CN104158419B - 一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法，包括如下步骤：(1)采样子模块电容电压的当前值并得到工频周期内电容电压的增量；(2)对电容电压的增量和子模块电容电压的当前值进行排序；(3)得到驱动信号与子模块的新的对应关系；(4)按照新的对应关系，重新给子模块分配驱动信号。本发明方法实时性要求较低，节省了控制器的计算资源，使其能够处理大规模的MMC系统；本发明无需检测桥臂电流，简化了控制器间的通信复杂度，节省了一部分电流传感器的成本，且无需增加额外的硬件电路，避免了额外的系统成本；在本发明方法控制下所有子模块的开关频率相同，开关频率较低，开关应力彼此一致，有利于系统热设计和系统可靠性。

Description

一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法
技术领域
本发明属于电力电子系统技术领域，具体涉及一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法。
背景技术
随着风力发电、太阳能发电等清洁新能源发电技术的迅速发展，基于电压源型变换器的柔性直流输电技术受到了工业界和学术界的广泛的关注。与常规的多电平电压源型变换器相比，模块化多电平变换器(ModularMultilevelConverter，MMC)具有高度模块化、容易扩展和输出波形谐波含量少的优点，多模块串并联的设计方案避免了开关器件的直接串并联，成功解决了开关器件功率等级与电网功率等级之间差异巨大的矛盾。并且，这种模块化的系统结构也为冗余容错的设计带来了方便。但是大量的模块串并联也带来了子模块电容电压平衡的问题。
模块化多电平变换器通过控制子模块的投入或切出，利用子模块的电容电压得到所期望的多电平输出波形。子模块电容电压平衡问题是模块化多电平变换器的关键技术，它关系到模块化多电平变换器系统的稳定性和输出电压波形质量。目前常用的电容电压平衡方法主要有以下三种：
第一种是硬件箝位法，其通过二极管将所有电容电压箝位在最顶端和最底端的子模块电容电压之间，然后通过额外的隔离电路使最顶端和最底端的子模块电容电压保持平衡，即可使所有的子模块电容电压保持平衡。这种方法虽然控制简单，但是在高电压、多子模块时额外的硬件成本很大，而且隔离电路需要承受很高的绝缘电压，带来绝缘安全的问题。
第二种方法是闭环控制法，这种方法建立在分散控制的基础上，每个子模块独立完成调制过程，根据电压反馈在每个调制波中叠加一项用于维持单相整体能量平衡的分量、一项用于维持单个桥臂整体电压均衡的分量和一项用于子模块之间电压均衡的分量。这种方法需要所有的子模块在时间上同步，同时系统稳定性随着模块数增多而变差。
第三种方法是电容电压排序法，其首先通过调制算法计算出需要投入的子模块的数量n，如果桥臂电流方向为正，桥臂电流会使子模块电容充电，则选择电容电压最低的n个子模块投入电路，反之如果桥臂电流方向为负，桥臂电流会使子模块电容放电，则选择电容电压最高的n个子模块投入电路。这种方法排序频率高，子模块频繁地随机投入或切出会增加额外的开关动作，导致各个子模块的开关频率不同，即开关应力不一致，热分布不均，不利于系统散热设计和系统可靠性，同时需要检测桥臂电流的方向，增加了电流传感器的成本和控制系统的复杂性。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法，能够同时解决现有技术中排序频率高和开关器件开关频率较高且不一致的问题。
一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法，包括如下步骤：
(1)对于MMC的任一桥臂，采集桥臂各子模块当前采样时刻的电容电压值并计算其相对上一采样时刻的电容电压增量；
(2)根据所述的电容电压值对各子模块进行排序，建立子模块队列；根据所述的电容电压增量对各子模块的驱动信号进行排序，建立驱动信号队列；
其中，若子模块队列按电容电压值升序排列，驱动信号队列则按电容电压增量降序排列；若子模块队列按电容电压值降序排列，驱动信号队列则按电容电压增量升序排列；
(3)使子模块队列与驱动信号队列建立映射关系；
(4)根据映射关系，将驱动信号队列中的各驱动信号分配给各子模块作为当前采样周期内的驱动信号，以对各子模块进行驱动控制。
所述的驱动信号可以由最近电平调制、载波层叠调制或载波移相调制等调制方法生成。所述的子模块可以为半桥结构、全桥结构或双箝位结构。
所述的步骤(1)中以工频周期或工频周期的整数倍作为采样周期，采集各子模块的电容电压值。
所述的步骤(2)中可以采用冒泡排序、选择排序、插入排序、希尔排序、快速排序等排序算法对各子模块及其驱动信号进行排序，建立子模块队列和驱动信号队列。
优选地，所述的步骤(2)中当所述的驱动信号由最近电平调制算法生成时，则通过以下方法对各子模块的驱动信号进行排序：
首先，新建一驱动信号队列，提取电容电压增量最小的子模块，将该子模块上一采样周期内的驱动信号排在驱动信号队列最前，若该驱动信号的生成序号为i，则将该驱动信号记为Di；
然后，取生成序号为i-1和i+1的驱动信号Di-1和Di+1，排在驱动信号Di之后且驱动信号Di-1和Di+1的前后关系任意；取生成序号为i-2和i+2的驱动信号Di-2和Di+2，排在驱动信号Di-1和Di+1之后且驱动信号Di-2和Di+2的前后关系任意；依此若最后剩下若干不存在对称关系的驱动信号，则按以下标准对这若干驱动信号进行排序：
若i≤N/2，则按生成序号从小到大的顺序将这若干驱动信号排在驱动信号队列的末尾；若i＞N/2，则按生成序号从大到小的顺序将这若干驱动信号排在驱动信号队列的末尾；i为自然数且1≤i≤N，N为桥臂子模块的个数。
以上对驱动信号的优选排序方案利用最近电平调制法中电容电压增量与驱动信号序列的对称关系推导出电容电压增量的大小顺序，只需要通过排序提取电容电压增量最小的子模块，得到其对应的驱动信号的序号，可以大大的减少电容电压增量排序的工作量，节省控制器的运算资源。
优选地，所述的步骤(2)中当所述的驱动信号由载波移相调制算法生成时，通过以下方法对各子模块的驱动信号进行排序：
首先，将所有驱动信号按生成序号进行排列，并将生成序号为1和N的驱动信号D1和DN首尾相接组成环，N为桥臂子模块的个数；
然后，新建一驱动信号队列，提取电容电压增量最小的子模块，将该子模块上一采样周期内的驱动信号排在驱动信号队列最前，若该驱动信号的生成序号为i，则将该驱动信号记为Di，i为自然数且1≤i≤N；
进而，取驱动信号Di左侧第一个驱动信号和右侧第一个驱动信号作为第一组信号排在驱动信号Di之后且第一组两个驱动信号的前后关系任意；取驱动信号Di左侧第二个驱动信号和右侧第二个驱动信号作为第二组信号排在第一组信号之后且第二组两个驱动信号的前后关系任意；依此若最后剩下单独一个驱动信号，则将该驱动信号排在驱动信号队列的末尾。
以上对驱动信号的优选排序方案利用载波移相调制法中电容电压增量与驱动信号序列的对称关系推导出电容电压增量的大小顺序，只需要通过排序提取电容电压增量最小的子模块，得到其对应的驱动信号的序号，可以大大的减少电容电压增量排序的工作量，节省控制器的运算资源。
优选地，所述的步骤(2)中对各子模块进行排序的方法如下：首先，新建一子模块队列，提取电容电压值最大的m个子模块排在该子模块队列的前m位，提取电容电压值最小的m个子模块排在该子模块队列的后m位；然后，使其余子模块排列于该子模块队列的中间且相互间的前后关系任意；m为大于0的自然数。该优选排序方案仅通过排序得到电容电压最大的m个和最小的m个子模块，在处理有大量子模块的MMC系统时，可以极大的减少对子模块电容电压的排序工作量。
优选地，所述的步骤(2)中对各子模块进行排序的方法如下：首先，新建一子模块队列，提取电容电压值大于预设电压区间上限的若干子模块，并按电容电压值从大到小顺序将这若干子模块排在该子模块队列的开头；提取电容电压值小于预设电压区间下限的若干子模块，并按电容电压值从大到小顺序将这若干子模块排在该子模块队列的末尾；然后，使其余子模块排列于该子模块队列的中间且相互间的前后关系任意。该优选方案通过设置电容电压上下限，仅对超出限制范围的子模块进行排序，在处理有大量子模块的MMC系统时，可以极大的减少对子模块电容电压的排序工作量。
所述的步骤(3)中使子模块队列与驱动信号队列建立映射关系，即使子模块队列中第k个子模块与驱动信号队列中第k套驱动信号对应，k为自然数且1≤k≤N，N为桥臂子模块的个数。
若MMC桥臂子模块数量较大，超过个数阈值情况下，则将若干个子模块捆绑成一子模块单元，按子模块单元的形式进行排序、映射以及驱动分配；子模块单元的电容电压值和电容电压增量分别采用单元中各子模块电容电压均值以及电容电压增量均值。
相对现有技术，本发明均衡方法具有以下有益技术效果：
(1)本发明均衡方法实时性要求较低，极大地节省了控制器的计算资源，使其能够处理更大规模的模块化多电平变换器系统。
(2)本发明均衡方法不需要检测桥臂电流，简化了控制器间的通信复杂度，并节省了一部分电流传感器的成本。
(3)在本发明均衡方法下所有子模块的开关频率相同，开关频率较低，开关应力彼此一致，有利于系统热设计和系统可靠性。
(4)本发明均衡方法不需要增加额外的硬件电路，避免了额外的系统成本。
附图说明
图1为三相模块化多电平变换器的拓扑结构示意图。
图2(a)为半桥子模块的结构示意图。
图2(b)为全桥子模块的结构示意图。
图2(c)为双箝位子模块的结构示意图。
图3为本发明均衡方法的流程示意图。
图4(a)为子模块及驱动信号队列排序采用的数据格式示意图。
图4(b)为子模块及驱动信号队列的排序示意图。
图5为最近电平调制下采用本发明方法的单相输出电压电流和上下桥臂电压的波形示意图。
图6为最近电平调制下采用本发明方法的电容电压和输出电流的波形示意图。
图7为载波移相调制下采用本发明方法的单相输出电压电流和上下桥臂电压的波形示意图。
图8为载波移相调制下采用本发明方法的电容电压和输出电流的波形示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
图1所示为三相模块化多电平变换器的拓扑结构，它有三相六个桥臂，每个桥臂由N个子模块和桥臂电感级联构成，输出从上、下桥臂电感之间引出。子模块是组成模块化多电平变换器的基本单元，子模块电路按功能可分为：主功率电路、控制电路及通信电路。主功率电路有三种基本结构：半桥结构、全桥结构和双箝位结构，如图2所示。控制电路包括采样电路、驱动电路和保护电路等。采样电路用于实现子模块电容电压的采集工作。
模块化多电平变换器通过控制子模块的投入或切出来得到所期望的多电平输出波形。子模块电容电压的平衡直接关系到变换器的电压输出质量，当其不平衡时，将导致变换器输出电压出现畸变，甚至引起系统的不稳定。因此，为了保证模块化多电平变换器的稳定和输出电压质量，必须保证各个子模块电容电压的平衡。
本实施方式模块化多电平变换器的工频排序平衡算法，其流程图如图3所示，包括以下步骤：
(1)在当前采样时刻，采集各桥臂子模块电容电压值，并与上一个采样时刻的电容电压值做差求得工频周期内电容电压的增量。
(2)对子模块电容电压的增量进行升序(或降序)排序，得到驱动信号队列，对子模块电容电压的当前值进行降序(或升序)排序，得到子模块队列，其具体操作方式如图4所示：
首先，把子模块电容电压增量和对应的驱动信号组合，把子模块电容电压当前值和子模块编号组合，构成如图4(a)所示的数据格式。
然后，电容电压增量和驱动信号的组合数据按照电容电压增量做升序排序，得到驱动信号队列；电容电压当前值和子模块编号的组合数据按照电容电压当前值做降序排序，得到子模块队列，如图4(b)所示。
其中，电容电压增量排序的方式，不仅包括对其所有数值进行全部排序的方式，还包括但不限于只找到电容电压增量的最小值，利用电容电压增量与驱动信号序列的对称关系推导出电容电压增量的大小顺序的方式。
子模块电容电压当前值的排序，不仅包括对其所有数值进行全部排序的方式，还包括仅对部分子模块电容电压当前值进行排序的部分排序方式，包括但不限于通过设置门限，仅对电容电压当前值超出门限范围的子模块进行排序的方式，和仅找出子模块电容电压最大当前值和最小当前值的方式等。
(3)对子模块队列和驱动信号队列建立映射关系，例如图4(b)所示，将引起最大电容电压增量ΔVc2的驱动信号Dy分配给电容电压当前值最小的子模块Nk，引起第二大电容电压增量ΔVcN的驱动信号Dj分配给电容电压当前值第二小的子模块NN，以此类推，直到将引起最小电容电压增量ΔVck的驱动信号Di分配给电容电压当前值最大的子模块N2；
(4)按照上述映射关系，重新给子模块分配驱动信号，并回到步骤(1)，重复执行以上步骤。
本实施方式模块化多电平变换器的电容电压平衡算法适用于多种调制方法，包括但不限于最近电平调制、载波层叠调制、载波移相调制等调制方法等。下面分别给出了在最近电平调制方法和载波移相调制方法下的实验结果。
图5、图6给出了本实施方式在最近电平调制方法下的实验结果，实验条件如下：每个桥臂子模块数N＝8，子模块电容容值C＝750μF，桥臂电感量L＝30mH，直流母线电压VDC＝600V，输出负载为25Ω，15mH的阻感负载。
图5为最近电平调制方法下的单相输出电压电流波形和上、下桥臂电压波形。图中vo为单相输出电压，io为输出电流，vp为上桥臂电压，vn为下桥臂电压。可以看到桥臂电压和输出电压的多电平输出波形很好，且输出电流谐波含量少。
图6为最近电平调制方法下的电容电压波形和输出电流波形。图中vcp1为上桥臂1号子模块的电容电压，vcp5为上桥臂5号子模块的电容电压，vcp8为上桥臂8号子模块的电容电压，io为输出电流。可以看到子模块电容电压在75V附近小范围波动，电容电压平衡效果非常好。
图7、图8给出了本实施方式在载波移相调制方法下的实验结果，实验条件如下：载波频率为1050Hz，每个桥臂子模块数N＝8，子模块电容容值C＝3mF，桥臂电感量L＝15mH，直流母线电压VDC＝600V，输出负载为200Ω，1mH的阻感负载。
图7为载波移相调制方法下的单相输出电压电流波形和上、下桥臂电压波形。图中vp为上桥臂电压，vn为下桥臂电压，io为输出电流。可以看到桥臂电压波形非常好，输出电流谐波含量少。
图8为载波移相调制方法下的电容电压波形和输出电流波形。图中vcp1为上桥臂1号子模块的电容电压，vcp8为上桥臂8号子模块的电容电压，io为输出电流。可以看到子模块电容电压稳定在75V附近，波动很小，电容电压平衡效果非常好。
实验结果证明了本发明模块化多电平变换器的电容电压均衡算法的有效性。

Claims (8)

1.一种模块化多电平变换器电容电压的均衡方法，包括如下步骤：
(1)对于MMC的任一桥臂，采集桥臂各子模块当前采样时刻的电容电压值并计算其相对上一采样时刻的电容电压增量；
(2)根据当前采样时刻的电容电压值对各子模块进行排序，建立子模块队列；根据所述的电容电压增量对各子模块的驱动信号进行排序，建立驱动信号队列；
其中，若子模块队列按当前采样时刻电容电压值升序排列，驱动信号队列则按电容电压增量降序排列；若子模块队列按当前采样时刻电容电压值降序排列，驱动信号队列则按电容电压增量升序排列；
(3)使子模块队列与驱动信号队列建立映射关系；
(4)根据映射关系，将驱动信号队列中的各驱动信号分配给各子模块作为当前采样周期内的驱动信号，以对各子模块进行驱动控制。
2.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(1)中以工频周期或工频周期的整数倍作为采样周期，采集各子模块当前采样时刻的电容电压值。
3.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(2)中当所述的驱动信号由最近电平调制算法生成时，则通过以下方法对各子模块的驱动信号进行排序：
首先，新建一驱动信号队列，提取电容电压增量最小的子模块，将该子模块上一采样周期内的驱动信号排在驱动信号队列最前，若该驱动信号的生成序号为i，则将该驱动信号记为Di；
然后，取生成序号为i-1和i+1的驱动信号Di-1和Di+1，排在驱动信号Di之后且驱动信号Di-1和Di+1的前后关系任意；取生成序号为i-2和i+2的驱动信号Di-2和Di+2，排在驱动信号Di-1和Di+1之后且驱动信号Di-2和Di+2的前后关系任意；依此若最后剩下若干不存在对称关系的驱动信号，则按以下标准对这若干驱动信号进行排序：
若i≤N/2，则按生成序号从小到大的顺序将这若干驱动信号排在驱动信号队列的末尾；若i＞N/2，则按生成序号从大到小的顺序将这若干驱动信号排在驱动信号队列的末尾；i为自然数且1≤i≤N，N为桥臂子模块的个数。
4.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(2)中当所述的驱动信号由载波移相调制算法生成时，通过以下方法对各子模块的驱动信号进行排序：
首先，将所有驱动信号按生成序号进行排列，并将生成序号为1和N的驱动信号D1和DN首尾相接组成环，N为桥臂子模块的个数；
然后，新建一驱动信号队列，提取电容电压增量最小的子模块，将该子模块上一采样周期内的驱动信号排在驱动信号队列最前，若该驱动信号的生成序号为i，则将该驱动信号记为Di，i为自然数且1≤i≤N；
进而，取驱动信号Di左侧第一个驱动信号和右侧第一个驱动信号作为第一组信号排在驱动信号Di之后且第一组两个驱动信号的前后关系任意；取驱动信号Di左侧第二个驱动信号和右侧第二个驱动信号作为第二组信号排在第一组信号之后且第二组两个驱动信号的前后关系任意；依此若最后剩下单独一个驱动信号，则将该驱动信号排在驱动信号队列的末尾。
5.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(2)中对各子模块进行排序的方法如下：首先，新建一子模块队列，提取当前采样时刻电容电压值最大的m个子模块排在该子模块队列的前m位，提取当前采样时刻电容电压值最小的m个子模块排在该子模块队列的后m位；然后，使其余子模块排列于该子模块队列的中间且相互间的前后关系任意；m为大于0的自然数。
6.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(2)中对各子模块进行排序的方法如下：首先，新建一子模块队列，提取当前采样时刻电容电压值大于预设电压区间上限的若干子模块，并按当前采样时刻电容电压值从大到小顺序将这若干子模块排在该子模块队列的开头；提取当前采样时刻电容电压值小于预设电压区间下限的若干子模块，并按当前采样时刻电容电压值从大到小顺序将这若干子模块排在该子模块队列的末尾；然后，使其余子模块排列于该子模块队列的中间且相互间的前后关系任意。
7.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：所述的步骤(3)中使子模块队列与驱动信号队列建立映射关系，即使子模块队列中第k个子模块与驱动信号队列中第k套驱动信号对应，k为自然数且1≤k≤N，N为桥臂子模块的个数。
8.根据权利要求1所述的均衡方法，其特征在于：若MMC桥臂子模块数量较大，超过个数阈值情况下，则将若干个子模块捆绑成一子模块单元，按子模块单元的形式进行排序、映射以及驱动分配；子模块单元当前采样时刻的电容电压值和电容电压增量分别采用单元中各子模块当前采样时刻电容电压均值以及电容电压增量均值。
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