CN103812369A - 模块化多电平变换器调制方法及调制控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平变换器调制方法及调制控制器。其中，调制方法包括：根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn；在上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。基于本发明，在电平数较少的中压电能变换场合下也实现高效、精准的电压输出，因此，有效提高了模块化多电平变换器的工作性能。

Description

模块化多电平变换器调制方法及调制控制器

技术领域

本发明涉及多电平变换器技术领域，尤其涉及一种模块化多电平变换器调制方法及调制控制器。

背景技术

多电平变换器广泛应用于中高压大功率电力变换场合,如柔性交直流输电技术，大功率变频驱动器以及新能源集中式并网技术等。在各种多电平变换器中，模块化多电平变换器不仅保留了H桥级联式多电平变换器开关器件应力小、结构高度模块化和输出电压波形畸变小的优点，同时具有公共直流母线，尤其适用于背靠背结构的中高压大功率变换场合。

为了保证模块化多电平变换器的性能优势和装置稳定性,调制算法和子模块均电压均衡方法取到了决定性的作用。通常，模块化多电平变换器的调制算法可以分为基波调制和PWM调制两种。基波调制是通过特定的算法，计算当前状态下各个桥臂中子模块电容的投入数，从而控制各个开关管的导通与关断。PWM调制是通过载波移相（移位）的方法对每个子模块开关管进行PWM调制，从而实现多电平电压输出。

相较而言，基波调制的开关频率很低，损耗小，方便在调制方法中嵌入子模块电容电压均衡方法，但是在电平数不多的情况下输出电压正弦度较低；PWM调制等效开关频率高，可在较少电平数的情况下输出高正弦度的电压，但这种调制方法通常需要相当多路PWM电路，在电平数较多时实现复杂，为了实现子模块电压均衡该方法通常需要在控制算法中额外加入子模块电容电压均衡算法，并且损耗较高，当电平数较多时其硬件同步信号微小的延迟误差也会对输出性能造成较大的影响。

并且，由于两种调制算法均是在子模块电容电压额定值的基础上得到相应的子模块开关状态，但是子模块电容电压客观存在波动，实际子模块电容电压瞬时值并不能与理论值相吻合，该误差会由于相单元桥臂中子模块的误差累积而放大，使实际输出电压无法与理论值相契合，严重影响输出电压的准确度。

发明内容

有鉴于此，本发明旨在提出一种在较少电平数情况下更精确，更高效且硬件实现简单的模块化多电平变换器调制方法及调制控制器。

第一方面，本发明提供了一种模块化多电平变换器调制方法，包括如下步骤：应投入模块数计算步骤、选择步骤和调制步骤。其中，应投入模块数计算步骤为，根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn；选择步骤为，在所述上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在所述下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；调制步骤为，投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

进一步地，上述模块化多电平变换器调制方法中，所述应投入模块数计算步骤包括：上桥臂输出电压指令值计算步骤、上桥臂子模块电容应投入数计算步骤和下桥臂子模块电容应投入数计算步骤。其中，上桥臂输出电压指令值计算步骤为，根据模块化多电平变换器的所述输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：上桥臂子模块电容应投入数计算步骤为，根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：

其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压；下桥臂子模块电容应投入数计算步骤为，根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：n_jn＝N-n_jp。

进一步地，模块化多电平变换器调制方法中，所述选择步骤包括，采样步骤、排序步骤和定位步骤。采样步骤为，获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向；排序步骤为，在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列；定位步骤为，定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

进一步地，上述模块化多电平变换器调制方法中，所述调制步骤包括：调制电压及载波计算步骤和确定各子模块开关状态步骤。其中，调制电压及载波计算步骤为，利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波；确定各子模块开关状态步骤为，投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

进一步地，上述模块化多电平变换器调制方法中，所述调制电压及载波计算步骤中：上桥臂PWM子模块的PWM调制电压根据如下方式确定：

$u_{\mathrm{jm}\_\mathrm{sm}}=u_{\mathrm{jpm}}-\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{jp}}}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{jp}\_\mathrm{dc}\_i}$

其中，u_{jm_sm}为上桥臂PWM子模块的PWM调制电压，u_jmp为当前时刻上桥臂的输出电压指令值；u_{jpdc_i}为上桥臂各子模块电容电压瞬时值；并且，所述上桥臂PWM子模块的载波电压为u_{sm_dcref}，该u_{sm_dcref}为当前状态下该子模块电压的有效值；所述下桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压为与所述上桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压互补。

进一步地，上述模块化多电平变换器调制方法中，在所述调制电压及载波计算步骤和所述确定各子模块开关状态步骤之间，还设置有第一调制电压修正步骤和第二调制电压修正步骤。其中，第一调制电压修正步骤为，在计算获取的所述上桥臂PWM子模块的调制电压为负时，更新n_jp为n_{jp_new}，令n_{jp_new}=n_jp-1，然后重复执行所述选择步骤中的所述采样步骤、排序步骤和定位步骤，以及，所述调制电压及载波计算步骤；第二调制电压修正步骤为，在计算获取的所述上桥臂PWM子模块的调制电压为正且大于该上桥臂PWM子模块的电容电压瞬时值时，通过设置最大调制比的方法将调制电压限幅，然后返回重新执行所述调制电压及载波计算步骤。

本发明模块化多电平变换器调制方法将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗，基于本方法，在电平数较少的中压电能变换场合下也实现高效、精准的电压输出，因此，有效提高了模块化多电平变换器的工作性能。

第二方面，本发明还提供了一种模块化多电平变换器的调制控制器，包括：应投入模块数计算模块、选择模块和调制模块。应投入模块数计算模块用于根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn；选择模块用于在所述上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在所述下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；调制模块用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

进一步地，上述模块化多电平变换器的调制控制器中，所述应投入模块数计算模块包括：上桥臂输出电压指令值计算单元、上桥臂子模块电容应投入数计算单元和下桥臂子模块电容应投入数计算单元。上桥臂输出电压指令值计算单元用于根据模块化多电平变换器的所述输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：

上桥臂子模块电容应投入数计算单元用于根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压；下桥臂子模块电容应投入数计算单元用于根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：n_jn＝N-n_jp。

进一步地，上述模块化多电平变换器的调制控制器中，所述选择模块包括，采样单元、排序单元和定位单元。其中，采样单元用于获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向；排序单元用于在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列；定位单元用于定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

进一步地，上述模块化多电平变换器的调制控制器中，所述调制模块包括：调制电压及载波计算单元和确定各子模块开关状态单元。其中，调制电压及载波计算单元用于利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波；确定各子模块开关状态单元用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

本发明模块化多电平变换器的调制控制器将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗，基于本调制控制器方法，保证在任意时刻模块化多电平变换器各桥臂只有一个子模块进行PWM调制，硬件更为实现简单有效，在电平数较少的中压电能变换场合下也实现高效、精准的电压输出，因此，有效提高了模块化多电平变换器的工作性能。

附图说明

构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为三相模块化多电平变换器基本结构示意图；

图2A为三相模块化多电平变换器中，每一个相单元的电路结构示意图；

图2B为模块化多电平变换器单相波形生成示意图；

图3示出了本发明一种模块化多电平变换器调制方法实施例的步骤流程图；

图4为本发明模块化多电平变换器调制方法实施例中，应投入模块数计算步骤的执行步骤流程图；

图5为本发明模块化多电平变换器调制方法实施例中，选择步骤的执行步骤流程图；

图6为本发明模块化多电平变换器调制方法实施例中，调制步骤的执行步骤流程图；

图7为本发明模块化多电平变换器调制方法的优选实施例；

图8为本发明模块化多电平变换器的调制控制器实施例的结构框图

图9为本发明模块化多电平变换器的调制控制器实施例中，应投入模块数计算模块的结构框图；

图10为本发明模块化多电平变换器的调制控制器实施例中，选择模块的结构框图；

图11为本发明模块化多电平变换器的调制控制器实施例中，调制模块的结构框图；

图12为本发明模块化多电平变换器的调制控制器实施例中，另一种调制模块的结构框图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

参照图1，图1为三相模块化多电平变换器基本结构示意图。如图1所示,三相模块化多电平变换器每相由上、下两个桥臂组成，其中每个桥臂分别由1个桥臂电抗和N个结构相同的子模块级联而成，每个子模块由两个开关器件，两个反并联二极管以及一个直流电容组成。

图2A为三相模块化多电平变换器中，每一个相单元的电路结构示意图；，图2B为模块化多电平变换器单相波形生成示意图。

图2B中，上、下桥臂级联模块电压和为u_jp、u_jn，直流母线电压为u_dc，输出电压为u_jo，其输出电压及电压约束关系(任意时刻上下桥臂子模块电容投入数之和为N)表示为，

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{jo}}=\frac{1}{2}(u_{\mathrm{jn}}-u_{\mathrm{jp}})\\ u_{\mathrm{jn}}+u_{\mathrm{jp}}=u_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.$

其中下标j=a，b，c分别表示a、b、c各相；下标p表示上桥臂，下标n表示下桥臂。

模块化多电平变换器调制方法实施例

参照图3。图3示出了本发明一种模块化多电平变换器调制方法实施例的步骤流程图。

本实施例模块化多电平变换器调制方法包括如下步骤：

应投入模块数计算步骤S110：根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn。

选择步骤S120：在上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制。

调制步骤S130：投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

本实施例模块化多电平变换器调制方法将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗，基于本实施例的方法，在电平数较少的中压电能变换场合下也实现高效、精准的电压输出，因此，有效提高了模块化多电平变换器的工作性能。

参照图4，在上述实施例中，应投入模块数计算步骤S110可以具体通过如下步骤实现：

上桥臂输出电压指令值计算步骤S1101：根据模块化多电平变换器的输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：

上桥臂子模块电容应投入数计算步骤S1102：根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：

其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压。

下桥臂子模块电容应投入数计算步骤S1103：根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：

n_jn＝N-n_jp。

参照图5，在上述实施例中，选择步骤S120进一步包括如下步骤：

采样步骤S1201：获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向；

排序步骤S1202：在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列；

定位步骤S1203：定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

从图4和图5中可以看出，本实施例模块化多电平变换器调制方法将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，可以克服基波调制和PWM调制各自所存在的缺陷，并保留这两种方法的优势，因此，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗。

参照图6，图6对模块化多电平变换器调制方法的调制步骤做了详细地说明。该实施例模块化多电平变换器调制方法中，调制步骤通过如下步骤来完成：

调制电压及载波计算步骤S1301：利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波。

确定各子模块开关状态步骤S1302：投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

调制电压及载波计算步骤S1301中,上桥臂PWM子模块的PWM调制电压根据如下方式确定：

$u_{\mathrm{jm}\_\mathrm{sm}}=u_{\mathrm{jpm}}-\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{jp}}}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{jp}\_\mathrm{dc}\_i}$

其中：

u_{jm_sm}为上桥臂PWM子模块的PWM调制电压，

u_jmp为当前时刻上桥臂的输出电压指令值；

u_{jpdc_i}为上桥臂各子模块电容电压瞬时值；并且

上桥臂PWM子模块的载波电压为u_{sm_dcref}，该u_{sm_dcref}为当前状态下该子模块电压的有效值；下桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压为与上桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压互补。

可以看出，在本实施例中，通过引入当前投入子模块电压瞬时值准确计算当前PWM工作状态模块的调制波，使得输出电压更加精准。进而，可以在电平数较少的中压电能变换场合下进一步实现高效、精准的电压输出，提高模块化多电平变换器的工作性能。

另外，更加优选地，在调制电压及载波计算步骤S1301和确定各子模块开关状态S1302步骤之间，还可以设置调制电压修正步骤。

设置修正步骤是出于这样的考虑：上、下桥臂进行PWM调制的子模块的调制电压应为正，且不大于此时刻该子模块电容电压瞬时值。但是，若桥臂中各子模块电压波动较大时，通过调制电压及载波计算步骤S1301中得到的上桥臂PWM子模块的PWM调制电压u_{jm_sm}则可能超出上述范围。这时，则需要对调制电压进行修正。

修正的方法根据上桥臂PWM子模块的PWM调制电压u_{jm_sm}的值的不同，可分为如下两种情况：

第一、在计算获取的上桥臂PWM子模块的调制电压为负时，更新n_jp为n_{jp_new}，令n_{jp_new}=n_jp-1，然后重复执行选择步骤S120中的采样步骤S1201、排序步骤S1202和定位步骤S1203，以及，调制电压及载波计算步骤S1301。

第二、在计算获取的上桥臂PWM子模块的调制电压为正且大于该上桥臂PWM子模块的电容电压瞬时值时，通过设置最大调制比的方法将调制电压限幅，然后返回重新执行调制电压及载波计算步骤S1301。

因此，可以看出，通过上述对调制电压的修正，可以使得输出电压更加精确，多电平变换器的工作性能更好。

模块化多电平变换器调制方法优选实施例

参照图7。图7为本发明所示为模块化多电平变换器调制方法优选实施例的步骤流程图。

该优选实施例具体包括如下步骤：

步骤S1：计算当前时刻各桥臂子模块电容投入数

在得到模块化多电平变换器各相输出电压指令值u_jm的前提下，根据上述电压生成公式变换可得到各相上桥臂输出电压指令值u_jmp，即根据上桥臂输出电压指令值u_jmp可得上桥臂子模块电容投入数n_jp，

其中N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，则下桥臂子模块电容投入数为，n_jn＝N-n_jp。在此步骤中需要特别注意的是，由于模块化多电平最大输出电压约束，即输出电压幅值不超过直流母线电压的一半，也就是说，在此步骤中需要将u_jm限幅在

区间内，此时可知，n_jp在区间[0,N-1]范围内，则n_jn在区间[1,N]内。

步骤S2：选择各桥臂进行PWM工作状态的子模块

采样各相上、下桥臂电流瞬时值以及子模块电容电压瞬时值，根据各相上桥臂电流i_jp、以及下桥臂电流方向i_jn，对每个上N个子模块电容电压进行排序。具体来讲，若此时桥臂电流为充电方向，则需对该桥臂子模块电容电压升序排列，对电容电压较低子模块进行充电，反之则降序排列，此做法保证了电容电压的均衡。为时刻满足各相子模块投入总数的约束，根据步骤1中计算得到的该时刻桥臂子模块电容投入数n_jp，n_jn，选择各相上桥臂排序中的第n_jp+1个子模块与下桥臂排序中的第n_jn个子模块进行互斥的PWM调制，保证其互补导通，从而满足MMC各桥臂电压输出约束条件。

步骤S3：计算PWM调制波的调制电压及载波幅值

根据当前换流器输出电压指令值，以及各相上桥臂子模块电容投入数n_jp，及此时该桥臂应投入的各子模块电容电压瞬时值u_{jpdc_i}，以及模块化多电平变换器公共母线直流电压u_dc，计算此时刻工作在PWM状态下子模块的调制电压u_{jm_sm}，即

为保证两个PWM工作状态下的子模块开关状态互补，其载波幅值也应相等，令其为当前状态下的子模块电压有效值u_{sm_dcref}，即u_{sm_dcref}＝u_dcref/N，其中u_dcref为MMC直流母线电压有效值。

步骤S4：修正PWM调制电压

PWM子模块的调制电压应为正，且不大于此时刻该子模块电容电压瞬时值，若桥臂中各子模块电压波动较大时，通过步骤3中得到的子模块PWM调制波u_{jm_sm}则可能超出上述范围，首先，设置最大调制比m对u_{jm_sm}限幅，即u_{jm_sm}＜mu_{sm_dcref}，其中0＜m＜1，若u_{jm_sm}为负则令n_{jp_new}=n_jp-1，重复步骤2、3，直到子模块PWM调制信号u_{jm_sm_new}满足上述约束为止。

步骤S5：确定各子模块开关状态

根据步骤4得到的n_{jp_new}，以及相单元子模块投入总数的约束得到n_{jn_new}以及步骤2得到的各桥臂子模块排列顺序，投入各相上桥臂处于子模块排列中的前n_{jp_new}个子模块，令第n_{jp_new}+1个子模块进行PWM工作状态，其载波幅值为usm_dcref，调制波为u_{jm_sm_new}。与此同时，投入各相下桥臂处于子模块排列中的前n_{jn_new}-1个子模块，令第n_{jn_new}个子模块进行PWM工作状态，其PWM输出关系与上桥臂保持为互补关系。

简单的说，本优选实施例在得到调制电压指令值的基础上，通过向下取整的方法计算出各桥臂子模块电容投入数，综合考虑各桥臂中各个子模块实际电容电压瞬时值大小及充放电状态，分别在各相上、下桥臂选择一个模块进行互补的PWM调制。该PWM工作状态子模块的调制电压是在当前该相上桥臂投入子模块电容电压瞬时值之和与调制电压指令值的差值的基础上，再对比当前子模块电容电压瞬时值对该调制电压指令值进行修正得到的。

综上，可以看出，本优选实施采用基将基波调制中计算当前时刻子模块投入数的方法与PWM调制方法相结合的混合调制策略，并在子模块电压排序的基础上，利用当前投入电容电压瞬时值准确计算得出当前PWM调制方法中应对应的调制波。

本实施例利用电平叠加产生的电压与指令电压做差，其差值由PWM方法生成输出。尤其适用于电平数不多的中压电能变换场合，该方法既可以保证模块化多电平变换器准确的输出指令电压，并且相对于传统多电平PWM算法大大减小了开关损耗，提高了变换器的工作效率。并且，本实施例利用电容电压瞬时值计算PWM工作下的调制电压，并利用电容电压瞬时值进行排序，控制子模块充放电关系，从而对子模块电容电压进行了均衡，即保证了变换器输出的准确性，也提高了变换器装置的可靠性。

模块化多电平变换器的调制控制器实施例

参照图8。图8示出了本发明一种模块化多电平变换器的调制控制器实施例的结构框图。

本实施例模块化多电平变换器的调制控制器包括：应投入模块数计算模块80、选择模块82和调制模块84。

其中，应投入模块数计算模块80用于根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn。

选择模块82用于在上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制。

调制模块84用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

本实施例模块化多电平变换器的调制控制器将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗，基于本实施例的方法，在电平数较少的中压电能变换场合下也实现高效、精准的电压输出，因此，有效提高了模块化多电平变换器的工作性能。

参照图9，图9示出了应投入模块数计算模块80的结构框图。在上述实施例中，应投入模块数计算模块80的结构框图，其包括上桥臂输出电压指令值计算单元801、上桥臂子模块电容应投入数计算单元802和下桥臂子模块电容应投入数计算单元803。

上桥臂输出电压指令值计算单元801，用于根据模块化多电平变换器的输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：

$u_{\mathrm{jpm}}=\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{jm}};$

上桥臂子模块电容应投入数计算单元802，用于根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：

$n_{\mathrm{jp}}=\mathrm{floor}\left(N\frac{u_{\mathrm{jpm}}}{u_{\mathrm{dc}}}\right);$

其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压；

下桥臂子模块电容应投入数计算单元803，用于根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：

n_jn＝N-n_jp。

参照图10，在上述实施例中，选择模块82进一步包括：采样单元821、排序单元822和定位单元823。

其中，采样单元821用于获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向。排序单元822用于在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列。定位单元823用于定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

从图9和图10中可以看出，本实施例模块化多电平变换器的调制控制器将基波调制中计算当前时刻子模块投入数与PWM调制方法相结合，可以克服基波调制和PWM调制各自所存在的缺陷，并保留这两种方法的优势，因此，在优化了输出电压波形质量的同时有效降低了频繁开关切换造成的开关损耗。

参照图11，图11对模块化多电平变换器的调制控制器中的调制模块做了详细地说明。该调制控制器中，调制模块包括：调制电压及载波计算单元841和确定各子模块开关状态单元842。

调制电压及载波计算单元841用于利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波。确定各子模块开关状态单元842用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

调制电压及载波计算单元841中，上桥臂PWM子模块的PWM调制电压根据如下方式确定：

$u_{\mathrm{jm}\_\mathrm{sm}}=u_{\mathrm{jpm}}-\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{jp}}}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{jp}\_\mathrm{dc}\_i}$

其中

u_{jm_sm}为上桥臂PWM子模块的PWM调制电压；

u_jmp为当前时刻上桥臂的输出电压指令值；

u_{jp_dc_i}为上桥臂各子模块电容电压瞬时值。

并且，上桥臂PWM子模块的载波电压为u_{sm_dcref}，该u_{sm_dcref}为当前状态下该子模块电压的有效值；下桥臂PWM子模块的载波电压为与上桥臂PWM子模块的载波电压互补。

可以看出，在本实施例中，通过引入当前投入子模块电压瞬时值准确计算当前PWM工作状态模块的调制波，使得输出电压更加精准。进而，可以在电平数较少的中压电能变换场合下进一步实现高效、精准的电压输出，提高模块化多电平变换器的工作性能。

另外，更加优选地，参照图12，在调制电压及载波计算单元841和确定各子模块开关状态单元842之间，还可以设置调制电压修正单元843。

设置修正步骤是出于这样的考虑：上、下桥臂PWM子模块的调制电压应为正，且不大于此时刻该子模块电容电压瞬时值。但是，若桥臂中各子模块电压波动较大时，通过调制电压及载波计算单元841得到的上桥臂PWM子模块的PWM调制电压u_{jm_sm}则可能超出上述范围。这时，则需要对调制电压进行修正。也就是说，需要将不符合要求的调制电压引入调制电压修正单元843进行处理。

具体来说，根据上桥臂PWM子模块的PWM调制电压u_{jm_sm}的值的不同，需要进行不同的处理，因此，调制电压修正单元843包括第一调制电压修正子单元843A和第二调制电压修正子单元843B。

第一调制电压修正子单元843A，用于在计算获取的上桥臂PWM子模块的调制电压为负时，更新n_jp为n_{jp_new}，令n_{jp_new}=n_jp-1，然后将n_{jp_new}送入选择模块82中采样单元821、依次经过排序单元822和定位单元823的处理后，直到获取的上桥臂中进行PWM调制的子模块的调制电压符合要求。

第二调制电压修正子单元843B，用于在计算获取的上桥臂进行PWM调制的子模块的调制电压为正且大于该上桥臂PWM子模块的电容电压瞬时值时，通过设置最大调制比的方法将调制电压限幅，直到获取的上桥臂进行PWM子模块的调制电压符合要求。

因此，可以看出，通过上述对调制电压的修正，可以使得输出电压更加精确，多电平变换器的工作性能更好。

需要说明的是，模块化多电平变换器的调制控制器的原理与上述的模块化多电平变换器调制方法相似，相关之处，互相参照即可。本发明在此不再赘述。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，包括如下步骤：

应投入模块数计算步骤（S110）：根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn；

选择步骤（S120）：在所述上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在所述下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；

调制步骤（S130）：投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，所述应投入模块数计算步骤（S110）包括：

上桥臂输出电压指令值计算步骤（S1101）：根据模块化多电平变换器的所述输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：

$u_{\mathrm{jpm}}=\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{jm}};$

上桥臂子模块电容应投入数计算步骤（S1102）：根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：

$n_{\mathrm{jp}}=\mathrm{floor}\left(N\frac{u_{\mathrm{jpm}}}{u_{\mathrm{dc}}}\right);$

其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压；

下桥臂子模块电容应投入数计算步骤（S1103）：根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：

n_jn＝N-n_jp。

3.根据权利要求2所述的模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，所述选择步骤（S120）包括，

采样步骤（S1201）：获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向；

排序步骤（S1202）：在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列；

定位步骤（S1203）：定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

4.根据权利要求3所述的模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，所述调制步骤（S130）包括：

调制电压及载波计算步骤（S1301）：利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波；

确定各子模块开关状态步骤（S1302）：投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

5.根据权利要求4所述的模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，所述调制电压及载波计算步骤（S1301）中：

上桥臂PWM子模块的PWM调制电压根据如下方式确定：

$u_{\mathrm{jm}\_\mathrm{sm}}=u_{\mathrm{jpm}}-\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{jp}}}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{jp}\_\mathrm{dc}\_i}$

其中

u_{jm_sm}为上桥臂PWM子模块的PWM调制电压，

u_jmp为当前时刻上桥臂的输出电压指令值；

u_{jpdc_}i为上桥臂各子模块电容电压瞬时值；并且

所述上桥臂PWM子模块的载波电压为u_{sm_dcref}，该u_{sm_dcref}为当前状态下该子模块电压的有效值；

所述下桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压为与所述上桥臂进行PWM调制的子模块的载波电压互补。

6.根据权利要求5所述的模块化多电平变换器调制方法，其特征在于，

在所述调制电压及载波计算步骤（S1301）和所述确定各子模块开关状态步骤（S1302）之间，还设置有：

第一调制电压修正步骤：在计算获取的所述上桥臂PWM子模块的调制电压为负时，更新n_jp为n_{jp_new}，令n_{jp_new}=n_jp-1，然后重复执行所述选择步骤中的所述采样步骤、排序步骤和定位步骤，以及，所述调制电压及载波计算步骤；

第二调制电压修正步骤：在计算获取的所述上桥臂PWM子模块的调制电压为正且大于该上桥臂PWM子模块的电容电压瞬时值时，通过设置最大调制比的方法将调制电压限幅，然后返回重新执行所述调制电压及载波计算步骤。

7.一种模块化多电平变换器的调制控制器，其特征在于，包括：

应投入模块数计算模块（80）：用于根据模块化多电平变换器的输出电压指令值计算各相当前时刻上桥臂所需投入的第一子模块数n_jp，以及，下桥臂所需投入的第二子模块数n_jn；

选择模块（82）：用于在所述上桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；在所述下桥臂的多个子模块中，选择一个子模块做PWM调制；

调制模块（84）：用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，令上桥臂做PWM调制的子模块与下桥臂做PWM调制的子模块处于输出互补的工作状态。

8.根据权利要求7所述的模块化多电平变换器的调制控制器，其特征在于，所述应投入模块数计算模块包括：

上桥臂输出电压指令值计算单元（801）：用于根据模块化多电平变换器的所述输出电压指令值u_jm，计算当前时刻上桥臂的输出电压指令值u_jpm：

$u_{\mathrm{jpm}}=\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{jm}};$

上桥臂子模块电容应投入数计算单元（802）：用于根据上桥臂的输出电压指令值u_jm计算上桥臂子模块电容投入数n_jp：

$n_{\mathrm{jp}}=\mathrm{floor}\left(N\frac{u_{\mathrm{jpm}}}{u_{\mathrm{dc}}}\right);$

其中，N为各桥臂子模块数，floor为向下取整函数，u_dc为模块化多电平变换器的直流母线电压；

下桥臂子模块电容应投入数计算单元（803）：用于根据上桥臂子模块电容投入数n_jp计算下桥臂子模块电容投入数n_jn：

n_jn＝N-n_jp。

9.根据权利要求8所述的模块化多电平变换器的调制控制器，其特征在于，所述选择模块包括，

采样单元（821）：用于获取当前时刻各相各子模块的电容电压，以及当前时刻各相上桥臂、下桥臂电流方向；

排序单元（822）：用于在所述电流方向为充电的情况下，对该桥臂子模块电容电压升序排列，在电流方向为放电的情况下，对该桥臂子模块电容电压降序排列；

定位单元（823）：用于定位各相上桥臂子模块排列中的第n_jp+1个子模块为所述上桥臂进行PWM调制的子模块，以及，下桥臂子模块排列中的第n_jn个子模块为下桥臂进行PWM调制的子模块。

10.根据权利要求9所述的模块化多电平变换器的调制控制器，其特征在于，所述调制模块（84）包括：

调制电压及载波计算单元（841）：用于利用上桥臂各子模块实际电压瞬时值计算当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波；；

确定各子模块开关状态单元（842）：用于投入各相上桥臂的n_jp个子模块以及下桥臂的n_jn-1个子模块；同时，基于当前时刻上桥臂PWM子模块的调制电压及载波，使上桥臂进行PWM调制的子模块处于PWM工作状态，使下桥臂进行PWM调制的子模块处于互补的PWM工作状态。

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