CN102545642B - 一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法 - Google Patents

Abstract

一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法，其特征在于：矩阵变换器采用双电压调制，当某一开关周期内，用于线电压合成的6个开关的控制信号出现窄脉冲时，根据窄脉冲的出现位置，重新构造并计算新的调制函数用于开关控制。新函数共有六组，其特征为：含有瞬时输出电流检测信息、6个开关器件中有一个保持关断状态、调制函数同时满足输入电流和输出电压调制要求。本发明在不增加器件开关损耗和换流次数的前提下，有效减少窄脉冲的数量、改进矩阵变换器的输入、输出波形质量，特别适于换流时间较长的中、高功率场合。

Description

一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法

技术领域

本发明属于驱动电机的功率变换器控制领域，具体涉及双电压调制下的三相矩阵变换器的控制方法，用于消除调制过程中出现的窄脉冲，以避免窄脉冲引起的输出电压和输入电流畸变问题。 

背景技术

矩阵变换器(Matrix Converter，MC)作为交-交单级功率变换器，以其在电能质量、功率密度、能量再生、结构体积等方面的突出优势，受到传动领域的广泛关注。目前，随着矩阵变换器调制策略、换流技术、输入输出波形质量、运行稳定性等方面的进一步完善，矩阵变换器馈电的电机调速系统已经在风力发电、电梯曳引、机械制造等工业领域获得应用。 

三相-三相矩阵变换器基本结构如图1(a)所示，输入侧由电压源供电并连接满足相关电能质量要求的LC滤波电路，输出侧连接具有电流源性质的感性负载。区别于传统意义上的功率变换器，矩阵变换器采用9个矩阵排列的四象限开关实现输出相到任意输入相电源的连接，通过对9个开关器件的通断控制，实现三相恒压恒频交流电输入至三相变压变频交流电输出的直接电能变换。 

1989年日本长崎大学J.Oyama等人提出了一种双电压调制方法，后经不断改进，是目前唯一成功应用于中、低压矩阵变换器工业级产品的调制方法。结合图3，其调制原理为：将矩阵变换器的输入电压和输出电压按最大、中间、最小值进行分类，并表示为v_imax、v_imid、v_imin和v_omax、v_omid、v_omin，同时定义绝对值最大的输入相电压作为基准电压v_base。在单位开关周期T_s内，根据基准电压的取值，最大电压输出相v_omax或最小电压输出相v_omin与基准电压v_base输入相相连，即与最大或最小输出相相连的三个开关中，开关S_omax，imax或S_omin，imin始终导通，另两个始终关断，通 过其余六个开关的通断控制，使输出线电压Δv_omax和Δv_omid以给定的顺序依次和输入线电压Δv_imax和Δv_imid以及零电压相连，同时输入电流相应地在各负载相电流之间切换，使得合成的输出电压和输入电流满足调制要求，其中输出线电压的合成过程如图4所示，T_A、T_B、T_C和T_D为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与输入线电压Δv_imax、Δv_imid相连的4个开关的导通时间，T_0max和T_0min为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与零电压相连的2个开关的导通时间。 

对于矩阵变换器而言，获得上述开关导通时间构成的变换器调制函数仅是实现矩阵变换器控制的一部分。实际当中，矩阵变换器多采用分立开关组合形式构成四象限开关，如图1(b)所示，而开关由于存在导通、关断延时，会引起输入电源短路或负载开路问题。因此，分立器件的换流过程需要考虑到矩阵变换器的控制过程中。目前，矩阵变换器多采用基于负载电流极性检测或输入线电压极性检测的四步换流策略完成换流，如图5所示。图中可以看出，四象限开关的通断是通过分立器件的开关状态多步切换实现的，且每一步变化均插入了一段延时T_c。 

采用上述换流过程，矩阵变换器完成一次换流的时间为T_d，其值为3T_c。受这一换流时间的影响，矩阵变换器分立器件在单位开关周期内的导通时间是不能小于T_d的。若小于换流时间的控制信号，也就是有窄脉冲作用于功率器件，易导致分立开关的安全换流逻辑发生错误，引起负载开路或输入电源短路问题，如图6所示，而瞬时产生的电流或电压尖峰则会威胁功率器件的安全运行。 

对于矩阵变换器的双电压调制方法，受调制方法本身、参考输出电压及脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)开关模式的影响，开关控制信号上出现窄脉冲的现象十分频繁。目前为减少窄脉冲而采取的改进方法包括： 

1.改进换流策略。该策略从简化换流过程角度出发，利用负载电流和输入电压等检测信息，将常规的四步或三步换流过程缩减为两步或一步完成。该方法有效缩减换流时间、降低允许出现在功率器件上触发信号的脉冲宽度，是减少窄脉冲最常用的方法。 

2.优化分配零电压矢量策略。该策略是在单位开关周期内优化分配 零电压矢量，通过调整开关顺序延长功率器件导通时间。该方法同样可以达到减少窄脉冲数量的效果，但唯一的缺陷是变换器的换流次数及开关损耗会有所增加。 

这些改进方法虽然在一定程度上减少了双电压调制下的窄脉冲数量，但是不可能完全消除窄脉冲。为避免窄脉冲的危害，在双电压合成调制算法中，对尚存的窄脉冲需要妥善解决，常规的处理方法有两个： 

1.将窄脉冲直接丢弃； 

2.延长窄脉冲作用时间至最小安全换流时间T_d。 

上述两种方法虽然最终采用强制消除窄脉冲的手段，换取了功率器件的安全运行，但矩阵变换器各开关的导通时间T_A、T_B、T_C和T_D不再满足输入电流及输出电压的调制要求，导致电网侧及负载侧电流出现畸变。 

发明内容

本发明针对双电压调制下的窄脉冲和输入、输出调制波形畸变问题提出一种改进的双电压调制方法。该方法在不增加开关损耗及换流次数的前提下，不但可以大幅减少双电压调制方法中窄脉冲数量，而且最大程度地满足输入电流及输出电压的调制要求，从而改进输入和输出波形的畸变程度、提高电能变换质量。 

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是： 

1、一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法，其特征在于，根据不同窄脉冲的出现情况，通过使某一开关在开关周期内保持关断状态，同时引入负载电流信息，来构造不同的调制函数用于矩阵变换器的开关控制，新构造的调制函数同时满足矩阵变换器输入电流和输出电压控制要求； 

新构造的调制函数方法如下： 

当传统双电压调制方法计算的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max、T_0mid中至少有一个出现窄脉冲时，根据矩阵变换器输入-输出电压关系及输出电压调制要求 

${\mathrm{\Δv}}_{o\max }^{*}=(T_A{\mathrm{\Δv}}_{i\max }+T_B{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(1\right)$

${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{omid}}^{*}=(T_C{\mathrm{\Δv}}_{i\max }+T_D{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(2\right)$

输入-输出 电流关系及输入电流调制要求 

$\mathrm{\α}=\frac{T_B{i}_{o\·}+T_D{i}_{\mathrm{omid}}}{T_A{i}_{o\·}+T_C{i}_{\mathrm{omid}}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\min }^{*}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ \frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\max }^{*}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(3\right)$

导通时间约束条件 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{0\max }-T_s-T_A-T_B\\ T_{0\mathrm{mid}}=T_s-T_C-T_D\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，Δv_imax＝v_imax-v_imin， ${\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{imid}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max }-v_{\mathrm{imid}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{imid}}-v_{i\min },v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.,$

${\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}=v_{o\max }^{*}-v_{o\min }^{*},$ ${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }^{*}-v_{\mathrm{omid}}^{*},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{omid}}^{*}-v_{o\min }^{*},v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.,$ $v_{\mathrm{base}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max },\left|v_{i\max }\right|\&GreaterEqual;\left|v_{i\min }\right|\\ v_{i\min },\left|v_{i\max }\right|<\left|v_{i\min }\right|\end{array}\right.;$

式中，v^* _omax、v^* _omid和v^* _omin为最大、中间和最小输出相电压的参考值；i_omax、i_omid和i_omin为与最大、中间和最小输出相电压所对应的输出电流；v_imax、v_imid和v_imin为最大、中间和最小输入相电压值；i^* _imax、i^* _imid和i^* _imin为与最大、中间和最小输入相电压所对应的输入电流参考值；T_s为开关周期；α为输入电流分布因子；下标·在v_base＝v_imax时代表min，在v_base＝v_imin时代表max；T_A、T_B、T_C和T_D为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与输入线电压Δv_imax、Δv_imid相连的4个开关的导通时间；T_0max和T_0mid为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与零电压相连的2个开关的导通时间； 

依次令T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid为零，求解式(1)～式(4)得到六组新的调制函数，分别为： 

$I:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=0\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }=T_s-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=T_D-\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.$ $\mathrm{II}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=0\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C-\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=T_D+\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.$

$\mathrm{III}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}(\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=0\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.$ $\mathrm{IV}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=0\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}\end{array}\right.$

$V:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}-\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}\frac{-{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=0\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;}}_{\mathrm{imid}}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_D^{\&prime;}=T_D-\frac{i_{o*}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.$ $\mathrm{VI}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}}}\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o*}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}}}\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=0\end{array}\right.$

式中，T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid为本发明的导通时间；T_A、T_B、T_C、T_D为传统双电压调制下的导通时间，即 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A=\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B=\frac{\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{o\max }^{*}}{\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_C=\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_D=\frac{\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }=T_s-T_A-T_B\\ T_{0\mathrm{mid}}=T_s-T_C-T_D\end{array}\right.$

2、采用上述新构造的调制函数，本发明的双电压调制方法实现步骤如下： 

第一步：根据传统双电压调制方法，确定控制输出线电压Δv_omax和 Δv_omid连接到输入线电压Δv_imax、Δv_imid和零电压的6个开关器件的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid； 

第二步：将T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid分别与安全换流时间T_d相比较，若导通时间小于T_d，则视其为窄脉冲，并根据窄脉冲存在于T_A、T_B、T_C、T_D中、还是存在于T_0max和T_0mid中作为切换条件，若为前者进入第三步，若为后者进入第四步，若无窄脉冲现象进入第六步； 

第三步：选取第IV组T′_D＝0的调制函数，计算并判断它们是否满足以下条件：①导通时间取值属于[0，T_s]；②导通时间内不再出现窄脉冲现象。若满足条件则用它们更新传统双电压调制下的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，进入第六步，否则按类似过程依次计算第II、第III、第I组调制函数，并判断是否满足条件①②，若满足则用其更新传统双电压调制下导通时间，并进入第六步，否则进入第五步； 

第四步：选取第V组T′_0max＝0时的调制函数，计算T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid，同样判断它们是否满足第三步所述的条件①②。若满足则用它们更新传统双电压调制下的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid并进入第六步，否则判断第VI组T′_0mid＝0时的调制函数是否满足条件①②，若满足条件则用其更新T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，进入第六步，否则进入第五步； 

第五步：强制出现窄脉冲的导通时间为零； 

第六步：利用T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid控制矩阵变换器的四象限开关。 

本发明的有益效果是： 

1、本发明在输出电压和输入电流同时等于期望值前提下，针对窄脉冲的出现情况，重新构造双电压调制下的矩阵变换器调制函数。这种构造新的调制函数的方法是一种全新思路的方法，相比于已有的改进换流策略，优化分配零电压矢量等，本发明在不增加开关损耗及换流次数的同时，不但能抑制窄脉冲现象的发生，而且可有效降低窄脉冲处理引起的电压、电流畸变。具有算法灵活、改进效果明显等特点，在工业领域中具有很强的实用性，利于分析和拓展应用。 

2、本发明与传统双电压调制函数的窄脉冲处理方法(脉冲丢弃和脉 冲延长)相比，由于在构造调制函数时，创新性地利用了输出电流信息，因此在减小谐波畸变率、提高输出电压线性度以及同时改进输入、输出波形质量等方面具有突出的效果，特别适合应用于换流时间较长的中、高功率场合。 

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。 

图1  矩阵变换器结构简图 

图2  双电压调制下的输入与输出电压区间划分图 

图3  按最大、中间、最小值标记后的矩阵变换器结构简图 

图4  v_base＝v_imin时双电压调制下的矩阵变换器输出线电压合成图 

图5  四步换流时序图 

图6  窄脉冲存在情况下的四步换流时序图 

图7  常规窄脉冲处理方法及其输出电压合成图 

图8  本发明对应的算法流程框图 

图9  电压传输比为0.2，最小安全换流时间为2.4μs条件下，本发明实验波形(a)a相输入电压、a相输入电流及A相输出电流波形  (b)A相输出电流傅立叶分析结果  (c)a相输入电流傅立叶分析结果 

图10 电压传输比为0.2，最小安全换流时间为2.4μs条件下，采用窄脉冲舍弃方法下的实验波形  (a)a相输入电压、a相输入电流及A相输出电流波形  (b)A相输出电流傅立叶分析结果  (c)a相输入电流傅立叶分析结果 

图11 电压传输比为0.2，最小安全换流时间为2.4μs条件下，采用窄脉冲延长方法下的实验波形(a)a相输入电压、a相输入电流及A相输出电流波形  (b)A相输出电流傅立叶分析结果  (c)a相输入电流傅立叶分析结果。 

具体实施方式

根据双电压调制原理，矩阵变换器输出线电压是由输入线电压和零电压共同合成得到。本发明当上述电压的作用时间小于安全换流时间时，采用强制其中的作用时间为零的方式重新构造调制函数，解决窄脉冲问题。说明如下： 

图1(a)是三相-三相矩阵变换器基本结构。 

v_ia、v_ib、v_ic和i_ia、i_ib、i_ic表示三相输入相电压和电流； v_oA、v_oB、v_oC和i_oA、i_oB、i_oC表示三相输出相电压和电流；S_kj(k＝A，B，C；j＝a，b，c)代表连接对应输入、输出相的双向功率开关。实际中双向开关采用分立器件组合形式构成，如图1(b)所示。 

双电压调制策略将矩阵变换器输入、输出电压按最大值、中间值和最小值进行标记， 

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max }=\max (v_{\mathrm{ia}},v_{\mathrm{ib}},v_{\mathrm{ic}})\\ v_{\mathrm{imid}}=\mathrm{mid}(v_{\mathrm{ia}},v_{\mathrm{ib}},v_{\mathrm{ic}})\\ v_{i\min }=\min (v_{\mathrm{ia}},v_{\mathrm{ib}},v_{\mathrm{ic}})\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }=\max (v_{\mathrm{oA}},v_{\mathrm{oB}},v_{\mathrm{oC}})\\ v_{\mathrm{omid}}=\mathrm{mid}(v_{\mathrm{oA}},v_{\mathrm{oB}},v_{\mathrm{oC}})\\ v_{o\min }=\min (v_{\mathrm{oA}},v_{\mathrm{oB}},v_{\mathrm{oC}})\end{array}\right.---\left(2\right)$

定义三相输入电压中绝对值最大的一相作为基准电压v_base， 

$v_{\mathrm{base}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max },\left|v_{i\max }\right|\&GreaterEqual;\left|v_{i\min }\right|\\ v_{i\min },\left|v_{i\max }\right|<\left|v_{i\min }\right|\end{array}\right.---\left(3\right)$

根据v_imax、v_imid、v_imin和v_base取值，矩阵变换器的输入电压在一个周期内可被划分为12个区间，如图2(a)所示。而变换器输出电压根据v_omax、v_omid、v_omin取值的变化可被分为6个区间，如图2(b)所示。因此，矩阵变换器采用双电压调制时存在72种输入-输出电压区间组合。 

对72种运行模式下的矩阵变换器输入-输出关系以及双电压调制策略作统一的数学描述，对图1中电压、电流及功率开关用最大、中间、最小为下标重新作符号标记，如图3所示。以输入电压和输出电压均位于第1区间为例，说明如下。根据图2有v_imax＝v_ic、v_imid＝v_ia、v_imin＝v_ib、v_omax＝v_oA、v_omid＝v_oC及v_omin＝v_oB，则图3中电流量的下标imax、imid和imin依次对应为ic、ia和ib，下标omax、omid和omin为oA、oC和oB；双向开关的下标imax、imid和imin对应为c、a和b，而omax、omid和omin对应于A、C和B。 

为了获得最大电压传输比，双电压调制策略规定根据基准电压的正负，选取输出电压的最大值相或最小值相与基准电压相相连。具体而言，当v_base＝v_imax，令图3中开关S_omax，imax在单位开关周期内始终导通，开关S_omax，imid和S_omax，imin始终关断；当v_base＝v_imin，令开关S_omin，imin在单位周期内 导通，开关S_omin，imax和S_omin，imid始终关断。上述情况下矩阵变换器的输入-输出关系分别为 

当v_base＝v_imax时， 

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{omid}}=(T_{\mathrm{omid},i\max }{v}_{i\max }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}{v}_{\mathrm{imid}}+T_{\mathrm{omid},i\min }{v}_{i\min })/T_s\\ v_{o\min }=(T_{o\min ,i\max }{v}_{i\max }+T_{o\min ,\mathrm{imid}}{v}_{\mathrm{imid}}+T_{o\min ,i\min }{v}_{i\min })/T_s\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{i\max }=(T_{o\min ,i\max }{i}_{o\min }+T_{\mathrm{omid},i\max }{i}_{\mathrm{omid}}+T_{o\max ,i\max }{i}_{o\max })/T_s\\ i_{\mathrm{imid}}=(T_{o\min ,\mathrm{imid}}{i}_{o\min }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\\ i_{i\min }=(T_{o\min ,i\min }{i}_{o\min }+T_{\mathrm{omid},i\min }{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\end{array}\right.---\left(5\right)$

当v_base＝v_imin时， 

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }=(T_{o\max ,i\max }{v}_{i\max }+T_{o\max ,\mathrm{imid}}{v}_{\mathrm{imid}}+T_{o\max ,i\min }{v}_{i\min })/T_s\\ v_{\mathrm{omid}}=(T_{\mathrm{omid},i\max }{v}_{i\max }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}{v}_{\mathrm{imid}}+T_{\mathrm{omid},i\min }{v}_{i\min })/T_s\\ v_{o\min }=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(6\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{i\max }=(T_{o\max ,i\max }{i}_{o\max }+T_{\mathrm{omid},i\max }{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\\ i_{\mathrm{imid}}=(T_{o\max ,\mathrm{imid}}{i}_{o\max }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\\ i_{i\min }=(T_{o\max ,i\min }{i}_{o\max }+T_{\mathrm{omid},i\min }{i}_{\mathrm{omid}}+T_{o\min ,i\min }{i}_{o\min })/T_s\end{array}\right.---\left(7\right)$

T_kj为双向开关S_kj在单位PWM周期T_s内的导通时间，k∈{omax，omid，omin}，j∈{imax，imid，imin}。 

定义线电压 

Δv_omax＝v_omax-v_omin    (8) 

${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }-v_{\mathrm{omid}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{omid}}-v_{o\min },v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(9\right)$

将式(4)和式(6)代入式(8)和式(9)得到， 

${\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }=\left\{\begin{array}{c}(T_{o\min ,i\min }{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_{o\min ,\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s,v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ (T_{o\max ,i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_{o\max ,\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s,v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(10\right)$

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}=\left\{\begin{array}{c}(T_{\mathrm{omid},i\min }{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}})/T_s,v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ (T_{\mathrm{omid},i\max }\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }+T_{\mathrm{omid},\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s,v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中    Δv_max＝v_imax-v_imin

${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max }-v_{\mathrm{imid}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{imid}}-v_{i\min },v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.$

根据式(10)和式(11)矩阵变换器输入-输出电压关系可归纳为 

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }=(T_A{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_B{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s\\ {\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}=(T_C{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_D{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s\end{array}\right.---\left(12\right)$

对于矩阵变换器电流量间的输入-输出关系，由于连接到同一输出相的三个开关导通时间之和为T_s，且输入、输出电流之和为零，使得式(5)和式(7)中变量相关，因此仿照式(12)，式(5)和式(7)可归纳写为 

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{j\&CenterDot;}=(T_A{i}_{o\&CenterDot;}+T_C{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\\ i_{\mathrm{imid}}=(T_B{i}_{o\&CenterDot;}+T_D{i}_{\mathrm{omid}})/T_s\end{array}\right.---\left(13\right)$

其中，下标·在v_base＝v_imax和v_base＝v_imin时分别代表min和max。 

将式(13)表示为 

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{T_B{i}_{o\&CenterDot;}+T_D{i}_{\mathrm{omid}}}{T_A{i}_{o\&CenterDot;}+T_C{i}_{\mathrm{omid}}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{\mathrm{imid}}}{i_{i\min }},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ \frac{i_{\mathrm{imid}}}{i_{i\max }},v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(14\right)$

其中，α定义为电流分布系数。 

若令导通时间T_A、T_B、T_C和T_D之间满足 

T_B/T_A＝T_D/T_C＝α    (15) 

当输入电流采用单位功率因数控制，式(14)电流分布系数α取值为 

$\mathrm{\&alpha;}=\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\min }^{*}}=\frac{v_{\mathrm{imid}}}{v_{i\min }},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ \frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\max }^{*}}=\frac{v_{\mathrm{imid}}}{v_{i\max }},v_{\mathrm{base}}{=v}_{i\min }\end{array}\right.---\left(16\right)$

式中，i^* _imax、i^* _imid和i^* _imin为输入电流期望值。 

满足输出电压控制要求，由式(12)得 

${\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}=(T_A{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_B{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(17\right)$

${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}=(T_C{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_D{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(18\right)$

式中，Δv^* _omax和Δv^* _omid为输出线电压期望值。 

由式(15)、式(17)和式(18)解得T_A、T_B、T_C、T_D，得到传统双电压调制下矩阵变换器的调制函数为 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B=\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_C=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_D=\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }=T_s-T_A-T_B\\ T_{0\mathrm{mid}}=T_s-T_C-T_D\end{array}\right.---\left(19\right)$

图4(a)和图4(b)分别为v_base＝v_imin时，矩阵变换器在对称和非对称PWM模式下的线电压合成过程图。由图中可以看出T_B和T_D分别为线电压Δv_omax和Δv_omid连接到输入电压Δv_imid的时间，T_A和T_C分别为线电压Δv_omax和Δv_omid连接到输入电压Δv_imax的时间，而T_0max和T_0mid为零电压作用时间。 

矩阵变换器采用双电压调制时，四象限开关上出现窄脉冲的情况极为频繁，主要原因有两个：电流分布系数α在0、1之间周期性变化，频率为6倍电源频率。因此无论参考输出电压如何，采用双电压调制，导通时间T_B和T_D不可避免周期性出现小于最小安全换流时间(下面用T_d表示)情况。另外，随参考输出电压期望值Δv^* _omax和Δv^* _omid的逐渐减小，由式(19)可以看出，导通时间周期性出现小于T_d的窄脉冲情况将逐渐增多；而当期望值增加、接近矩阵变换器的最大输出时，合成零电压的开关上窄脉冲出现次数增多。 

针对窄脉冲，通常处理方法是将其直接丢弃或延长至最小安全换流时间T_d。 

图7(a)为采用窄脉冲舍弃法时的输出电压合成图；图7(b)为采用脉冲延长法后的输出电压合成图。 

图中灰色部分为传统双电压调制方法计算得到的矩阵变换器四象限开关控制信号及理想调制输出电压，黑实线为窄脉冲处理后的控制信号及输出电压，阴影部分为换流控制后的实际输出电压。由图中可以看出，受窄脉冲处理方式和四步换流过程影响，实际输出线电压与理想输出电压之间有较大偏差，造成输出电压波形出现畸变。 

由式(14)可以看出，导通时间T_A、T_B、T_C和T_D的选择除了与输入电流控制要求有关外，其实还与输出电流瞬时值有关。只有在满足式(15)条件下，导通时间才与输出电流无关，此时调制函数可由式(19)唯一确定。 

本发明利用输出电流信息为导通时间的选取增加一个自由度，此时满足式(14)、式(17)和式(18)的导通时间存在无穷解。因此当输入电压Δv_imax的作用时间T_A和T_C、Δv_imid的作用时间T_B或T_D、零电压的作用时间T_0max和T_0mid至少有一个小于安全换流时间时，强制其中一个作用时间为零，然后根据矩阵变换器输入-输出电压、电流关系构造调制函数。这种重新构造调制函数的方法不但能减少窄脉冲现象的发生，而且在兼顾输入电流质量的前提下，可有效消除窄脉冲处理引起的电压偏差，实现同时改进输入和输出波形质量的目的。 

在T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid依次为零的情况下求解式(14)、式(17)和式(18)，得到六组调制函数，其中导通时间标记为T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid。这一类函数的特点是含有瞬时输出电流信息、同时满足输入电流和输出电压调制要求且控制输出电压Δv_omax和Δv_omid连接到输入电压、零电压的6个开关中有一个在开关周期内保持关断状态。 

当T′_A＝0时，有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=0\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ {T_D^{\&prime;}}_{}{=T}_D-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(20\right)$

当T′_B＝0时，有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{o\max }^{*}}{\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=0\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}\mathrm{\&Delta;}{v}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=T_D+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{o\max }^{*}}{(\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }+{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_C^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(21\right)$

当T′_C＝0时，有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}(\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=0\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(22\right)$

当T′_D＝0时，有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Lambda;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{\mathrm{\&alpha;\&Delta;}{v}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ {T_{0\max }^{\&prime;}}_{}{=T}_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{\mathrm{\&Delta;}{v}_{i\max }}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=0\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(23\right)$

当T′_0max＝0即T′_A+T′_B＝T_s有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=0\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_D^{\&prime;}=T_D-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.----\left(24\right)$

当T′_0mid＝0时，即T′_C+T′_D＝T_s有 

$\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=0\end{array}\right.---\left(25\right)$

式中，T_A、T_B、T_C、T_D形式由式(19)给出。 

下面以图4(a)中所示对称PWM模式情况为例阐述本发明的实现过程。 

1)当利用式(19)计算的传统双电压调制函数中存在导通时间小于T_d情况时，首先判断是连接到输入线电压Δv_imax、Δv_imid的开关控制出现窄脉冲(T_A或T_C∈(0，T_d)，T_B/2或T_D/2∈(0，T_d))，还是连接到零电压的开关控制出现窄脉冲(T_0max/2或T_0mid/2∈(0，T_d))； 

2)若连接到输入线电压Δv_imax、Δv_imid的开关控制出现窄脉冲(T_A或T_C∈(0，T_d)，T_B/2或T_D/2∈(0，T_d))，则按照式(23)计算导通时间，然后判断以下条件：①新的导通时间取值是否满足属于[0，T_s]；②新的导通时间是否不再出现窄脉冲。若满足则采用式(23)计算结果T′_A、T′_B、T′_C、 T′_D，T′_0max和T′_0mid更新传统双电压调制下的T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，否则采用类似过程依次按照式(21)、式(22)、式(20)的顺序计算新构造的导通时间，并同时判断是否满足条件①②，若满足则用其更新传统双电压调制下的导通时间； 

3)若连接到零电压的开关控制出现窄脉冲(T_0max/2或T_0mid/2∈(0，T_d))，则首先按照式(24)计算导通时间，同样判断是否满足条件：①新的导通时间取值是否满足属于[0，T_s]；②新的导通时间是否不再出现窄脉冲，若满足则利用式(24)计算结果T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid更新传统双电压调制下的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，否则判断式(25)是否满足条件①②，若满足用式(25)计算结果更新T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid； 

4)采用上述重新构造导通时间的方法有时可能无法选取到合适的调制函数，此时需根据式(19)计算的调制函数中窄脉冲的情况，强制出现窄脉冲的导通时间为零。 

图8为本发明对应的算法流程图。 

较之于传统方法，本发明能在不增加换流次数和开关损耗的前提下有效减少窄脉冲的数量，并且可以获得更为正弦、谐波含量更低的输入电流波形。 

为了验证本发明窄脉冲抑制策略的有效性，图9～图11给出了在电压传输比(输出电压与输入电压的幅值比)为0.2，T_d为2.4μs条件下，本发明提出的重构调制函数法、传统双电压调制采用窄脉冲舍弃和窄脉冲延长法的实验波形对比结果。其中(a)图中v_ia、i_ia和i_oA分别为a相输入电压、a相输入电流及A相输出电流；(b)图为A相输出电流傅立叶分析结果；(c)图为a相输入电流傅立叶分析结果。由傅立叶分析结果可以看出，两种传统方法的输出电流谐波畸变率分别为3.02％和3.38％，而本发明的畸变率为2.26％。对于输入电流，两种传统方法的畸变率分别为17.53％和18.67％，而本发明的畸变率为14.96％。由此可以看出：本发明在重新构造作用时间的同时，由于考虑了输出电压和输入电流的控制要求，因此矩阵变换器输入、输出侧的电能质量均能得到改进，较传统方法能获得更好的电能变换效果。 

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。 

综上所述，本发明在结构设计、使用实用性及成本效益上，完全符合产业发展所需，且所揭示的结构亦是具有前所未有的创新构造，具有新颖性、创造性、实用性，符合有关发明专利要件的规定，故依法提起申请。 

Claims (1)

1.一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法，其特征在于，根据不同窄脉冲的出现情况，通过使某一开关在开关周期内保持关断状态，同时引入负载电流信息，来构造不同的调制函数用于矩阵变换器的开关控制，新构造的调制函数同时满足矩阵变换器输入电流和输出电压控制要求；

新构造的调制函数方法如下：

当传统双电压调制方法计算的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max、T_0mid中至少有一个出现窄脉冲时，根据矩阵变换器输入-输出电压关系及输出电压调制要求

${\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}=(T_A{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_B{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(1\right)$

${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}=(T_C{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+T_D{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})/T_s---\left(2\right)$

输入-输出电流关系及输入电流调制要求

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{T_B{i}_{o\&CenterDot;}+T_D{i}_{\mathrm{omid}}}{T_A{i}_{o\&CenterDot;}+T_C{i}_{\mathrm{omid}}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\min }^{*}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ \frac{i_{\mathrm{imid}}^{*}}{i_{i\max }^{*}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.---\left(3\right)$

导通时间约束条件

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{0\max }=T_s-T_A-T_B\\ T_{0\mathrm{mid}}=T_s-T_C-T_D\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，Δv_imax＝v_imax-v_imin， ${\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max }-v_{\mathrm{imid}},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{imid}}-v_{i\min },v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.,$

${\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}=v_{o\max }^{*}-v_{o\min }^{*},{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{o\max }^{*}-v_{\mathrm{omid}}^{*},v_{\mathrm{base}}=v_{i\max }\\ v_{\mathrm{omid}}^{*}-v_{o\min }^{*},v_{\mathrm{base}}=v_{i\min }\end{array}\right.,v_{\mathrm{base}}=\left\{\begin{array}{c}{v}_{i\max },\left|v_{i\max }\right|\&GreaterEqual;\left|v_{i\min }\right|\\ v_{i\min },\left|v_{i\min }\right|<\left|v_{i\min }\right|\end{array}\right.,$

v_imax＝max{v_ia,v_ib,v_ic}，v_imid＝mid{v_ia,v_ib,v_ic}，v_imin＝min{v_ia,v_ib,v_ic}；

式中，v^* _omax、v^* _omid和v^* _omin为最大、中间和最小输出相电压的参考值；i_omax、i_omid和i_omin为与最大、中间和最小输出相电压所对应的输出电流；v_imax、v_imid和v_imin为最大、中间和最小输入相电压值；i^* _imax、i^* _imid和i^* _imin为与最大、中间和最小输入相电压所对应的输入电流参考值；v_ia、v_ib和v_ic为矩阵变换器a、b、c三相输入相电压；v_base为三相输入电压中绝对值最大的一相电压，称为基准电压；T_s为开关周期；α为输入电流分布因子；下标·在v_base=v_imax时代表min，在v_base=v_imin时代表max；T_A、T_B、T_C和T_D为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与输入线电压Δv_imax、Δv_imid相连的4个开关的导通时间；T_0max和T_0mid为控制输出线电压Δv_omax、Δv_omid与零电压相连的2个开关的导通时间；

依次令T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid为零，求解式（1）～式（4）得到六组新的调制函数，分别为：

$I:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=0\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=T_D-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.\mathrm{II}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=0\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=T_C-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=T_D+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.$

$\mathrm{III}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_{o\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=0\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.\mathrm{IV}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=T_B+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=0\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}\end{array}\right.$

$V:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_B^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{o\max }^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\max }^{\&prime;}=0\\ T_C^{\&prime;}=T_C+\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_D^{\&prime;}=T_D-\frac{i_{o\&CenterDot;}}{i_{\mathrm{omid}}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_A^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{({\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}})}\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=T_s-T_C^{\&prime;}-T_D^{\&prime;}\end{array}\right.\mathrm{VI}:\left\{\begin{array}{c}{T}_A^{\&prime;}=T_A+\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}\\ T_B^{\&prime;}=T_B-\frac{i_{\mathrm{omid}}}{i_{o\&CenterDot;}}\frac{[T_s-(\mathrm{\&alpha;}+1)T_C^{\&prime;}]{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }+{\mathrm{\&alpha;\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}\\ T_{0\max }^{\&prime;}=T_s-T_A^{\&prime;}-T_B^{\&prime;}\\ T_C^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_D^{\&prime;}=\frac{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{omid}}^{*}}{{\mathrm{\&Delta;v}}_{i\max }-{\mathrm{\&Delta;v}}_{\mathrm{imid}}}{T}_s\\ T_{0\mathrm{mid}}^{\&prime;}=0\end{array}\right.$

采用上述新构造的调制函数，本发明的双电压调制方法实现过程包括以下步骤：

第一步：根据传统双电压调制方法，确定控制输出线电压Δv_omax和Δv_omid连接到输入线电压Δv_imax、Δv_imid和零电压的6个开关器件的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid；

第二步：将T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid分别与安全换流时间T_d相比较，若导通时间小于T_d，则视其为窄脉冲，并根据窄脉冲存在于T_A、T_B、T_C、T_D中、还是存在于T_0max和T_0mid中作为切换条件，若为前者进入第三步，若为后者进入第四步，若无窄脉冲现象进入第六步；

第三步：选取第IV组T′_D=0的调制函数，判断由第IV组调制函数计算出的导通时间T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid是否满足以下条件：①导通时间取值属于[0，T_s]；②导通时间内不再出现窄脉冲现象，若同时满足条件①和②则用第IV调制函数计算出的T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid更新传统双电压调制下的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，进入第六步，否则按类似过程依次计算第II、第III、第I组调制函数，并判断是否同时满足条件①和②，若满足则用其更新传统双电压调制下导通时间，并进入第六步，否则进入第五步；

第四步：选取第V组T′_0max=0时的调制函数，计算T′_A、T′_B、T′_C、T′_D，T′_0max和T′_0mid，同样判断它们是否同时满足第三步所述的条件①和②，若满足则用它们更新传统双电压调制下的导通时间T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid并进入第六步，否则判断第VI组T′_0mid=0时的调制函数是否同时满足条件①和②，若满足条件则用其更新T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid，进入第六步，否则进入第五步；

第五步：强制出现窄脉冲的导通时间为零；

第六步：利用T_A、T_B、T_C、T_D、T_0max和T_0mid控制矩阵变换器的四象限开关。

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