出多种电平；在调制方法上，通过在输出电压较低时，将尽可能多的电池组并联运行，在降低电池内阻损耗的同时，实现各电池组之间的SOC自动均衡。

Description

一种储能系统的多电平变换器及SOC自均衡调制方法
技术领域
本发明涉及储能系统领域，更具体地，涉及一种储能系统的多电平变换器及SOC自均衡调制方法。
背景技术
多电平变换器具有开关应力小、输出电压高、谐波含量小、易于拓展等优势，是将大规模储能系统接入电网的有效方案。现有的多电平变换器主要包括三种拓扑结构，即二极管箝位型多电平变换器、飞跨电容型多电平变换器、级联型多电平变换器。其中，级联型多电平变换器的拓扑结构和工作原理简单，且易于通过串联拓展到所需电平数量，已得到广泛应用。
以图1和图2为例，来说明级联型多电平变换器的拓扑结构。图1为传统级联型7电平变换器，它由3个结构完全相同的H桥模块组成，每个模块都包含一个H桥变换器和一个直流电源，各直流电源之间的电压相等。由于每个模块的结构相同，该系统非常易于拓展。同时，当其中某个模块故障时，可通过将其旁路使剩余模块维持运行，电路可靠性高。图2为混合级联型多电平变换器的拓扑结构，与图1的区别在于，图2中各直流电源的输出电压按4:2:1的比例设置，从而形成了15电平变换器，从而有助于进一步减小谐波含量。在该系统中，如果要进一步增加电平数量，除了增加模块数量外，要注意其直流源的电压比值应为1:2:22:L:2n，这样才能产生连续的电平数。
图1和图2所示的级联多电平变换器，每个H桥均对应独立的直流电源。如果令该变换器输出正弦电压和电流，则各个直流电源在一个正弦波周期内的工作时间会有较大差异，从而导致其输出电能存在差异。因此，上述多电平变换器用于储能系统的并网发电时，用于提供直流电源的各个电池组之间，会发生荷电状态(SOC)不均衡的问题。
发明内容
本发明为克服上述现有技术所述的电平变换器用于储能系统的并网发电时，用于提供直流电源的各个电池组之间，会发生荷电状态(SOC)不均衡的问题，提供一种储能系统的多电平变换器及SOC自均衡调制方法。
所述多电平变换器包括：n个电池组：BAT1、BAT2……BATn；
2n个P沟道增强型MOS管：S1、S2…Si…Sn、P1、P2…Pi…Pn；
n+4个N沟道增强型MOS管：B1、B2…Bi…Bn、Q1、Q2、Q3、Q4；
公共端：SP1、SP2…SPi…SPn、SB1、SB2…SBi…SBn-1、QQ1、QQ2；
Si的漏极与SBi-1连接，Si的源极与SPi连接；
BATi的正极与SPi连接，BATi的负极与SBi连接；
Pi的漏极与SPi连接，Pi的源极与SPi+1连接；
Bi的源极与SBi连接，Bi的漏极与SBi-1连接；
其中，n为大于等于3的正整数，i∈[2，n-1]；
P1的漏极与SP1连接，P1的源极与SP2连接；
BAT1的正极与SP1连接，BAT1的负极与SB1连接；
S1的源极与SP1连接，S1的漏极分别与B1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
B1的源极与SB1连接，B1的漏极分别与S1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
Pn的漏极与SPn连接，Pn的源极空接；
BATn的正极与SPn连接，负极分别与Bn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Bn的漏极与SBn-1连接，Bn的源极分别与BATn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Sn的漏极与SBn-1连接，Sn的源极与SPn连接；
S1、S2……Sn、P1、P2……Pn、B1、B2……Bn、Q1、Q2、Q3、Q4的栅极接控制信号；
Q2的漏极、Q1的源极分别与QQ1连接；
Q3的源极、Q4的漏极分别与QQ2连接；
QQ1为所述多电平变换器电压正极输出点；
QQ2为所述多电平变换器电压负极输出点。
优选地，n＝4。
本发明还提供一种基于储能系统的多电平变换器的SOC自均衡调制方法，所述方法为：
以+e1为1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+E，+e2为2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+2E，+e3为3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+3E，+e4为4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为+4E；
-e1为-1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-E，-e2为-2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-2E，-e3为-3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-3E，-e4为-4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为-4E；
输入调制信号eS；
比较调制信号eS和载波信号强度的大小；控制各MOS管的开断，输出近似正弦的电压波形，并且实现电池之间的SOC自动均衡。
优选地，
eS＝ASsin(2πfSt)
其中，t为时间，AS为调制波的幅值，fS为频率，这里等于50Hz。
优选地，
Figure BDA0002400339420000031
Figure BDA0002400339420000032
其中，AC为三角波的幅值；fC为三角波的频率；k为三角波的个数，是大于0的自然数。
优选地，各MOS管的导通规则为：
P1在输出1电平和2电平时导通，
在正半周期，调制信号eS大于载波+e1并且小于+e3时P1导通；
在负半周期，调制信号eS大于载波-e3并且小于-e1时P1导通；
将相同的调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器再通过一个与门得到半个周期的导通信号，最后将正半周期和负半周期的信号输入一个或门得到整个周期的导通信号；
在一个周期内P1和P3的开关状态是相同的，所以P1和P3共用一个开关信号；
S1在输出1～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e1和小于-e1时导通。将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门得到S1在整个周期的导通信号；
B2仅在0电平时导通，P2仅在1电平时导通，B2和P2的导通信号产生的原理与S1相同，通过更换载波信号即可得到；
S2在输出3～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e3和小于-e3时导通；将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门得到S2在整个周期的导通信号；
S2与B2的导通信号互补，故把S2的导通信号通过一个非门即可得到B2的导通信号；
S3、B3、S4、B4导通信号产生的原理与S2、B2相同；
Q1、Q4的导通信号相同，Q2、Q3的信号相同并且与Q1、Q4的信号互补；
调制信号eS大于0时，Q1、Q4导通；调制信号eS小于0时，Q2、Q3导通。与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：本发明提供了一种储能系统的多电平变换器及SOC自均衡调制方法。在拓扑结构上，为每个电池组配置3个功率开关器件，实现电池组之间的灵活串并联切换，从而使变换器能输出多种电平；在调制方法上，通过在输出电压较低时，将尽可能多的电池组并联运行，在降低电池内阻损耗的同时，实现各电池组之间的SOC自动均衡。
附图说明
图1为传统级联型多电平变换器。
图2为混合级联型多电平变换器。
图3为实施例1所述储能系统的多电平变换器。
图4为调制策略示意图。
图5为调制策略的逻辑电路图。
图6为实施例2所述储能系统的SOC自均衡调制方法的仿真结果图。
图7为实施例2所述储能系统的SOC自均衡调制方法的仿真结果频谱图。
图8为n个电池组的情况下的储能系统的多电平变换器示意图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
本实施例提供一种储能系统的多电平变换器，如图8所示，所述多电平变换器包括：n个电池组：BAT1、BAT2……BATn；
2n个P沟道增强型MOS管：S1、S2…Si…Sn、P1、P2…Pi…Pn；
n+4个N沟道增强型MOS管：B1、B2…Bi…Bn、Q1、Q2、Q3、Q4；
公共端：SP1、SP2…SPi…SPn、SB1、SB2…SBi…SBn-1、QQ1、QQ2；
Si的漏极与SBi-1连接，Si的源极与SPi连接；
BATi的正极与SPi连接，BATi的负极与SBi连接；
Pi的漏极与SPi连接，Pi的源极与SPi+1连接；
Bi的源极与SBi连接，Bi的漏极与SBi-1连接；
其中，n为大于等于3的正整数，i∈[2，n-1]；
P1的漏极与SP1连接，P1的源极与SP2连接；
BAT1的正极与SP1连接，BAT1的负极与SB1连接；
S1的源极与SP1连接，S1的漏极分别与B1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
B1的源极与SB1连接，B1的漏极分别与S1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
Pn的漏极与SPn连接，Pn的源极空接；
BATn的正极与SPn连接，负极分别与Bn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Bn的漏极与SBn-1连接，Bn的源极分别与BATn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Sn的漏极与SBn-1连接，Sn的源极与SPn连接；
S1、S2……Sn、P1、P2……Pn、B1、B2……Bn、Q1、Q2、Q3、Q4的栅极接控制信号；
Q2的漏极、Q1的源极分别与QQ1连接；
Q3的源极、Q4的漏极分别与QQ2连接；
QQ1为所述多电平变换器电压正极输出点；
QQ2为所述多电平变换器电压负极输出点。
本具体实施例中，n＝4。如图3所示，此电路是一个9电平逆变器。该电路由4个电池模块和1个H桥变换器组成。每1个电池组(如BAT1)配置了3个功率开关器件(如S1、P1、B1)，其中S1为串联开关，P1为并联开关，B1为旁路开关。每个电池模块中的开关器件工作于较高的开关频率，以提供所需的输出电压。H桥变换器工作于电网频率，只用于改变输出电压的极性。
(1)当H桥中的Q1、Q4导通，且Q2、Q3关断时，变换器输出正极性电压。此时通过对S1～S4、P1～P4、B1～B4的控制，可以形成4种正极性的输出电平，具体如下：
正4电平时，S1～S4导通令BAT1～BAT4串联，可对外输出4倍电池电压；
正3电平时，S1～S3、B4导通令BAT1～BAT3串联，可对外输出3倍电池电压；
正2电平时，S1、P1、B2、S3、P3、B4导通，令BAT1和BAT2、BAT3和BAT4分别并联后并联，可对外输出2倍电池电压，与此同时BAT1和BAT2之间可自动进行SOC均衡，BAT3和BAT4之间可自动进行SOC均衡；
正1电平时，S1、P1～P3、B2～B4导通，令BAT1～BAT4并联，可对外输出1倍电池电压，与此同时BAT1～BAT4之间可自动进行SOC均衡。
0电平时，B1～B4导通，令BAT1～BAT4全部退出运行，可对外输出0电压。
上述五种工作模式对应的各个开关状态，具体如表1所示，其中0表示开关关断，1表示开关导通。
表1直流母线电压与开关状态的关系
Figure BDA0002400339420000061
Figure BDA0002400339420000071
(2)当H桥中的Q2、Q3导通，且Q1、Q4关断时，变换器输出负极性电压。此时采用上述方法对S1～S4、P1～P4、B1～B4进行控制，可以形成4种负极性的输出电平。
本实施例所述储能系统的多电平变换器可以实现多电平输出以降低谐波，而且在正弦波的低电压期间可以将多个电池组并联以降低电池内阻上的功率损耗，并实现不同电池组之间SOC的自均衡。
传统级联型多电平变换器在一个正弦波周期内，各电池组的运行时间存在较大差异，在电压瞬时值较高时所有电池都要输出功率，在电压瞬时值较低时只有少量电池需要输出功率，导致了各电池组之间的SOC严重不均衡。
本实施例为各电池组配置了串联开关、并联开关和旁路开关，可以通过对开关的切换，灵活地改变电池组之间的连接方式，在电压瞬时值较高时将电池组串联以提供高电压，在电压瞬时值较低时将电池组并联以减小各电池组的电流，从而减小内阻上的功率损耗和发热，同时还可以实现并联电池组之间SOC的自动均衡，解决了传统多电平变换器电池组之间SOC的均衡问题。
此外，本实施例在增加电平数时，所需增加的开关器件数量少于现有技术，由图1可见现有级联型多电平变换器每增加2个电平需要增加4个开关，由图3可见本实施例的多电平变换器每增加2个电平只需增加3个开关。
在图3的基础上，对本实施例的拓扑结构进行拓展，可以得到如图8的拓扑。通过增加电池模块进行拓展，可以输出更多的电平数量，输出的电平数越多，输出电压波形就越接近正弦波，波形的谐波含量越少。
实施例2：
本实施例提供一种储能系统的SOC自均衡调制方法，所述储能方法应用于实施例1所述储能系统的多电平变换器，
以+e1为1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+E，+e2为2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+2E，+e3为3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+3E，+e4为4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为+4E；
-e1为-1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-E，-e2为-2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-2E，-e3为-3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-3E，-e4为-4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为-4E；
如图4所示，±e1、±e2、±e3、±e4为载波，eS为调制信号。
eS＝ASsin(2πfSt)
其中，t为时间，AS为调制波的幅值，fS为频率，这里等于50Hz。
Figure BDA0002400339420000081
Figure BDA0002400339420000082
其中，AC为三角波的幅值；fC为三角波的频率；k为三角波的个数，是大于0的自然数。
根据表1电压与开关状态的关系，开关P1在输出1电平和2电平时导通，在正半周期，调制信号eS大于载波+e1并且小于+e3时开关P1导通；在负半周期，调制信号eS大于载波-e3并且小于-e1时开关P1导通。将相同的调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器再通过一个与门得到半个周期的导通信号，最后将正半周期和负半周期的信号输入一个或门得到整个周期的导通信号。从表1可以看到，在一个周期内开关P1和P3的开关状态是相同的，所以他们共用一个开关信号。
根据表1，开关S1在输出1～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e1和小于-e1时导通。将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门可以得到开关S1在整个周期的导通信号。
开关B2仅在0电平时导通，开关P2仅在1电平时导通，它们的导通信号产生的原理与开关S1相同，通过更换载波信号即可得到。
开关S2在输出3～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e3和小于-e3时导通。将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门可以得到开关S2在整个周期的导通信号。开关S2与B2的导通信号互补，故把开关S2的导通信号通过一个非门即可得到B2的导通信号。开关S3、B3、S4、B4导通信号产生的原理与开关S2、B2相同。
在H桥中，开关Q1、Q4的导通信号相同，Q2、Q3的信号相同并且与Q1、Q4的信号互补。调制信号eS大于0时，Q1、Q4导通；调制信号eS小于0时，Q2、Q3导通。
图5给出了本发明中逆变器相对应的调制策略的逻辑电路图，通过运用此逻辑电路对开关进行控制，逆变器可以输出接近正弦波的电压波形，并且在输出低压期间令电池并联运行，实现电池之间SOC自动均衡。
本发明的逆变器即可以工作在高开关频率的SPWM调制策略下，也可以工作在低开关频率的阶梯波调制策略下。两种调制策略都是采用图5的逻辑电路，只需要把高频的三角载波换成恒定的直流信号作为载波。运用相同的逻辑电路，通过更换载波信号可以实现多种载波垂直分布的PWM调制策略。
为了验证本发明逆变器及调制方法的性能，这里使用PSIM软件对逆变器进行了仿真，运用上述调制策略产生50Hz的正弦电压波形。仿真时采用的参数如下：每节电池电压为3.2V，故逆变器输出的最大电平为12.8V；载波频率fC＝2050Hz，调制信号频率fS＝50Hz，载波比mf＝41，调制度ma＝1.1。图6为逆变器的仿真结果，可以看出交流输出电压和正弦波具有不错的一致性。通过快速傅里叶变换(FFT)分析了输出电压波形，如图7所示，THD＝11.93％，从频谱可以看出谐波的主要成分是基波的奇数倍次谐波和一次载波频率fC谐波。如果增加电池模块的数量，可以使输出的电平数增加，输出的电平数越多，输出波形更加接近正弦波，谐波含量更低。
本实施例实现了多电平输出以降低THD，在输出不同电平时，尽可能让更多的电池组投入运行中，使电池组的放电更均衡，例如，在输出1电平时所有电池组并联运行，从而降低电池内阻损耗，并且实现各电池组之间的SOC自动均衡。
附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种储能系统的多电平变换器，其特征在于，所述多电平变换器包括：n个电池组：BAT1、BAT2……BATn；
2n个P沟道增强型MOS管：S1、S2…Si…Sn、P1、P2…Pi…Pn；
n+4个N沟道增强型MOS管：B1、B2…Bi…Bn、Q1、Q2、Q3、Q4；
Si的漏极与SBi-1连接，Si的源极与SPi连接；
BATi的正极与SPi连接，BATi的负极与SBi连接；
Pi的漏极与SPi连接，Pi的源极与SPi+1连接；
Bi的源极与SBi连接，Bi的漏极与SBi-1连接；
其中，n为大于等于3的正整数，i∈[2，n-1]；
P1的漏极与SP1连接，P1的源极与SP2连接；
BAT1的正极与SP1连接，BAT1的负极与SB1连接；
S1的源极与SP1连接，S1的漏极分别与B1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
B1的源极与SB1连接，B1的漏极分别与S1的漏极、Q1的漏极、Q3的漏极连接；
Pn的漏极与SPn连接，Pn的源极空接；
BATn的正极与SPn连接，负极分别与Bn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Bn的漏极与SBn-1连接，Bn的源极分别与BATn的源极、Q2的源极、Q4的源极连接；
Sn的漏极与SBn-1连接，Sn的源极与SPn连接；
S1、S2……Sn、P1、P2……Pn、B1、B2……Bn、Q1、Q2、Q3、Q4的栅极接控制信号；
Q2的漏极、Q1的源极分别与QQ1连接；
Q3的源极、Q4的漏极分别与QQ2连接；
QQ1为所述多电平变换器电压正极输出点；
QQ2为所述多电平变换器电压负极输出点。
2.根据权利要求1所述的储能系统的多电平变换器，其特征在于，n＝4。
3.一种基于权利要求2所述储能系统的多电平变换器的SOC自均衡调制方法，其特征在于，所述方法为：
以+e1为1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+E，+e2为2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+2E，+e3为3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为+3E，+e4为4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为+4E；
-e1为-1电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-E，-e2为-2电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-2E，-e3为-3电平时所对应的载波信号强度，输出的电压强度为-3E，-e4为-4电平时所对应的载波强度，输出的电压强度为-4E；
输入调制信号eS；
比较调制信号eS和载波信号强度的大小；控制各MOS管的开断，输出近似正弦的电压波形，并且实现电池之间的SOC自动均衡。
4.根据权利要求3所述的储能系统的SOC自均衡调制方法，其特征在于，
eS＝AS sin(2πfSt)
其中，t为时间，AS为调制波的幅值，fS为频率。
5.根据权利要求4所述的储能系统的SOC自均衡调制方法，其特征在于，
Figure FDA0002400339410000021
其中，AC为三角波的幅值；fC为三角波的频率；k为三角波的个数，是大于0的自然数。
6.根据权利要求5所述的储能系统的SOC自均衡调制方法，其特征在于，
Figure FDA0002400339410000022
7.根据权利要求6所述的储能系统的SOC自均衡调制方法，其特征在于，各MOS管的导通规则为：
P1在输出1电平和2电平时导通，
在正半周期，调制信号eS大于载波+e1并且小于+e3时P1导通；
在负半周期，调制信号eS大于载波-e3并且小于-e1时P1导通；
将相同的调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器再通过一个与门得到半个周期的导通信号，最后将正半周期和负半周期的信号输入一个或门得到整个周期的导通信号；
在一个周期内P1和P3的开关状态是相同的，所以P1和P3共用一个开关信号；
S1在输出1～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e1和小于-e1时导通。将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门得到S1在整个周期的导通信号；
B2仅在0电平时导通，P2仅在1电平时导通，B2和P2的导通信号产生的原理与S1相同，通过更换载波信号即可得到；
S2在输出3～4电平时导通，即在调制信号eS大于载波+e3和小于-e3时导通；将调制信号eS和两个三角载波输入两个比较器，再通过一个或门得到S2在整个周期的导通信号；
S2与B2的导通信号互补，故把S2的导通信号通过一个非门即可得到B2的导通信号；
S3、B3、S4、B4导通信号产生的原理与S2、B2相同；
Q1、Q4的导通信号相同，Q2、Q3的信号相同并且与Q1、Q4的信号互补。
8.根据权利要求7所述的储能系统的SOC自均衡调制方法，其特征在于，调制信号eS大于0时，Q1、Q4导通；调制信号eS小于0时，Q2、Q3导通。
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