CN108322063A - 适用于采用载波移相调制mmc的双均压系数电压平衡方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，利用每个子模块电容电压和所在桥臂电压平均值求得均压系数k1i、k2i，根据k1i微调取能电源内MOSFET占空比实现不可控预充电阶段电容电压平衡，根据k2i微调子模块内IGBT占空比实现可控预充电和正常运行阶段电容电压平衡。本发明公开的电压平衡方法优点在于：对MMC的不可控预充电、可控预充电和正常运行三个阶段均适用；在不可控预充电阶段，本方法不需要增加开关器件，降低了有功损耗，节省了硬件投入；在可控预充电和正常运行阶段本方法能够保证不同子模块开关频率一致，计算量小。

Description

适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法
技术领域
本发明涉及电力系统的柔性直流输电领域，特别是一种适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法。
背景技术
相对于两电平及三电平结构的换流器，模块化多电平换流器产生的阶跃电压(du/dt)和阶跃电流(di/dt)更低，故障处理能力更强，同时其结构模块化、输出波形质量高、开关频率较低、便于冗余运行，被广泛应用于中高压电能变换、柔性直流输电、电机驱动和铁路供电系统，近些年来成为国内外专家和学者的研究热点，并有了部分工程应用。
然而，模块化多电平换流器的模块化结构决定了这种结构换流器必须进行子模块直流电容电压平衡控制，也成为其安全稳定运行的关键和前提。由于模块化多电平换流器的启动和运行分为不可控预充电、可控预充电和正常运行三个阶段，因此子模块电容电压平衡控制问题也应对此三个阶段分类讨论。
在不可控预充电阶段，换流阀内IGBT处于闭锁状态，无法利用桥臂电流进行电容电压平衡控制。同时由于不同子模块取能电源的输出恒功率特性，使该阶段电容电压不平衡现象更为显著。已有方法通过并联电阻或并联开关斩波电路解决该问题，但这些方法或增大了换流站有功损耗，或增加了开关器件使用数量。
可控预充电阶段和正常运行阶段的电容电压不平衡现象主要由子模块投切信号的差异引起。已有排序类电压平衡方法无法保证不同子模块内IGBT开关频率一致且不适用于不可控预充电阶段的电容电压平衡。
目前迫切需要一种对三个阶段均适用且不增加有功损耗和开关器件使用数量，并能保证不同子模块开关频率一致的MMC统一电容电压平衡方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，对MMC的不可控预充电、可控预充电和正常运行三个阶段均适用，且不增加有功损耗和开关器件使用数量，并保证不同子模块开关频率一致。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，包括以下步骤：
1)采集MMC同一桥臂内所有子模块电容电压UC1、UC2、……、UCn，并求得它们电压平均值uave；
2)判断当前时刻是否处于不可控预充电阶段；若当前时刻处于不可控预充电阶段，则根据用户可以自己调节的正实数参数a1计算均压系数k1i，均压系数k2i置1；若当前时刻不处于可控预充电阶段，则此时处于可控预充电阶段或正常运行阶段，则根据用户可以自己调节的正实数参数a2计算均压系数k2i，均压系数k1i置1；
3)将均压系数k1i送至第i个子模块的取能电源控制器，将均压系数k2i送至FPGA中第i个子模块分控制器；
4)在子模块取能电源控制器中，电压反馈及补偿回路的输出电压先与均压系数k1i相乘，再与三角波比较产生PWM信号，驱动取能电源内的开关管；在子模块分控制器中，子模块特有的载波与均压系数k1i相乘后，再与调制波比较产生PWM信号驱动子模块内的开关管。
其中，n为MMC单个桥臂中子模块个数。
均压系数其中a1>0，i＝1，2，……，n。
均压系数其中a2>0，i＝1，2，……，n；iARM为桥臂电流，方向以给子模块电容充电为正，
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明对MMC的不可控预充电、可控预充电和正常运行三个阶段均适用；在不可控预充电阶段，本方法不需要增加开关器件，降低了有功损耗，节省了硬件投入；在可控预充电和正常运行阶段本方法能够保证不同子模块开关频率一致，计算量小。
附图说明
图1为MMC的拓扑结构图；
图2为适用于MMC的载波移相调制基本原理图；其中，(a)单个桥臂的载波和调制波；(b)桥臂输出电压波形；
图3为采用直流母线预充电时桥臂电路工况图；
图4为桥臂电流为充电方向时电容电压变化情况图；其中，(a)为桥臂电流iARM在载波周期内为充电方向且单调增长时两个子模块的投切状态及其电容电压变化情况；(b)为iARM在载波周期内为充电方向且单调减小时两个子模块的投切状态及其电容电压变化情况；
图5为基于双均压系数的电压平衡方法流程图；
图6为取能电源控制器图；
图7为子模块分控制器图；
图8为采用本方法后电容电压变化情况图；其中(a)充电方向；(b)放电方向。
具体实施方式
MMC的结构如图1所示，直流侧为正负极母线，对地电压分别为UDC/2和-UDC/2。A、B、C三相并联于直流母线之间，每相分为上下两个桥臂。上下两个桥臂均由n个结构相同的子模块(SM)串联组成。连接电感L既是出口电抗的一部分，又能抑制环流，减小故障情况下电流上升率。每个SM由一个支撑电容C和一个半桥组成，串联接入桥臂。正常工作状态下，VT1和VT2的触发信号互补，VT1＝1，VT2＝0时，SM输出电压uPN为电容电压UC；VT1＝0，VT2＝1时，输出电压uPN为0。
载波移相调制通过“移动平均”的方法在较低开关频率下得到较高的等效开关频率。单个桥臂包含n个子模块的MMC采用n+1电平载波移相调制时，需要为每个子模块配置一个频率为fc的单极性三角波作为载波，同时将桥臂参考电压作为每个子模块的调制波。n组三角载波相位依次滞后2π/n，这样一个桥臂内n个子模块共用的调制波与每个子模块特有的载波比较产生n个PWM信号分别驱动相应的子模块。n个子模块的输出电压叠加即得到该桥臂输出的n+1电平电压波形。图2以每个桥臂包含4个子模块的MMC为例，说明了n+1电平载波移相调制的基本原理。
以逆变站不可控预充电为例，某一桥臂通过直流母线不可控预充电的电路工况如图3所示。
根据图3，可将桥臂电流iARM可以表示为：
iARM＝ici+idi+ipi (1)
进一步表示为：
式(2)中i＝1,2,……,2n，UCi表示第i个子模块的电容电压，iCi表示该子模块电容的充放电电流(以流入电容为正方向)，idi为子模块电容均压电阻Rd的放电电流，ipi表示流入取能电源的电流。
在一个开关周期内可对取能电源建立如下平均模型：
其中，D为取能电源中MOSFET驱动信号的占空比，Np，Nsm分别为变压器原副边线圈匝数，uCO是取能电源的输出电压，RO是子模块驱动与控制电路的等效电阻。
分析式(2)和式(3)可知，若某个子模块取能电源由于各种干扰的影响使其输出电压uCO暂降，闭环控制系统为了维持uCO恒定，则必须增大输入电流ipi，而ipi的增大会引起该子模块电容电压UCi的降低。但是UCi的降低将会引起占空比D的增大，D的增大又进一步加剧了ipi的增加。因此由于取能电源的输出恒功率特性使不可控预充电阶段的电容电压不平衡形成正反馈，随着时间的推移，同一桥臂内不同子模块电容电压将逐渐发散。
由于可控预充电和正常运行阶段均采用载波移相调制，不平衡机理一致，对此两个阶段的电压不平衡现象统一分析。图4以每个桥臂包含2个子模块的模块化多电平换流器为例分析采用载波移相调制的模块化多电平换流器在可控预充电及正常运行阶段电容电压的不平衡现象。根据规则采样法基本原理，在单个载波周期TS内调制波的值x视为不变。当子模块载波的瞬时值大于x时该子模块投入，反之切除。假设载波周期开始时两子模块电容电压一致，图4的(a)给出了当桥臂电流iARM在此载波周期内为充电方向且单调增长时两个子模块的投切状态及其电容电压变化情况。在此载波周期内电容电压的变化量可以表示为：
由于iARM在[t1,t1+Δt]区间内的值均小于其在区间[t2,t2+Δt]内的值，可知ΔUC1<ΔUC2。随着时间的推移|ΔUC1-ΔUC2|将逐渐增大。
图4的(b)给出了iARM在载波周期内为充电方向且单调减小时两个子模块的投切状态及其电容电压变化情况。由于iARM在[t1,t1+Δt]区间内的值均大于其在区间[t2,t2+Δt]内的值，可知ΔUC1>ΔUC2。随着时间的推移|ΔUC1-ΔUC2|也将逐渐增大。同理可以得出iARM为放电方向，桥臂电流在一个载波周期内单调增长或减小两种情况下差值逐渐增大的结论，不再赘述。在一个载波周期内桥臂电流非单调及电流方向发生变化的周期数极少，忽略其影响。
根据以上分析可知，MMC采用载波移相调制时同一桥臂的不同子模块单个载波周期内投入时间均相同，但是由于不同子模块投入时刻的差异导致电容电压单个载波周期内的变化量存在差异，从而导致电容电压不平衡。
不可控预充电、可控预充电和正常运行阶段的电容电压不平衡问题是本发明重点考虑的问题。
本发明公开的对不可控预充电阶段、可控预充电阶段及正常运行阶段均适用的电容电压平衡控制方法流程如图5所示。首先由阀级控制器计算得到均压系数k1i，k2i，然后子模块取能电源控制器基于均压系数k1i，子模块分控制器基于k2i对其产生的PWM信号占空比进行微调实现电容电压平衡控制。
阀级控制器首先计算同一桥臂内所有子模块电容电压平均值uave，然后判断当前时刻是否处于不可控预充电阶段。若处于不可控预充电阶段，则送至第i个子模块取能电源控制器的均压系数k1i按式(5)进行计算，送至子模块分控制器的均压系数k2i取为1。其中a1为一个用户可以调节的且大于0的控制参数，a1越大，则平衡控制作用越强。
若不处于不可控预充电阶段，则在可控预充电或正常运行阶段送至第i个子模块取能电源控制器的均压系数k1i取为1，送至第i个子模块分控制器的均压系数k2i按式(6)计算，其中的正实数参数a2同样可以由用户自己调节，a2越大时平衡效果越好。
式(6)中iARM为桥臂电流，参考正方向如图1所示。函数sign(x)的定义如下：
不可控预充电阶段的电容电压不平衡现象主要是由于取能电源的差异导致的，因此本发明将反激取能电源控制器改进为如图6所示，电压反馈与补偿回路的输出电压首先与阀级控制器计算得到的均压系数k1i相乘，再与三角波比较产生PWM信号驱动内部MOSFET。
假设反激取能电源采用电压闭环PI调节器并工作于电感电流断续模式(DCM)，采用本发明的控制器后所产生的PWM信号占空比D'及输出电压u'CO表示为：
D′＝[kP(Vref-Vf)+kI∫(Vref-Vf)dt]·GPWM·k1i (10)
式中，Vref表示闭环电压控制器的给定电压，Vf表示反激电压输出电压的反馈信号，GPWM表示调制环节产生的比例增益，L1表示高频变压器原边绕组电感量，T为MOSFET开关周期。
进行分类讨论，若子模块电容电压UCi大于桥臂平均电容电压uave，则k1i>1，本发明控制器产生的PWM信号占空比相对于传统控制器变大，同时由于电容电压UCi和uCO不能突变，根据式(3)可知占空比的增大将引起输入电流ipi的增大。再根据式(2)可知ipi的增大使得UCi减小，从而产生平衡控制作用。同时由式(11)可知，本发明的控制器改变了该子模块取能电源的恒功率取能特性，使其输出电压uCO增大，输出功率增大。随着UCi的减小，k1i逐渐减小至1，最终使uCO稳定至额定值。
反之，UCi小于uave时，则k1i<1，产生的PWM信号占空比相对于传统控制器变小，引起ipi的减小进而导致UCi的增加，起到平衡控制作用。取能电源输出电压uCO减小，输出功率减小。随着UCi的增大，k1i逐渐增加至1，最终使uCO稳定至额定值。
根据图5，MMC不可控预充电阶段结束时送入子模块取能电源控制电路的均压系数k1i被置1，而由式(6)计算出的均压系数k2i被送入阀级控制器中与该子模块对应的分控制器中。本发明的子模块分控制器首先将均压系数k2i与三角载波相乘，然后再与调制波比较产生PWM信号驱动IGBT，如图7所示。
以下仍以一个桥臂包含两个子模块为例，对本发明的电容电压平衡机理进行分析。
当桥臂电流为充电方向时，若某子模块电容电压UCi>uave，则k2i>1，与正弦调制波比较的三角载波相对于加入平衡控制前变大，则该子模块实际投入时间变短，使该子模块的电容电压在一个载波周期内的增加量相对于加入平衡控制前变少；若某子模块电容电压UCi<uave，则k2i<1，与正弦调制波比较的三角载波相对于加入平衡控制前变小，则该子模块实际投入时间变长，使该子模块的电容电压在一个载波周期内的增加量相对于加入平衡控制前变大。这样在一个载波周期内电容电压较大的子模块少充电，电容电压较小的子模块多充电，从而使所有子模块电容电压趋于一致，如图8的(a)所示。
当桥臂电流为放电方向时，若某子模块电容电压UCi>uave，则k2i<1，与正弦调制波比较的三角载波相对于加入平衡控制前变小，则该子模块实际投入时间变长，使该子模块的电容电压在一个载波周期内减少量相对于加入平衡控制前变大；若某子模块电容电压UCi<uave，则k2i>1，与正弦调制波比较的三角载波相对于加入平衡控制前变大，则该子模块实际投入时间变短，使该子模块的电容电压在一个载波周期内减少量相对于加入平衡控制前变小。这样在一个载波周期内电容电压较大的子模块多放电，电容电压较小的子模块少放电，从而使所有子模块电容电压趋于一致，如图8的(b)所示。
综上所述，本文方法在可控预充电阶段及正常运行阶段对同一桥臂内子模块电容电压的不平衡形成负反馈，通过微调桥臂电流对不同子模块的充放电时间实现电容电压平衡控制。UC1、UC2、……、UCn、uave和k2i相互耦合，随着时间的推移，所有的k2i都将向1逼近，并最终导致UC1＝UC2＝……＝UCn＝uave。

Claims (4)

1.一种适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)采集MMC同一桥臂内所有子模块电容电压UC1、UC2、……、UCn，并求得它们电压平均值uave；
2)判断当前时刻是否处于不可控预充电阶段；若当前时刻处于不可控预充电阶段，则根据用户可以自己调节的正实数参数a1计算均压系数k1i，均压系数k2i置1；若当前时刻不处于可控预充电阶段，则此时处于可控预充电阶段或正常运行阶段，则根据用户可以自己调节的正实数参数a2计算均压系数k2i，均压系数k1i置1；
3)将均压系数k1i送至第i个子模块的取能电源控制器，将均压系数k2i送至FPGA中第i个子模块分控制器；
4)在子模块取能电源控制器中，电压反馈及补偿回路的输出电压先与均压系数k1i相乘，再与三角波比较产生PWM信号，驱动取能电源内的开关管；在子模块分控制器中，子模块特有的载波与均压系数k1i相乘后，再与调制波比较产生PWM信号驱动子模块内的开关管。
2.根据权利要求1所述的适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，其特征在于，其中，n为MMC单个桥臂中子模块个数。
3.根据权利要求1所述的适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，其特征在于，均压系数其中a1>0，i＝1，2，……，n。
4.根据权利要求1所述的适用于采用载波移相调制MMC的双均压系数电压平衡方法，其特征在于，均压系数其中a2>0，i＝1，2，……，n；iARM为桥臂电流，方向以给子模块电容充电为正，x＝iARM。
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