CN105811793A - 基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，通过对串联子模块电容的充放电原理进行分析，建立串联功率模块电容充放电的数学模型，确定影响电容电压平衡的被控参变量，对于大量串联的功率模块，通过采样获得每一个模块的电容电压后进行求平均值处理，此平均值即为每个功率模块的均压目标，当功率模块电容电压大于平均电压值时，通过控制高位取能电源持续运行，当功率模块电容电压小于平均电压时，首先求出控制电源运行的调制信号，之后，计算和确定三角载波信号的频率和占空比，最后将调制信号和三角载波信号进行比较，得到控制电源运行的执行信号。本发明鞥能够实现大量功率模块串联的电压均衡控制。

Description

基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法

【技术领域】

本发明涉及柔性直流输电领域，具体涉及基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法。

【背景技术】

随着大功率电力电子技术的发展,全控型电力电子器件在直流输电系统中的应用越来越广泛，特别是以IGBT、IGCT等为主要开关器件的柔性直流输电系统已经成为国内外相关企业和高校研究的主流。模块化多电平换流器(MMC)因其具备开关频率低、损耗小等优点，已被广泛应用于大功率风力发电、太阳能发电、孤岛供电、海上供电等直流输电系统中。目前，用于构成MMC拓扑结构的子模块主要有H-MMC(半桥子模块)、F-MMC(全桥子模块)和C-MMC(箝位双子模块)三种。其中，半桥子模块因具有结构简单、功率器件少、控制算法易于实现、损耗小和系统效率高等优势已经广泛在模块化多电平换流器的工程中得到应用。MMC的系统拓扑结构与传统的三相H桥相似，但是，在MMC的拓扑中，其每一相都有很多个功率模块串联组成，其基本的原理图如图1所示，功率模块的基本原理图如图2所示。然而在实际的工程应用中，每一功率模块皆由核心开关器件(IGBT)、模块电容、旁路开关、旁路晶闸管、均压电阻及自取能电源装置组成；其中自取能电源也称为高位取能电源。实际工程应用中的功率模块拓扑如图3所示。

由于MMC的众多优点，对于MMC研究的学者或专家也越来越多，关于模块化多电平换流器模块均压方面的研究，有较多的论文或期刊提出了相关控制方法，然而现有的众多方法其本质仍是根据系统桥臂电流的正负，当模块电压较低时，控制IGBT动作对模块进行充电，当模块电压较高对模块进行放电，这样的控制方法能够完成均压的要求，但是，往往会带来更多的功率器件损耗，降低了系统的效率。

【发明内容】

为了克服上述现有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，能够较好的实现串联功率模块电压的均衡控制，且系统效率高。

为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

包括以下步骤：

步骤1)：对串联的功率模块的充放电过程进行数学建模，得到功率模块的电容充放电的数学表达公式Δu_z；

步骤2)：根据步骤1)得到的电容充放电数学表达公式Δu_z，确定影响电容电压平衡的被控参变量；

步骤3)：计算功率模块电容电压的平均值u_avr；

步骤4)：计算功率模块电容电压与其平均值u_avr的电压差Δu_j；

步骤5)：计算三角载波的周期T_s和频率f_s；根据三角载波幅值和频率确定三角函数的泰勒展开式u(t)；

步骤6)：定义u^*为自取能电源跳频控制的调制波幅值，

(1)当u_avr≤u_j，令u^*＝1，此值与三角载波进行比较，得到自取能电源的控制信号d_rp＝1，此时自取能电源保持连续运行状态；

(2)当u_avr>u_j，自取能电源控制的调制信号如下计算：

$u^{*}=0.5+\frac{{\mathrm{\Δu}}_j}{u_j}---\left(1\right)$

将u^*将和u(t)进行比较，d_rp控制信号的变换如下表达式所示：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{rp}=1,u^{*}>u\left(t\right)\\ d_{rp}=0,u^{*}<u\left(t\right)\end{array}\right.---\left(2\right).$

进一步地，步骤1)中的数学建模过程如下：

101、首先定义u_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电压有效值，i_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电流有效值，效为功率因数角，m_u为电压调制比，m_i为电流调制比，得到：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_u=\sqrt{2}{u}_{rms}/\frac{1}{2}{U}_{dc}\\ m_i=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_{rms}/\frac{1}{3}{i}_{dc}\end{array}\right.---\left(3\right);$

其中，U_dc为模块化多电平换流器系统直流侧母线电压，i_dc为直流侧电流；

102、定义u_ao(t)为模块化多电平换流器系统中a相交流侧输出电压，i_ao(t)为模块化多电平换流器系统中a相交流侧输出电流，u_la(t)为模块化多电平换流器系统中a相下桥臂输出电压，则：

定义u_lr为下桥臂参考输出电压，则

由此得到下桥臂每个功率模块的参考输出电压u_lrz的表达式：

$u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z),(z=1,2,\mathrm{...}N)---\left(6\right);$

其中，m_uz为每个模块的等效电压调制比，θ_z为每个功率模块之间的导通角度差，ω表示角频率；

103、忽略模块化多电平换流器系统输出电压电流谐波，每个功率模块的开关函数表达式为：

$s(t,z)=u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z)---\left(7\right);$

模块化多电平换流器系统a相下桥臂的桥臂电流：

每个功率模块电容的电压变化u_cza-由下式(9)表示：

对式(9)积分得到：

其中i_rz为均压电阻在功率模块一个控制周期中的平均电流，i_pz为自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流，T为功率模块的控制周期，C_lz为每个功率模块的电容容值。

进一步地，步骤2)中确定的被控参变量是自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流i_pz。

进一步地，步骤3)中功率模块电容电压的平均值u_avr的计算公式为：

$u_{avr}=\frac{1}{N}\underset{0}{\overset{N}{\&Sigma;}}{u}_j---\left(11\right);$

其中，N为一个桥臂上的功率模块数目，u_j表示功率模块的电容电压且j＝1,2,...,N。

进一步地，步骤4)中Δu_j＝u_j-u_avr且其中u_j表示功率模块的电容电压。

进一步地，步骤5)中计算三角载波的周期T_s和频率f_s的具体步骤如下：

首先确定三角载波幅值为1，根据自取能电源输出电压支撑电容C₄的容值大小，负载的额定工作电压u_n、最低工作电压u_L以及负载所需电源功率p_o，得到：

$C_4(u_n-u_L)=(\frac{p_o}{u_L}-\frac{p_o}{u_n})t---\left(12\right);$

$t_d=\frac{C_4{u}_n{u}_L}{p_o}---\left(13\right);$

其中，t_d为电源允许停止运行的最大时间；

然后得到三角载波的周期和频率的表达式：

T_s＝t_d；

进一步地，步骤5)中

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明通过对串联子模块电容的充放电原理进行分析，建立串联功率模块电容充放电的数学模型，针对此数学模型表达式，提出一种改变或影响子模块均压的控制方法，本发明的实现，依赖于实际工程中功率模块自取能电源的跳频控制，从而改变自取能电源对模块电容能量的吸收，最终影响功率模块电容的电压变化，对于大量串联的功率模块，通过采样获得每一个模块的电容电压后进行求平均值处理，此平均值即为每个功率模块的均压目标，当功率模块电容电压大于平均电压值时，通过控制高位取能电源持续运行，当功率模块电容电压小于平均电压时，首先求出控制电源运行的调制信号，之后，计算和确定三角载波信号的频率和占空比，最后将调制信号和三角载波信号进行比较，得到控制电源运行的执行信号。本发明是一种基于高位取能电源跳频控制的模块化多电平换流器串联功率模块的均压控制方法，实质是通过一种跳频控制的自适应调节控制，最终实现大量功率模块串联的电压均衡控制，与现有的方法相比较，本发明的实现不需要判断桥臂电流的正负极性，也不需要通过IGBT对功率模块电容进行额外的冲放电控制，因此，此方法能够降低IGBT的损耗，提高了IGBT的工作寿命和系统可靠性。由仿真结果验证了本发明的有效性，且控制效果良好；本发明能够指导工程设计人员更加精确和有效的进行子模块及柔性直流输电系统的研发制造，从而确保所研发子模块及柔性直流输电系统能够以更稳定的状态运行。

【附图说明】

图1是现有的MMC系统的基本拓扑结构图；

图2是现有的功率模块的基本原理图；

图3是现有的实际工程应用中的功率模块拓扑图；

图4是本发明高位取能电源及其控制信号示意图；

图5是本发明系统均压控制仿真波形图；

图6是本发明功率模块的电源控制信号图；

图7是本发明功率模块电源输出电压波形图。

【具体实施方式】

本发明的实质是通过一种跳频控制的自适应调节控制，最终实现大量功率模块串联的电压均衡控制。

下面结合模块化多电平系统的实际案例对本发明作更详细的说明。实例内容如下：

柔性直流输电系统交流侧电压为5.5kV,直流侧电压为10kV,每个桥臂有4个子模块，每个功率模块额定电压为2.25kV，采用3.3kV,1kA的IGBT，高位取能电源输出电压支撑电容为的C₄容值为470uF,且电源输出额定电压u_n＝15V，负载最低工作电压u_L＝12V，自取能电源实际输出功率p_o＝5W，模块拓扑结构为半桥结构，如图3所示。

本发明基于高位取能电源跳频控制的模块化多电平换流器串联功率模块的均压控制方法，步骤如下：

步骤1：分析串联功率模块的充放电原理，对充放电过程进行数学建模，得到功率模块的电容充放电的数学表达公式Δu_z，具体分析过程如下：

101、定义u_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电压有效值，i_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电流有效值，效为功率因数角，m_u为电压调制比，m_i为电流调制比，则相关表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_u=\sqrt{2}{u}_{rms}/\frac{1}{2}{U}_{dc}\\ m_i=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_{rms}/\frac{1}{3}{i}_{dc}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，U_dc为模块化多电平换流器系统直流侧母线电压，i_dc为直流侧电流。

102、以图1中模块化多电平换流器系统任意一相为例，为了更清楚地描述，以a相表示，定义u_ao(t)为交流侧输出电压，i_ao(t)为交流侧输出电流，u_la(t)为下桥臂输出电压，则相关表达式如下所示：

定义u_lr为下桥臂参考输出电压，则可表达如下：

$u_{lr}=\frac{u_{la}\left(t\right)}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_u}{2}sin\left(\mathrm{\&omega;}t\right)---\left(3\right)$

那么下桥臂每个功率模块的参考输出电压u_lrz可表达如下：

$u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z),(z=1,2,...N)---\left(4\right)$

其中，m_uz为每个模块的等效电压调制比，θ_z为每个功率模块之间的导通角度差，ω表示角频率。在忽略模块化多电平换流器系统输出电压电流谐波的情况下，每个功率模块的开关函数可表达如下：

$s(t,z)=u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z)---\left(5\right)$

由于模块化多电平换流器系统a相下桥臂的桥臂电流可以表示为：

由于只有直流分量对下桥臂每个功率模块电容c_lz的电压变化有效，每个功率模块电容的电压变化u_cza-则可表示如下：

对上式进行积分，可得如下公式：

其中i_rz为均压电阻在功率模块一个控制周期中的平均电流，i_pz为自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流，T为功率模块的控制周期。C_lz为每个功率模块的电容容值。

步骤2：由步骤1所获得的电容充放电数学表达公式Δu_z，确定影响电容电压平衡的被控参变量；由Δu_z分析可知，自取能电源的输入电流自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流i_pz直接影响了功率模块电容电压的变化量，因此，本发明基于高位取能电源输入电流的有效控制，就能有效的改变模块电容电压变化量，通过合理的控制方法，最终达到电压平衡控制。因此，本发明实质是对自取能电源的输入电流i_pz的控制，通过i_pz的合理控制，最终实现Δu_z的调节。

步骤3：以模块化多电平换流器系统一个桥臂为例，系统仿真时，对串联的四个功率模块电压进行采样，根据公式对串联功率模块电容电压实时采样计算其平均值u_avr，其中，N为图1所示一个桥臂上的功率模块数目，u_j表示功率模块的电容电压且j＝(1....N)。

步骤4：计算功率模块电容电压u_j与其平均值u_avr的电容差Δu_j，计算公式及相关要求如下：

Δu_j＝u_j-u_avr且

模块化多电平换流器系统一个桥臂采用四个模块串联，且直流侧电压为10kV，根据模块化多电平换流器系统的控制规则可知，每个模块的目标电压为2250V，因此，最大电压差的绝对值|Δu_j|≤1125。

步骤5：确定三角载波幅值为1，由实例中给出的参数可知图4中高位取能电源输出电压支撑电容C₄的容值为470uF，负载的额定工作电压u_n＝15V、最低工作电压u_L＝12V以及负载所需电源功率p_o＝5W，进行三角载波的周期T_s和频率f_s计算。计算方法如下：

$C_4(u_n-u_L)=(\frac{p_o}{u_L}-\frac{p_o}{u_n})t---\left(10\right)$

$t_d=\frac{C_4{u}_n{u}_L}{p_o}=\frac{3\&times;470\&times;{10}^{-6}}{167}=8.46ms---\left(11\right)$

t_d为电源允许停止运行的最大时间；则三角载波的周期和频率可分别表示如下：

$\begin{array}{cc}{T}_s=t_d=8.46ms& f_s=\frac{1}{T_s}=118Hz\end{array}$

当三角载波的幅值和频率确定后，三角函数的泰勒展开式u(t)可表达如下：

$u\left(t\right)=\frac{1}{2}-\frac{4}{{\mathrm{\&pi;}}^2}(cos2{\mathrm{\&pi;f}}_{s}t+\frac{1}{9}cos6{\mathrm{\&pi;f}}_{s}t+\frac{1}{25}cos10{\mathrm{\&pi;f}}_{s}t)---\left(12\right);$

适当的取f_s＝120Hz；则

$u\left(t\right)=\frac{1}{2}-\frac{4}{{\mathrm{\&pi;}}^2}(cos240\mathrm{\&pi;}t+\frac{1}{9}cos720\mathrm{\&pi;}t+\frac{1}{25}cos1200\mathrm{\&pi;}t)---\left(13\right)$

步骤6：定义u^*为自取能电源跳频控制的调制波，当u_avr≤u_j，令u^*＝1，此值与三角载波进行比较，由于u^*的值与三角波波峰值相等，根据电力电子技术中的基本脉宽调制调制原理可知此时自取能电源的控制信号为高电平，可用d_rp＝1表示，此时高位取能电源保持连续运行状态；当u_avr>u_j，自取能电源控制的调制信号如下计算：

$u^{*}=0.5+\frac{{\mathrm{\&Delta;u}}_j}{u_j}---\left(14\right)$

将u^*将和u(t)进行比较，u^*>u(t)时d_rp为高电平，即d_rp＝1，u^*<u(t)时，d_rp为低电平，即0，控制信号的变换如下表达式所示：

$\left\{\begin{array}{cc}{d}_{rp}=1& (u^{*}>u(t\left)\right)\\ d_{rp}=0& (u^{*}<u(t\left)\right)\end{array}\right.---\left(15\right)$

总的控制逻辑可由下式表述：

根据上式的控制逻辑，可实现高位取能电源的跳频控制，最终实现串联功率模块的电压平衡控制，系统均压控制仿真波形如图5，其中在2.6s处加入高位取能电源跳频控制，从仿真结果可知，控制效果良好；图6是2.6s加入跳频控制时所对应的一个功率模块的电源控制信号，信号电平的间歇性高低变化，体现了电源跳频控制的有效性。图7对应的是加入控制后的一个功率模块电源输出电压波形，从此图可以看出，实现跳频控制中，电源的输出电压会有相应的波动，但由于电源所带负载往往具有较宽范围的工作电压，因而此电压的波动不会影响电源所带负载的稳定运行。

根据本发明控制方法能够较好的实现串联功率模块电压的均衡控制，能够指导工程设计人员更加精确和有效的进行子模块及柔性直流输电系统的研发制造，从而确保所研发子模块及柔性直流输电系统能够以更稳定的状态运行。本发明提供了一种基于高位取能电源跳频控制的模块化多电平换流器串联功率模块的均压控制方法，能够较好的实现串联功率模块电压的均衡控制。

Claims (7)

1.基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1)：对串联的功率模块的充放电过程进行数学建模，得到功率模块的电容充放电的数学表达公式Δu_z；

步骤2)：根据步骤1)得到的电容充放电数学表达公式Δu_z，确定影响电容电压平衡的被控参变量；

步骤3)：计算功率模块电容电压的平均值u_avr；

步骤4)：计算功率模块电容电压与其平均值u_avr的电压差Δu_j；

步骤5)：计算三角载波的周期T_s和频率f_s；根据三角载波幅值和频率确定三角函数的泰勒展开式u(t)；

步骤6)：定义u^*为自取能电源跳频控制的调制波幅值，

(1)当u_avr≤u_j，令u^*＝1，此值与三角载波进行比较，得到自取能电源的控制信号d_rp＝1，此时自取能电源保持连续运行状态；

(2)当u_avr>u_j，自取能电源控制的调制信号如下计算：

$u^{*}=0.5+\frac{{\mathrm{\&Delta;u}}_j}{u_j}---\left(1\right)$

将u^*将和u(t)进行比较，d_rp控制信号的变换如下表达式所示：

$\left\{\begin{array}{cc}{d}_{rp}=1,& u^{*}>u\left(t\right)\\ d_{rp}=0,& u^{*}<u\left(t\right)\end{array}\right.---\left(2\right).$

2.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤1)中的数学建模过程如下：

101、首先定义u_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电压有效值，i_rms为模块化多电平换流器系统交流输出电流有效值，效为功率因数角，m_u为电压调制比，m_i为电流调制比，得到：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_u=\sqrt{2}{u}_{rms}/\frac{1}{2}{U}_{dc}\\ m_i=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_{rms}/\frac{1}{3}{i}_{dc}\end{array}\right.---\left(3\right);$

其中，U_dc为模块化多电平换流器系统直流侧母线电压，i_dc为直流侧电流；

102、定义u_ao(t)为模块化多电平换流器系统中a相交流侧输出电压，i_ao(t)为模块化多电平换流器系统中a相交流侧输出电流，u_la(t)为模块化多电平换流器系统中a相下桥臂输出电压，则：

定义u_lr为下桥臂参考输出电压，则

由此得到下桥臂每个功率模块的参考输出电压u_lrz的表达式：

$u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z),(z=1,2,...N)---\left(6\right);$

其中，m_uz为每个模块的等效电压调制比，θ_z为每个功率模块之间的导通角度差，ω表示角频率；

103、忽略模块化多电平换流器系统输出电压电流谐波，每个功率模块的开关函数表达式为：

$s(t,z)=u_{lrz}=\frac{u_{la}(t+\frac{{\mathrm{\&theta;}}_z}{\mathrm{\&omega;}})}{U_{dc}}=\frac{1}{2}+\frac{m_{uz}}{2}sin(\mathrm{\&omega;}t+{\mathrm{\&theta;}}_z)---\left(7\right);$

模块化多电平换流器系统a相下桥臂的桥臂电流：

每个功率模块电容的电压变化u_cza-由下式(9)表示：

对式(9)积分得到：

其中i_rz为均压电阻在功率模块一个控制周期中的平均电流，i_pz为自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流，T为功率模块的控制周期，C_lz为每个功率模块的电容容值。

3.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤2)中确定的被控参变量是自取能电源在功率模块一个控制周期中的平均电流i_pz。

4.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤3)中功率模块电容电压的平均值u_avr的计算公式为：

$u_{avr}=\frac{1}{N}\underset{0}{\overset{N}{\&Sigma;}}{u}_j---\left(11\right);$

其中，N为一个桥臂上的功率模块数目，u_j表示功率模块的电容电压且j＝1,2,...,N。

5.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤4)中Δu_j＝u_j-u_avr且其中u_j表示功率模块的电容电压。

6.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤5)中计算三角载波的周期T_s和频率f_s的具体步骤如下：

首先确定三角载波幅值为1，根据自取能电源输出电压支撑电容C₄的容值大小，负载的额定工作电压u_n、最低工作电压u_L以及负载所需电源功率p_o，得到：

$C_4(u_n-u_L)=(\frac{p_o}{u_L}-\frac{p_o}{u_n})t---\left(12\right);$

$t_d=\frac{C_4{u}_n{u}_L}{p_o}---\left(13\right);$

其中，t_d为电源允许停止运行的最大时间；

然后得到三角载波的周期和频率的表达式：

$T_s=t_d;f_s=\frac{1}{T_s}.$

7.根据权利要求1所述的基于自取能电源跳频控制的模块化多电平换流器均压方法，其特征在于：步骤5)中