CN112290817A - 扩展t型多电平变流拓扑及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种扩展T型多电平变流拓扑及调制方法，该多电平变流拓扑包括单个直流输入电源、T型分压电容电路、T型开关电容电路和逆变电路。通过双电容模块分压和逐级充电实现多电平输出，并且具有带感性负载的能力。所述拓扑的优势在于可以将T型开关电容电路逐级扩展，且扩展之后输出电平和电压增益呈指数曲线增加，换言之，在输出一定电平数量情况下所述拓扑使用器件数量较少。另外，无需H桥即可实现逆变过程能降低开关管总电压应力，进而降低开关损耗。两个分压电容在正负半个周期有对称的工作状态，能够维持电压自平衡。因此，在类似于光伏发电等中低压发电场合有较好的应用前景。

Description

扩展T型多电平变流拓扑及调制方法

技术领域

本发明属于电能变换与新能源发电领域，具体涉及一种扩展T型多电平变流拓扑及调制方法。

背景技术

多电平逆变器能够增加输出电压的阶梯电平数量，使得输出电压波形更加接近正弦波，这有利于降低输出波形的总谐波畸变，进而提高输出电能质量，缩小滤波器尺寸，降低系统成本。因此，在分布式光伏发电等可再生能源利用领域受到研究人员的广泛关注。

传统的多电平逆变器主要分为中点钳位型、飞跨电容型和级联H桥型。相较于两电平逆变器，传统多电平逆变器具有输出电能质量高、功率范围大，电磁干扰小等优点。然而，二极管钳位型和飞跨电容型多电平逆变器存在拓扑结构复杂、母线电容电压不易平衡等问题，级联H桥型多电平逆变器需要多个独立直流电源。另外，三种传统多电平逆变器存在的共同问题是需使用较多器件，且不具备升压能力。因此，传统多电平逆变器使用时通常需要在逆变前级增加DC-DC升压环节，这无疑增大了系统体积和成本、降低了系统工作效率。

为了适应可再生能源发电领域的发展需求，克服传统多电平逆变器种种局限，开关电容技术逐渐被应用到多电平逆变器中。

发明内容

本发明针对上述问题，有必要提供一种扩展T型多电平变流拓扑及调制方法。

本发明第一方面提出一种扩展T型多电平变流拓扑，包括：单个直流输入电源、T型分压电容电路、i级T型开关电容电路和逆变电路，其中，i≥1；

所述直流电源为该扩展T型多电平变流拓扑提供能量；

所述T型分压电容电路，包括电解电容C₁和电解电容C₂；所述电解电容C₁的阳极与所述直流电源的正极相连接，所述电解电容C₁的阴极与所述电解电容C₂的阳极相连接；所述电解电容C₂的阴极与所述直流电源的负极相连接；所述电解电容C₁和所述电解电容C₂的连接点作为所述T型分压电容电路的中点；

所述T型开关电容电路，包括开关管S_i1、开关管S_i2、开关管S_i3、开关管S_i4、二极管D_i1、二极管D_i2、电解电容C_i1和电解电容C_i2；

所述开关管S_i1的C端连接到上一级T型开关电容电路的中点，所述开关管S_i1的E端与所述开关管S_i2的E端相连接；

所述开关管S_i2的C端接到所述开关管S_i3的E端、所述开关管S_i4的C端，所述开关管S_i3的E端与所述开关管S_i4的C端相连；

所述开关管S_i3的C端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)1的阳极，所述开关管S_i4的E端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)2的阴极；

所述二极管D_i1的阳极与所述开关管S_i3的C端相连接，所述二极管D_i2的阴极与所述开关管S_i4的E端相连接；

所述电解电容C_i1的阳极与所述二极管D_i1的阴极相连接，所述电解电容C_i2的阴极与所述二极管D_i2的阳极相连接；

所述电解电容C_i1和所述电解电容C_i2相连接，连接点连接到所述开关管S_i2的C端作为本级T型开关电容电路的中点；

第1级T型开关电容电路的开关管S₁₁的C端连接到所述T型分压电容电路的中点，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₃的C端连接到所述T型分压电容的电解电容C₁的阳极，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₄的E端连接到所述T型分压电容的电解电容C₂的阴极；

所述逆变电路，包括开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃和开关管S₄；所述开关管S₁的C端连接到第i级T型开关电容电路的中点，所述开关管S₁的E端与所述开关管S₂的E端相连接；所述开关管S₂的C端与所述开关管S₃的E端、开关管S₄的C端相连接，所述开关管S₃的E端和所述开关管S₄的C端相连接；所述开关管S₃的C端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i1的阳极相连接，所述开关管S₄的E端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i2的阴极相连接；

所述T型分压电容电路的中点以及所述开关管S₃和S₄的连接点作为该扩展T型多电平变流拓扑的交流电压输出端。

基于上述，开关管均为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET。

本发明第二方面提供一种扩展T型多电平变流拓扑的调制方法，生成驱动信号，通过所述驱动信号控制所述的扩展T型多电平变流拓扑的前级T型开关电容电路的两个电容串联为后级T型开关电容电路内的电容充电以及输出电压的正负极性转换，使该扩展T型多电平变流拓扑输出电平数N为2ⁱ⁺²-1和电压增益G为(2ⁱ⁺¹-1)/2。

基于上述，生成驱动信号时，执行：使用2ⁱ⁺²-2路相同相位和幅值的三角载波信号

与1路正弦调制波信号e_S进行比较，将得出的脉冲信号进行相应逻辑组合后，输出用于控制开关管门级的驱动信号。

基于上述，生成驱动信号时，三角载波与调制波的调制比M由调制波幅值A_S和载波的幅值A_C共同决定，即：

调制比M的取值范围为0<M≤1：

当

时，j∈[1、2、…、(2ⁱ⁺¹-1)]，变流拓扑输出2×j+1电平。

本发明第三方面提供一种扩展T型多电平变流系统，包括控制器和多电平变换器，所述多电平变换器采用所述的扩展T型多电平变流拓扑。

基于上述，所述控制器控制所述扩展T型多电平变流拓扑中的开关管动作时，执行所述的扩展T型多电平变流拓扑的调制方法的步骤。

本发明具有突出的实质性特点和显著的进步，具体的说：本发明通过控制拓扑中前级T型开关电容电路的两个电容串联为后级T型开关电容电路内电容充电，可实现变流拓扑的多电平电压输出和高电压增益，并且具有电容电压自平衡和带感性负载的能力。本发明拓扑的优势是取消了H桥结构，能大大降低开关管总电压应力，进而降低电路损耗。本发明拓扑通过T型开关电容电路的模块化扩展能力以及逐级充电，使得逆变器能够实现更多电平和更大电压增益的输出。因此，在中低压发电场合中具有较好的应用前景。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述部分中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明所述扩展T型多电平变流拓扑的拓扑图。

图2为本发明所述的变流拓扑的模态1的工作原理图。

图3为本发明所述的变流拓扑的模态2的工作原理图。

图4为本发明所述的变流拓扑的模态3的工作原理图。

图5为本发明所述的变流拓扑的模态4的工作原理图。

图6为本发明所述的变流拓扑的模态5的工作原理图。

图7为本发明所述的变流拓扑的模态6的工作原理图。

图8为本发明所述的变流拓扑的模态7的工作原理图。

图9为本发明所述的载波层叠脉冲宽度调制原理图。

图10为本发明所述的变流拓扑带纯阻性负载时的输出电压和输出电流波形图。

图11为本发明所述的变流拓扑带阻感性负载时的输出电压和输出电流波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，当一个组件被认为是“连接”另一个组件，它可以是直接连接到另一个组件或者可能同时存在居中组件。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

实施例1

如图1所示，本发明第一方面提出一种扩展T型多电平变流拓扑，其特征在于，包括：单个直流输入电源、T型分压电容电路、i级T型开关电容电路和逆变电路，其中，i≥1；

所述直流电源为该扩展T型多电平变流拓扑提供能量；

所述T型分压电容电路，包括电解电容C₁和电解电容C₂；所述电解电容C₁的阳极与所述直流电源的正极相连接，所述电解电容C₁的阴极与所述电解电容C₂的阳极相连接；所述电解电容C₂的阴极与所述直流电源的负极相连接；所述电解电容C₁和所述电解电容C₂的连接点作为所述T型分压电容电路的中点；

所述T型开关电容电路，包括开关管S_i1、开关管S_i2、开关管S_i3、开关管S_i4、二极管D_i1、二极管D_i2、电解电容C_i1和电解电容C_i2；

所述开关管S_i1的C端连接到上一级T型开关电容电路的中点，所述开关管S_i1的E端与所述开关管S_i2的E端相连接；所述开关管S_i2的C端接到所述开关管S_i3的E端、所述开关管S_i4的C端，所述开关管S_i3的E端与所述开关管S_i4的C端相连；所述开关管S_i3的C端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)1的阳极，所述开关管S_i4的E端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)2的阴极；所述二极管D_i1的阳极与所述开关管S_i3的C端相连接，所述二极管D_i2的阴极与所述开关管S_i4的E端相连接；所述电解电容C_i1的阳极与所述二极管D_i1的阴极相连接，所述电解电容C_i2的阴极与所述二极管D_i2的阳极相连接；

所述电解电容C_i1和所述电解电容C_i2相连接，连接点连接到所述开关管S_i2的C端作为本级T型开关电容电路的中点；

第1级T型开关电容电路的开关管S₁₁的C端连接到所述T型分压电容电路的中点，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₃的C端连接到所述T型分压电容的电解电容C₁的阳极，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₄的E端连接到所述T型分压电容的电解电容C₂的阴极；

所述逆变电路，包括开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃和开关管S₄；

所述开关管S₁的C端连接到第i级T型开关电容电路的中点，所述开关管S₁的E端与所述开关管S₂的E端相连接；所述开关管S₂的C端与所述开关管S₃的E端、开关管S₄的C端相连接，所述开关管S₃的E端和所述开关管S₄的C端相连接；所述开关管S₃的C端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i1的阳极相连接，所述开关管S₄的E端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i2的阴极相连接；

所述T型分压电容电路的中点以及所述开关管S₃和S₄的连接点作为该扩展T型多电平变流拓扑的交流电压输出端。

本发明扩展T型多电平变流拓扑的调制方法，包括：生成驱动信号，通过所述驱动信号控制所述的扩展T型多电平变流拓扑的前级T型开关电容电路的两个电容串联为后级T型开关电容电路内的电容充电以及输出电压的正负极性转换，使该扩展T型多电平变流拓扑输出电平数N为2ⁱ⁺²-1和电压增益G为(2ⁱ⁺¹-1)/2。

具体的，生成驱动信号时，执行：使用2ⁱ⁺²-2路相同相位和幅值的三角载波信号

与1路正弦调制波信号e_S进行比较，将得出的脉冲信号进行相应逻辑组合后，输出用于控制开关管门级的驱动信号。

进一步地，生成驱动信号时，三角载波与调制波的调制比M由调制波幅值A_S和载波的幅值A_C共同决定，即：

调制比M的取值范围为0<M≤1：

当

时，j∈[1、2、…、(2ⁱ⁺¹-1)]，变流拓扑输出2×j+1电平。

本发明中的开关管均为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET，这为变流拓扑提供了从交流输出侧向直流输入侧反馈无功能量的通道，因此具备带感性负载的能力。

本发明以T型分压电容电路的中点和逆变电路的连接点作为两个交流电压输出端口，取消了H桥，这有利于降低开关管总电压应力。

本发明T型分压电容电路中电解电容C₁和电解电容C₂的充电电压为直流输入电源电压的一半(V_dc/2)；T型开关电容电路中电解电容C_i1和电解电容C_i2的充电电压为直流输入电压2^i-1V_dc，使得输出电压波形的阶梯电压值较小，有利于降低输出电压总谐波失真。

实施例2

以该变流拓扑的7电平配置(i＝1)为例，所述变流拓扑在一个周期内可划分为7个工作模态；所述电解电容C₁和所述电解电容C₂在变流拓扑的正负半个周期分别具有对称的工作状态，不存在电容电压的持续偏移问题，因此无需额外复杂的控制回路即可实现电容电压的自平衡。

图2-图8给出了所述变流拓扑在各个模态下的工作原理图，其中虚线为所述变流拓扑中所述电解电容C₁₁和C₁₂的充电电流路径，具体工作原理描述如下：

模态1：如图2所示，所述开关管S₁₁和S₃导通，其余开关管关断。二极管D₁₁和D₁₂反向截止。此时，电容C₁和C₁₁串联为负载供电、电容C₂充电、电容C₁₂不参与工作，变流拓扑输出+1.5V_DC电平；

模态2：如图3所示，所述开关管S₁₁、S₁₂和S₃导通，其余开关管关断。二极管D₁₁和D₁₂反向截止。电容C₁₁单独为负载供电、电容C₁、C₂和C₁₂不参与工作，变流拓扑输出+V_DC电平；

模态3：如图4所示，所述开关管S₁₄和S₃导通，其余开关管关断。二极管D₁₁导通，D₁₂反向截止。此时，电容C₁为负载供电，电容C₂、C₁₁充电，电容C₁₂不参与工作，变流拓扑输出+0.5V_DC电平。

模态4：如图5所示，所述开关管S₁₁、S₁₂、S₁和S₂导通，其余开关管关断。二极管D₁₁和D₁₂反向截止。所有电容均不参与工作，变流拓扑输出0电平。

模态5：如图6所示，所述开关管S₁₃和S₄导通，其余开关管关断。二极管D₁₁反向截止，D₁₂导通；此时，电容C₂为负载供电，电容C₁、C₁₂充电，电容C₁₁不参与工作，变流拓扑输出-0.5V_DC电平。

模态6：如图7所示，所述开关管S₁₁、S₁₂和S₄导通，其余开关管关断。二极管D₁₁和D₁₂反向截止。电容C₁₂单独为负载供电、电容C₁、C₂和C₁₁不参与工作，变流拓扑输出-V_DC电平；

模态7：如图8所示，所述开关管S₁₄和S₄导通，其余开关管关断。二极管D₁₁和D₁₂反向截止。此时，电容C₂和C₁₂串联为负载供电、电容C₁充电、电容C₁₁不参与工作，变流拓扑输出-1.5V_DC电平；

在上述逐级充电多电平逆变变流拓扑的基础上，还给出了载波层叠脉冲宽度调制的调制原理，具体实施如下：

如图9所示，使用6路相同相位和幅值的三角载波信号e₁～e₆与1路正弦调制波信号e_S进行比较，将得出的脉冲信号进行相关逻辑组合即可产生用于控制开关管门级的驱动信号。

本实施例中，逆变器的调制比M由调制波幅值A_S和载波的幅值A_C共同决定，即：

M＝A_S/(3A_C)

调制比M的取值范围为0<M≤1：当0<M≤1/3时，逆变器输出3电平；当1/3<M≤2/3时，逆变器输出5电平；当2/3<M≤1时，逆变器输出7电平。

本实施例根据上述调制方式通过仿真对所述变流拓扑进行了验证，图10和图11分别为所述变流器带纯阻性负载和阻感性负载时的输出电压和负载电流仿真波形图。仿真结果显示，当所述变流拓扑带纯阻性负载时，其输出电压和负载电流均呈现具有7个电平的PWM波形，且输出电压达到了1.5倍的升压增益；当所述变流拓扑带阻感性负载时，由于感性负载的滤波作用，负载电流具有较好的正弦性且滞后电压一定角度。

实施例3

本实施例提供一种扩展T型多电平变流拓扑系统，包括控制器和逆变器，所述多电平变换器采用所述的扩展T型多电平变流拓扑；所述控制器控制所述扩展T型多电平变流拓扑中的开关管动作时，执行所述的扩展T型多电平变流拓扑的调制方法的步骤。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种扩展T型多电平变流拓扑，其特征在于，包括：单个直流输入电源、T型分压电容电路、i级T型开关电容电路和逆变电路，其中，i≥1；

所述直流电源为该扩展T型多电平变流拓扑提供能量；

所述T型分压电容电路，包括电解电容C₁和电解电容C₂；所述电解电容C₁的阳极与所述直流电源的正极相连接，所述电解电容C₁的阴极与所述电解电容C₂的阳极相连接；所述电解电容C₂的阴极与所述直流电源的负极相连接；所述电解电容C₁和所述电解电容C₂的连接点作为所述T型分压电容电路的中点；

所述T型开关电容电路，包括开关管S_i1、开关管S_i2、开关管S_i3、开关管S_i4、二极管D_i1、二极管D_i2、电解电容C_i1和电解电容C_i2；

所述开关管S_i1的C端连接到上一级T型开关电容电路的中点，所述开关管S_i1的E端与所述开关管S_i2的E端相连接；

所述开关管S_i2的C端接到所述开关管S_i3的E端、所述开关管S_i4的C端，所述开关管S_i3的E端与所述开关管S_i4的C端相连；

所述开关管S_i3的C端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)1的阳极，所述开关管S_i4的E端连接到上一级T型开关电容电路的电解电容C_(i-1)2的阴极；

所述二极管D_i1的阳极与所述开关管S_i3的C端相连接，所述二极管D_i2的阴极与所述开关管S_i4的E端相连接；

所述电解电容C_i1的阳极与所述二极管D_i1的阴极相连接，所述电解电容C_i2的阴极与所述二极管D_i2的阳极相连接；

所述电解电容C_i1和所述电解电容C_i2相连接，连接点连接到所述开关管S_i2的C端作为本级T型开关电容电路的中点；

第1级T型开关电容电路的开关管S₁₁的C端连接到所述T型分压电容电路的中点，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₃的C端连接到所述T型分压电容的电解电容C₁的阳极，第1级T型开关电容电路的开关管S₁₄的E端连接到所述T型分压电容的电解电容C₂的阴极；

所述逆变电路，包括开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃和开关管S₄；所述开关管S₁的C端连接到第i级T型开关电容电路的中点，所述开关管S₁的E端与所述开关管S₂的E端相连接；所述开关管S₂的C端与所述开关管S₃的E端、开关管S₄的C端相连接，所述开关管S₃的E端和所述开关管S₄的C端相连接；所述开关管S₃的C端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i1的阳极相连接，所述开关管S₄的E端与第i级T型开关电容电路的电解电容C_i2的阴极相连接；

所述T型分压电容电路的中点以及所述开关管S₃和S₄的连接点作为该扩展T型多电平变流拓扑的交流电压输出端。

2.根据权利要求1所述的扩展T型多电平变流拓扑，其特征在于：开关管均为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET。

3.一种扩展T型多电平变流拓扑的调制方法，其特征在于：

生成驱动信号，通过所述驱动信号控制权利要求1-2任一项所述的扩展T型多电平变流拓扑的前级T型开关电容电路的两个电容串联为后级T型开关电容电路内的电容充电以及输出电压的正负极性转换，使该扩展T型多电平变流拓扑输出电平数N为2ⁱ⁺²-1和电压增益G为(2ⁱ⁺¹-1)/2。

4.根据权利要求3所述的扩展T型多电平变流拓扑的调制方法，其特征在于，生成驱动信号时，执行：使用2ⁱ⁺²-2路相同相位和幅值的三角载波信号

与1路正弦调制波信号e_S进行比较，将得出的脉冲信号进行相应逻辑组合后，输出用于控制开关管门级的驱动信号。

5.根据权利要求4所述的扩展T型多电平变流拓扑的调制方法，其特征在于：生成驱动信号时，三角载波与调制波的调制比M由调制波幅值A_S和载波的幅值A_C共同决定，即：

调制比M的取值范围为0<M≤1：

当

时，j∈[1、2、…、(2ⁱ⁺¹-1)]，变流拓扑输出2×j+1电平。

6.一种扩展T型多电平变流系统，包括控制器和多电平变换器，其特征在于：所述多电平变换器采用权利要求1-2任一项所述的扩展T型多电平变流拓扑。

7.根据权利要求6所述的扩展T型多电平变流系统，其特征在于：所述控制器控制所述扩展T型多电平变流拓扑中的开关管动作时，执行权利要求3-5任一项所述的扩展T型多电平变流拓扑的调制方法的步骤。

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