CN106787885A - 一种无冗余子模块的mmc系统容错控制方法 - Google Patents

Abstract

一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，是一种能够实现MMC系统冗余子模块耗尽但系统不允许停机检修的故障穿越控制方法。首先检测故障子模块的位置，通过旁路开关将故障子模块切除，其他正常子模块不作任何处理；然后根据故障子模块的数量将故障相的调制波进行限幅，并计算出零序电压值，该故障相桥臂剩余正常子模块的电容电压重新排序；最后在其余正常相的调制波中注入零序电压实现调制波的重组，保证输出线电压的平衡。所涉及的容错控制方法避免了系统中性点的偏移，增强了设备的可靠性，提高了运行效率，有利于维持系统不间断、稳定的运行。本发明适用于电工技术领域。

Description

一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法

技术领域

本发明属于电工技术领域，具体涉及一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法。

背景技术

模块化组合多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)以其模块化结构、电压等级拓展方便以及较强的容错能力等优点，成为近几年来关注的热点。MMC换流器可以在较低的开关频率下得到比较优质的输出波形，开关频率的降低意味着开关器件损耗的降低，换流器的可靠性和系统的经济性能得到提高和改善。MMC换流器的输出电压的谐波含量较低，允许直接挂网运行，不需要增加滤波环节，有利于降低成本。

MMC换流器每相桥臂是由多个子模块级联而成，单个子模块中的开关器件为MMC系统中最容易发生故障的部分，并且级联的子模块越多，发生故障的概率越大。当MMC子模块发生故障的时候，目前多采用启用冗余子模块和增加外围电路等硬件冗余措施。处于硬件冗余的子模块有2种工作模式，一种是冗余子模块处于冷备用状态；另一种工作模式为子模块处于热备用模式。当系统发生故障时，冗余子模块将代替故障子模块参与到系统的正常投切中；但当冗余子模块耗尽时，系统将被迫停运检修。

当子模块发生故障时需要对故障子模块进行切除，现阶段切除故障子模块的方式一般有两种，一种是对故障子模块及其共用载波的子模块进行切除，同时正常相的对应子模块也要对称切除；另一种方式是仅对故障子模块及其共用载波子模块进行切除，减少了切除子模块的数量。但是这两种方式都有对正常子模块的切除弊端，降低了正常子模块的使用率，同时降低了系统的经济性。

目前MMC系统常用的调制策略主要有最近电平逼近技术、载波层叠SPWM技术、载波移相SPWM技术、多电平SVPWM技术等。前三个控制策略都较为简单，但不能直接实现无冗余子模块系统容错运行；多电平SVPWM技术虽然含有冗余的空间矢量但是运算量较大，控制较繁琐，在MMC的调制策略中很少应用。如何选择合适的调制策略，对于实现系统良好输出和减少环流具有重要的意义。

发明内容

本发明目的在于解决现有技术的缺陷，提供一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，当子模块发生故障且冗余子模块耗尽时可以实现故障穿越，对故障子模块数量超出预留冗余量，系统又不允许停机检修的情况具有重要的意义，是一种维持系统不间断运行、提高安全可靠性的有效控制方法。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，它是基于模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)实现的，采用双调制波CPS-SPWM调制策略，包括以下步骤：

步骤1：根据故障定位的结果确定故障子模块的位置，通过旁路开关将故障子模块切除，其余正常子模块不做任何处理；

步骤2：在步骤1的基础上，根据故障子模块个数s的范围，将三相调制波进行相应的处理，当s≤n(1-m)/2，参考电压不变，不动作的脉冲分配给故障子模块，此时的三相调制波不需要重组；当s>n(1-m)/2时，输出电压超出了临界电压，需要对故障相调制波进行限幅处理，并通过故障相计算出零序电压值；

其中：s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，m为系统的调制比；

步骤3：在步骤2结束后，在其余正常相的调制波中注入零序电压，实现调制波的重组；检测桥臂电流信号，将故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，其他相电容电压保持原有的排序方式不变。

所述模块化多电平换流器由三相六个桥臂构成，每一相上下桥臂合成一个相单元，每个桥臂由n个子模块和电抗器L串联而成；子模块包括上下串联的两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂，两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂分别反并联一个二极管D₁和D₂，子模块电容U_c并联在两个串联绝缘栅双极型晶体管两端，旁路模块并联在绝缘栅双极型晶体管T₂两端；旁路模块包括旁路开关K以及两个反向并联晶闸管D₃和D₄，旁路开关K的开通和闭合实现子模块的投入和切除，晶闸管D₃承担系统过电流，保护二极管，晶闸管D₄用于辅助旁路开关，实现故障子模块的快速切除。

所述双调制波CPS-SPWM调制策略能够平衡开关负荷，使系统具有等效开关频率高，输出谐波含量低等优点。

每相上下桥臂各分担交流输出功率的一半，每个子模块对应一路载波，三角载波平均分配，相邻载波之间相位相差θ＝2π/n，上下桥臂对应载波之间相位相差θ＝π/n，载波的分布特点有利于实现较好的三相自动均压效果，有利于减少输出波形的谐波含量。

所述步骤1中对故障子模块的切除过程如下：

1)：确定故障子模块的位置；

2)：封锁故障子模块开关器件的触发信号，动作于辅助旁路开关D₃，D₄或者旁路开关K；

3)：当故障子模块超过系统稳定运行规定的最大故障子模块数量时，断开高压侧开关，系统停止供电。

所述步骤2中对故障相的调制波处理如下：

假设故障子模块位于A相上桥臂，则临界电压为：

其中s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，U_d为直流侧电压，m’为故障后的调制比，即m’＝(n-2s)/n；

由于故障相为A相，所以A相的调制比变为：

设注入系统的零序电压为v₀，则通过故障相前后调制波可得所需注入的零序电压值：

v₀＝m’-u_a

则新合成的A相调制波电压为：

其中u_a表示A相故障前的调制波电压。

所述步骤2中对故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，将载波组和新合成的调制波以CPS-SPWM的调制策略以及n+1电平调制模式计算出当前上、下桥臂所需要的子模块数N_p和N_n，利用计算机信息采集技术实时采集故障相子模块电容电压u_ci(其中i＝1,2…n*)，并将其按升序或降序排列，排序参考的方向标准由上下两个桥臂的电流i_p和i_n符号决定。为保证上下桥臂电容电压排序保持平衡，将子模块中电容电压较高者优先放电，电容电压较低者优先充电，最终使得所有子模块电容电压充放电达到一种平衡的状态，从而实现模块化多电平变换器的电容电压动态平衡。

所述步骤3中对正常相的调制波进行处理，当A相发生故障时，将重构三相调制波，将A相调制波固定在定值1-2s/n，由此算出注入的零序电压v₀，然后正常相B相C相的调制波分别修正为正序和零序相加之和。

新合成的B、C两相的调制电压u'_b和u'_c为：

其中u_b表示B相故障前的调制波电压，u_c表示C相故障前的调制波电压。

当故障相桥臂的调制电压未超过临界值U_L时，系统按照故障前的控制策略运行；当故障桥臂的电压超过临界电压值U_L时，需重构三相调制电压。即当系统的调制比m∈[(1-2s/n),1]时，故障桥臂将限幅在U_L。

需要信号重构的时间区域和不需要重构的时间区域分别为T₁和T₂：

故障相调制信号为：

非故障相调制波在各个时刻的表达式为：

本发明一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特点是仅对故障子模块进行切除，减少子模块的切除数量，有利于提高正常子模块的利用率，且通过对三相调制波进行重组，避免了中性点的偏移，实现MMC系统三相对称输出。本发明可以实现无冗余子模块的MMC系统发生子模块故障时的故障穿越，对于像海上风场侧MMC的故障子模块数量超出冗余量、且不允许停机检修时具有重要的意义。

附图说明

图1为本发明容错控制实施方案流程图；

图2(a)为模块化多电平换流器的拓扑结构，图2(b)为带旁路开关的模块单元，图中u_a、u_b、u_c分别为模块化多电平换流器的三相输出电压，SM₁、SM₂…SM_n表示子模块；

图3为双调制波CPS-SPWM在MMC中的实现过程示意图，图中M₁(t)、M₂(t)分别为上、下桥臂的正弦载波信号，C1、C2、C3、C4为上桥臂子模块对应的四路载波，C5、C6、C7、C8为下桥臂子模块对应的四路载波；

图4为零序电压注入法示意图，其中图4(a)为未超出临界电压，图4(b)为超出临界电压；

图5为故障相电容电压排序示意图；

图6为故障后重构的三相调制波，图中1为三角载波，2为A相调制波，3为B相调制波，4为C相调制波；

图7为容错控制策略前后三相输出线电压效果图，区域1为正常运行状态，区域2为故障运行状态，区域3为加入容错控制策略后运行状态，7-1为线电压u_AB，7-2为线电压u_BC，7-3为线电压u_CA；

图8为容错控制策略前后环流抑制效果图，区域1为正常运行时相间环流，区域2为故障运行时相间环流，区域3为加入容错控制策略后相间环流。

具体实施方式

为了更具体的阐述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细的说明。

如图1流程图所示，一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法的实施步骤为：

步骤1：根据故障定位的结果确定故障子模块的位置，通过旁路开关将故障子模块切除，其余正常子模块不做任何处理；

步骤2：在步骤1的基础上，根据故障子模块个数s的范围，将三相调制波进行相应的处理，当s≤n(1-m)/2，参考电压不变，不动作的脉冲分配给故障子模块，此时的三相调制波不需要重组；当s>n(1-m)/2时，输出电压超出了临界电压，需要对故障相调制波进行限幅处理，并通过故障相计算出零序电压值；

其中：s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，m为系统的调制比；

步骤3：在步骤2结束后，在其余正常相的调制波中注入零序电压，实现调制波的重组；检测桥臂电流信号，将故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，其他相电容电压保持原有的排序方式不变。

如图2所示，模块化多电平换流器由三相六个桥臂构成，每一相上下桥臂合成一个相单元，每个桥臂由n个子模块和电抗器L串联而成；子模块包括上下串联的两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂，两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂分别反并联一个二极管D₁和D₂，子模块电容U_c并联在两个串联绝缘栅双极型晶体管两端，旁路模块并联在绝缘栅双极型晶体管T₂两端；旁路模块包括旁路开关K以及两个反向并联晶闸管D₃和D₄，旁路开关K的开通和闭合实现子模块的投入和切除，晶闸管D₃承担系统过电流，保护二极管，晶闸管D₄用于辅助旁路开关，实现故障子模块的快速切除。

当子模块发生故障时，系统将检测各子模块的状态并发出切除指令，具体过程如下：

1)：确定故障子模块的位置；

2)：封锁故障子模块开关器件的触发信号，动作于辅助旁路开关D₃，D₄或者旁路开关K；

3)：当故障子模块超过系统稳定运行规定的最大故障子模块数量时，断开高压侧开关，系统停止供电。

采用双调制波CPS-SPWM调制策略时，每相上下桥臂各分担交流输出功率的一半，每个子模块对应一路载波，三角载波平均分配，相邻载波之间相位相差θ＝2π/n，上下桥臂对应载波之间相位相差θ＝π/n，载波的分布特点有利于实现较好的三相自动均压效果，有利于减少输出波形的谐波含量。

如图3所示，假设每相上下桥臂各有4个子模块，即每相有8个子模块，则系统将有八路载波信号，M₁(t)、M₂(t)分别为上、下桥臂的正弦载波信号，C1、C2、C3、C4为上桥臂子模块对应的四路载波，C5、C6、C7、C8为下桥臂子模块对应的四路载波，相邻载波之间相位相差角度θ＝π/4，上下桥臂对应载波之间相位相差角度θ＝π/8，A相上桥臂电压u_Pa和下桥臂电压u_Na为5电平，桥臂中点输出电压u_a为9电平。通过采用双调制波CPS-SPWM调制技术，可以实现平衡开关负荷，等效开关频率高，输出谐波含量低的目标。

当故障相电压未超过临界电压时，各相参考电压不作调整，如图4(a)，反之，各相相电压进行重构，由正序和零序分量叠加而成，如图4(b)。

假设故障子模块位于A相上桥臂，则临界电压为：

其中s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，U_d为直流侧电压，m’为故障后的调制比，即m’＝(n-2s)/n；

由于故障相为A相，所以A相的调制比变为：

设注入系统的零序电压为v₀，则通过故障相前后调制波可得所需注入的零序电压值为：

v₀＝m’-u_a (3)

则新合成的A相调制波电压为：

其中u_a表示A相故障前的调制波电压。

新合成的B、C两相的调制电压u'_b和u'_c为：

其中u_b表示B相故障前的调制波电压，u_c表示C相故障前的调制波电压。

当故障相桥臂的调制电压未超过临界值U_L时，系统按照故障前的控制策略运行；当故障桥臂的电压超过临界电压U_L时，需重构三相调制电压。即当系统的调制比m∈[(1-2s/n),1]时，故障桥臂将限幅在U_L。

如图5所示，对故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，将载波组和新合成的调制波以CPS-SPWM的调制策略以及n+1电平调制模式计算出当前上、下桥臂所需要的子模块数N_p和N_n，利用计算机信息采集技术实时采集故障相子模块电容电压u_ci(其中i＝1,2…n*)，并将其按升序或降序排列，排序参考的方向标准由上下两个桥臂的电流i_p和i_n符号决定。为保证上下桥臂电容电压排序保持平衡，将子模块中电容电压较高者优先放电，电容电压较低者优先充电，最终使得所有子模块电容电压充放电达到一种平衡的状态，从而实现模块化多电平换流器的电容电压动态平衡。

如图6所示，对故障之后三相调制波进行选择性重构，需要信号重构的时间区域和不需要重构的时间区域分别为T₁和T₂：

故障相调制信号为：

非故障相调制波在各个时刻的表达式为：

根据本发明所述内容及图2拓扑图搭建了单端MMC离网仿真平台以验证本发明所提出的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制效果，系统参数如表1所示。

表1仿真参数表

假设A相上桥臂某一子模块0.3s时发生故障并将该故障子模块切除，0.6s时对三相调制波注入零序电压，重组调制波，其故障前后的输出波形及相间环流变化如图7和图8所示，其中区域1为正常运行状态，区域2为故障状态，区域3为系统加入容错控制方法后的运行状态。

由图7可知，正常运行时，MMC系统输出线电压三相对称，由于采用双调制CPS-SPWM调制技术，所以输出的线电压均为17电平阶梯波；0.3s时，发生故障，三相线电压不再对称，谐波含量较多，系统所受扰动较大；0.6s时，加入本发明所述容错控制策略，三相线电压保持对称输出，并且幅值、相位与正常运行时近似相同，由此可见本发明所述的容错控制方法的效果非常明显。

图8从相间环流的角度来阐述本发明所提出方法的可靠性，当故障发生时相间环流较大，对子模块的损耗大大增加，如果持续故障运行则子模块的开关管和电容使用寿命将会缩短。当采用本发明所述容错控制策略后，相间环流虽然比正常运行情况下稍有增加，但相比于故障情况时的相间环流明显降低，提高了MMC系统的可靠性。

Claims (8)

1.一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，它是基于模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)实现的，采用双调制波CPS-SPWM调制策略，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：根据故障定位的结果确定故障子模块的位置，通过旁路开关将故障子模块切除，其余正常子模块不做任何处理；

步骤2：在步骤1的基础上，根据故障子模块个数s的范围，将三相调制波进行相应的处理，当s≤n(1-m)/2，参考电压不变，不动作的脉冲分配给故障子模块，此时的三相调制波不需要重组；当s>n(1-m)/2时，输出电压超出了临界电压，需要对故障相调制波进行限幅处理，并通过故障相计算出零序电压值；

其中：s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，m为系统的调制比；

步骤3：在步骤2结束后，在其余正常相的调制波中注入零序电压，实现调制波的重组；检测桥臂电流信号，将故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，其他相电容电压保持原有的排序方式不变。

2.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述模块化多电平换流器由三相六个桥臂构成，每一相上下桥臂合成一个相单元，每个桥臂由n个子模块和电抗器L串联而成；子模块包括上下串联的两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂，两个绝缘栅双极型晶体管T₁和T₂分别反并联一个二极管D₁和D₂，子模块电容U_c并联在两个串联绝缘栅双极型晶体管两端，旁路模块并联在绝缘栅双极型晶体管T₂两端；旁路模块包括旁路开关K以及两个反向并联晶闸管D₃和D₄，旁路开关K的开通和闭合实现子模块的投入和切除，晶闸管D₃承担系统过电流，保护二极管，晶闸管D₄用于辅助旁路开关，实现故障子模块的快速切除。

3.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述双调制波CPS-SPWM调制策略能够平衡开关负荷，使系统具有等效开关频率高，输出谐波含量少等优点；

每相上下桥臂各分担交流输出功率的一半，每个子模块对应一路载波，三角载波平均分配，相邻载波之间相位相差θ＝2π/n，上下桥臂对应载波之间相位相差θ＝π/n，载波的分布特点有利于实现较好的三相自动均压效果，有利于减少输出波形的谐波含量。

4.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述步骤1中对故障子模块的切除过程如下：

1)：确定故障子模块的位置；

2)：封锁故障子模块开关器件的触发信号，动作于辅助旁路开关D₃，D₄或者旁路开关K；

3)：当故障子模块超过系统稳定运行规定的最大故障子模块数量时，断开高压侧开关，系统停止供电。

5.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述步骤2中对故障相的调制波处理如下：

假设故障子模块位于A相上桥臂，则临界电压为：

$U_L=\frac{U_d}{2}-s\·\frac{U_d}{n}=\frac{n-2s}{n}\·\frac{U_d}{2}=m^{\′}\·\frac{U_d}{2}=u_a^{\′}\·\frac{U_d}{2}$

其中，s为故障子模块的数量，n为单个桥臂的子模块数量，U_d为直流侧电压，m’为故障后的调制比，即m’＝(n-2s)/n；

由于故障相为A相，所以A相的调制比变为：

$u_a^{\′}=m^{\′}=\frac{n-2s}{n}$

设注入系统的零序电压为v₀，则通过故障相前后调制波可得所需注入的零序电压值：

v₀＝m′-u_a

则新合成的A相调制波电压为：

(定值)

其中u_a表示A相故障前的调制波电压。

6.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述步骤2中对故障相剩余正常子模块的电容电压重新排序，将载波组和新合成的调制波以CPS-SPWM的调制策略以及n+1电平调制模式计算出当前上、下桥臂所需要的子模块数N_p和N_n，利用计算机信息采集技术实时采集故障相子模块电容电压u_ci(其中i＝1,2…n*)，并将其按升序或降序排列，排序参考的方向标准由上下两个桥臂的电流i_p和i_n符号决定。为保证上下桥臂电容电压排序保持平衡，将子模块中电容电压较高者优先放电，电容电压较低者优先充电，最终使得所有子模块电容电压充放电达到一种平衡的状态，从而实现模块化多电平变换器的电容电压动态平衡。

7.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：所述步骤3中对正常相的调制波进行处理，当A相发生故障时，将重构三相调制波，将A相调制波固定在定值1-2s/n，由此算出注入的零序电压v₀，然后正常相B相C相的调制波分别修正为正序和零序相加之和；

新合成的B、C两相的调制电压u'_b和u'_c为：

$\left\{\begin{array}{c}{u_b}^{\′}=u_b+v_o\\ {u_c}^{\′}=u_c+v_o\end{array}\right.$

其中u_b表示B相故障前的调制波电压，u_c表示C相故障前的调制波电压。

8.根据权利要求1所述的一种无冗余子模块的MMC系统容错控制方法，其特征在于：当故障相桥臂的调制电压未超过临界值U_L时，系统按照故障前的控制策略运行；当故障桥臂的电压超过临界电压值U_L时,需重构三相调制电压。即当系统的调制比m∈[(1-2s/n),1]时，故障桥臂将限幅在U_L；

需要信号重构的时间区域和不需要重构的时间区域分别为T₁和T₂：

故障相调制信号为：

${u_a}^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}1-\frac{2s}{n}& \mathrm{\ω}t\∈T_1\\ m\sin \mathrm{\ω}t& \mathrm{\ω}t\∈T_2\end{array}\right.$

非故障相调制波在各个时刻的表达式为：

${u_b}^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}1-\frac{2s}{n}-\sqrt{3}msin(\mathrm{\ω}t+\frac{1}{6}\mathrm{\π})& \mathrm{\ω}t\∈T_1\\ msin(\mathrm{\ω}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \mathrm{\ω}t\∈T_2\end{array}\right.$

${u_c}^{\′}=\left\{\begin{array}{cc}1-\frac{2s}{n}+\sqrt{3}msin(\mathrm{\ω}t+\frac{5}{6}\mathrm{\π})& \mathrm{\ω}t\∈T_1\\ m\sin (\mathrm{\ω}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \mathrm{\ω}t\∈T_2\end{array}\right.$