CN113794381B - 一种宽调压范围的scdab-clllc复合型直流变压器及其控制方法 - Google Patents

一种宽调压范围的scdab-clllc复合型直流变压器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种宽调压范围的SCDAB‑CLLLC复合型直流变压器及其控制方法，主电路包括开关电容型双向全桥DC/DC变换器和一个CLLLC型谐振变换器级联而成，级联方式为输入串联输出并联，这种方式降低了对高频变压器变比的要求，减小了输入侧功率器件的电压电流应力，具有较宽的调压范围。控制器以DSP为核心器件，具有过压过流保护，移相控制和调频控制的功能；移相控制应用于开关电容型双向全桥DC/DC变换器，调频控制应用于CLLLC型谐振变换器。

Description

一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器及其控制 方法
技术领域
本发明涉及电力电子中低压直流配网功率变换领域，具体为一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器及其控制方法。
背景技术
为应对全球气候变化和化石能源储量日益减少带来的巨大挑战，发展新能源发电已成为世界能源发展的主要趋势，新能源发电在总发电量中所占比例以及新能源的装机数量正在持续增加。相较于传统的火力发电和核能发电，新能源发电功率随机波动较大，发电量易受到温度、光照等环境因素的影响。新能源发电大量接入交流电网时会影响电网的稳定性与供电可靠性，造成频率波动、相位不同步和无功功率不平衡等问题。而直流配电网不存在上述问题，其在新能源接入、电能质量、传输损耗等方面的优势日益凸显。近年来，随着可再生能源的快速发展，直流配电技术正引起研究人员的广泛关注。直流电力电子变压器作为直流配电网系统的核心组件，在直流配电网中扮演着举足轻重的作用。
直流变压器可接纳光伏、储能等高比例直流分布式电源，提供电动汽车电站、数据中心等日益增长的多电压等级直流负荷稳定配电，省去大量的交直流变换的中间环节，简化了直流配电网结构，其应用范围非常广、运行控制能力丰富，不仅可以实现不同直流电压灵活双向变换，也可以提供直流故障的保护功能，具备很强的推广性，还可以提升输送功率与系统稳定性，降低成本，提高功率转换效率和电能质量。
随着人们节能意识的不断增强，以及城市建设空间成本的不断增加，用户对直流变压器装置效率和体积的诉求日益增加，高功率密度直流变压器开始收到广泛关注，其中谐振式直流变压器具有效率高，结构简单、技术成熟度较高等优点。尽管如此，直流变压器拓扑结构在需要同时满足大功率、高电压增益的场合，还存在高电压增益与ZVS，ZCS软开关特性兼顾设计困难、低压侧直流电容值和谐振电流较大、高电压大电流高频谐振电容选型较为困难等因素的限制。为此，立足于同时满足大功率、高频工作和高增益双向功率变换的需要，研究和丰富相关谐振软开关变换器拓扑、进一步提高变换器效率和功率密度、改善变换器暂态特性将是直流变压器研究的核心问题。
直流变压器的应用符合国家重大需求与行业前瞻，是加快高效紧凑型直流电能变换功率模块设施关键技术攻关和保障运营安全的需要；也是提升直流定制化用电服务、分布式能源管理水平、配电网运行控制能力，加快培育电力电子变压器战略性新兴产业的需要。这项关键技术的实施，将大大提高配电网的分布式能源与多元负荷接入能力，组网运行效率与稳定运行能力，双向潮流主动控制与灵活调度能力，为实现面向未来能源互联网的新型配电系统建设提供坚实基础。
发明内容
针对现有技术直流变压器拓扑结构在需要同时满足大功率、高电压增益的场合中存在高电压增益与ZVS，ZCS软开关特性兼顾设计困难、低压侧直流电容值和谐振电流较大、高电压大电流高频谐振电容选型较为困难等因素的限制的问题，本发明提供一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器及其控制方法，该拓扑结构具有较宽的调压范围以及较强的软开关能力，可以有效降低单个模块的电压电流应力，提高系统的整体可控性，对于提高直流变压器的输出电能质量具有重要意义。
本发明是通过以下技术方案来实现：
一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，包括相连接的主电路和控制器；所述主电路输入侧连接中压直流母线或者低压直流母线，输出侧连接低压直流负载；所述控制器内接收主电路的输入电压、输出电压和输出电流，并输出连接主电路中相应的开关管；
所述主电路包括级联连接的开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变压器；
开关电容型双向全桥DC/DC变压器包括高频变压器T2、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8、开关管SC1和开关管SC2；
开关管SC1和开关管SC2串联后并联在开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，开关管Q1和开关管Q2串联后并联在开关管Q3和开关管Q4的串联电路上，开关管Q5和开关管Q6串联后并联在开关管Q7和开关管Q8的串联电路上，高频变压器T2的原边绕组一端A2端口接于开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，另一端B2端口接于开关管Q3和开关管Q4的串联电路上；高频变压器T2的副边绕组的一端C2端口接于开关管Q5和开关管Q6的串联电路上；另一端D2端口接于开关管Q7和开关管Q8的串联电路上；
CLLLC型谐振变换器包括高频变压器T1、谐振腔、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
开关管S1和开关管S2串联后并联在开关管S3和开关管S4的串联电路上，开关管S5和开关管S6串联后并联在开关管S7和开关管S8的串联电路上；高频变压器T1的原边绕组一端A1端口通过谐振腔接于开关管S1和开关管S2的串联电路上；另一端B1端口通过谐振腔接于开关管S3和开关管S4的串联电路上，高频变压器T1的副边绕组一端C1端口通过谐振腔接于开关管S5和开关管S6的串联电路上，另一端D1端口通过谐振腔接于开关管S7和开关管S8的串联电路上；
当输入电压处于低压直流母线Vin时开关电容型双向全桥DC/DC变换器被旁路，CLLLC型谐振变换器传输功率；
当输入电压达到中压直流母线Vin时，开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器共同进行功率传输。
优选的，开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器的开关管均存在反并联二极管和寄生电容；其中每个开关管的特性参数均保持一致。
优选的，CLLLC型谐振变换器中包括两个全桥变换器，其中一个全桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4；另一个全桥变换器包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
当正向工作时，开关管S1、开关管S4与开关管S2、开关管S3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8不加互补的驱动信号，采用开关管的反并联二极管进行整流。
优选的，谐振腔包括谐振电感Lr1和谐振电感Lr2，励磁电感Lm，谐振电容Cr1和谐振电容Cr2，谐振电感Lr1在高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路上设置，谐振电感Lr2在高频变压器T1的副边绕组一端C1端口电路上设置；谐振电容Cr1在高频变压器T1的原边绕组另一端B1端口电路上设置；谐振电容Cr2在高频变压器T1的原边绕组另一端D1端口电路上设置，励磁电感Lm接于高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路与另一端B1端口电路之间设置。
优选的，CLLLC型谐振变换器采用调频控制，即开关触发脉冲的占空比为50％，通过调节开关管的开关频率来调节变换器的输出电压；控制器控制CLLLC谐振变换器在次谐振或准谐振状态工作，
在次谐振状态时，开关触发脉冲的频率小于谐振腔的谐振频率；
在准谐振状态时，开关触发脉冲的频率等于谐振腔的谐振频率；
谐振频率通过谐振电感和谐振电容的参数进行计算。
优选的，CLLLC谐振变换器采用调频控制，控制器通过向开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4输出不同频率的PWM波，使A1B1端口输出不同频率的功率方波，方波经过谐振腔传递给C1D1端口；C1D1端口输入的交流电经过开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8所形成的全桥电路之后转化为直流电进而将功率传递给直流负载。
优选的，开关电容型双向全桥DC/DC变换器采用移相控制，电路正向工作时，开关管Q1、开关管Q4与开关管Q2、开关管Q3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管Q5、开关管Q8与开关管Q6、开关管Q7加互补的驱动信号，实现整流功能。
优选的，控制器的包括数字信号处理器DSP、采样调理电路和电路保护；所述数字信号处理器DSP通过外部的采样调理电路来确定直流变压器的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流；输入电压、输入电流和输出电压信号通过采样调理电路转换为模拟信号，模拟信号经过数字信号处理器DSP的引脚，通过ADC变换之后传递给数字信号处理器DSP内部，数字信号处理器DSP再通过数学反变换之后得到实际的电压电流数值；数字信号处理器DSP通过反变换得到主电路电压电流的实际数据之后，需要依据电压电流的参考值以及控制算法来得到相应的脉冲宽度调制PWM信号。
一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器的控制方法，基于上述所述的宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，当直流变压器输入侧连接低压直流母线时，开关管SC2导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器不参与主电路的功率传输，CLLLC谐振变换器参与直流功率的传输，变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，A1B1端口的电压为直流母线电压Vin，一次侧的电流先通过开关管S1和开关管S4的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S1和开关管S4中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S5和开关管S8的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在Vo；当电感电流iL与励磁电流im相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S5和开关管S8的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S6和开关管S7的反并联二极管继续续流导通；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin，一次侧的电流先通过开关管S2和开关管S3的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S2和开关管S3中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S6和开关管S7的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在-Vo；当电感电流iL与励磁电流im再次相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S6和开关管S7的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S5和开关管S8的反并联二极管继续续流导通。
一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器的控制方法，基于上述所述的宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，当直流变压器输入侧连接中压直流母线时，开关管SC1导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器与CLLLC型谐振变换器共同参与主电路的功率传输；控制器控制两个功率模块功率器件的开关频率以及直流侧的输入电压一致；变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q1和开关管Q4的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q1和开关管Q4，副边侧电流经过开关管Q6和开关管Q7；
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q1和开关管Q4；副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q2和开关管Q3的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q2和开关管Q3，副边侧电流经过开关管Q5和开关管Q8；
开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q2和开关管Q3；副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明提供了一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，主电路包括开关电容型双向全桥DC/DC变换器和一个CLLLC型谐振变换器级联而成，级联方式为输入串联输出并联，这种方式降低了对高频变压器变比的要求，减小了输入侧功率器件的电压电流应力，具有较宽的调压范围。控制器以DSP为核心器件，具有过压过流保护，移相控制和调频控制的功能；移相控制应用于开关电容型双向全桥DC/DC变换器，调频控制应用于CLLLC型谐振变换器。
本发明提供了一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器的控制方法，该拓扑具有较宽的调压范围以及较强的软开关能力。由于CLLLC谐振变换器具有良好的软开关性能，因此在中低压输入时，CLLLC谐振变换器都需要参与功率传输的过程；开关电容型双向全桥DC/DC变压器起到了在中压输入时负担功率传输的作用，因为开关电容型双向全桥DC/DC变压器的工作电压匹配比较低时，电路的整体效率较低，所以开关电容型双向全桥DC/DC变压器在电路中不作为主要的功率传输单元。这种切换式直流变压器的设计思路可以有效降低单个模块的电压电流应力，提高系统的整体可控性，对于提高直流变压器的输出电能质量具有重要意义。
附图说明
图1为本发明中直流变压器拓扑结构；
图2为本发明的控制器原理图；
图3为低压直流的输出电压的仿真波形图；
图4为中压直流的输出电压的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
本发明提供了一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，如图1所示，包括相连接的主电路和控制器；所述主电路输入侧连接中压直流母线或者低压直流母线，输出侧连接低压直流负载；所述控制器内接收主电路的输入电压、输出电压和输出电流，并输出连接主电路中相应的开关管；
所述主电路包括级联连接的开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变压器，级联方式为输入串联输出并联。这种级联方式可以降低单个功率子模块的电压电流应力，针对目前功率器件的电压普遍不高的现状具有重要的意义；
开关电容型双向全桥DC/DC变压器包括高频变压器T2、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8、开关管SC1和开关管SC2；
开关管SC1和开关管SC2串联后并联在开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，开关管Q1和开关管Q2串联后并联在开关管Q3和开关管Q4的串联电路上，开关管Q5和开关管Q6串联后并联在开关管Q7和开关管Q8的串联电路上，高频变压器T2的原边绕组一端A2端口接于开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，另一端B2端口接于开关管Q3和开关管Q4的串联电路上；高频变压器T2的副边绕组的一端C2端口接于开关管Q5和开关管Q6的串联电路上；另一端D2端口接于开关管Q7和开关管Q8的串联电路上；
CLLLC型谐振变换器包括高频变压器T1、谐振腔、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
开关管S1和开关管S2串联后并联在开关管S3和开关管S4的串联电路上，开关管S5和开关管S6串联后并联在开关管S7和开关管S8的串联电路上；高频变压器T1的原边绕组一端A1端口通过谐振腔接于开关管S1和开关管S2的串联电路上；另一端B1端口通过谐振腔接于开关管S3和开关管S4的串联电路上，高频变压器T1的副边绕组一端C1端口通过谐振腔接于开关管S5和开关管S6的串联电路上，另一端D1端口通过谐振腔接于开关管S7和开关管S8的串联电路上；
当输入电压处于低压直流母线Vin时开关电容型双向全桥DC/DC变换器被旁路，CLLLC型谐振变换器传输功率；
当输入电压达到中压直流母线Vin时，开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器共同进行功率传输。
开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器的开关管均存在反并联二极管和寄生电容；其中每个开关管的特性参数均保持一致。
CLLLC型谐振变换器中包括两个全桥变换器，其中一个全桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4；另一个全桥变换器包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
当正向工作时，开关管S1、开关管S4与开关管S2、开关管S3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8不加互补的驱动信号，采用开关管的反并联二极管进行整流。Lm为高频变压器T1的励磁电感，Lr1和Lr2为谐振电感，分别包含了高频变压器一次侧以及二次侧的漏感，Cr1和Cr2为谐振电容。
谐振腔包括谐振电感Lr1和谐振电感Lr2，励磁电感Lm，谐振电容Cr1和谐振电容Cr2，谐振电感Lr1在高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路上设置，谐振电感Lr2在高频变压器T1的副边绕组一端C1端口电路上设置；谐振电容Cr1在高频变压器T1的原边绕组另一端B1端口电路上设置；谐振电容Cr2在高频变压器T1的原边绕组另一端D1端口电路上设置，励磁电感Lm接于高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路与另一端B1端口电路之间设置。
CLLLC型谐振变换器采用调频控制，即开关触发脉冲的占空比为50％，通过调节开关管的开关频率来调节变换器的输出电压；控制器控制CLLLC谐振变换器在次谐振或准谐振状态工作，
在次谐振状态时，开关触发脉冲的频率小于谐振腔的谐振频率；
在准谐振状态时，开关触发脉冲的频率等于谐振腔的谐振频率；
谐振频率通过谐振电感和谐振电容的参数进行计算；
高频变压器两侧的谐振频率要保持一致，谐振频率的计算公式如下所示：
Figure BDA0003266827050000101
为保证CLLLC谐振变换器双向运行时的一致性，谐振腔两侧的谐振电容电感值在折算后应保持一致。设计参数时应先设计变压器原边侧谐振腔的参数Lr1和Cr1，然后依据变压器变比的关系设计副边侧谐振腔的参数。副边侧谐振腔参数的计算公式如下所示：
Figure BDA0003266827050000111
其中，Lr1和Lr2为谐振电感；Cr1和Cr2为谐振电容，n代表变压器的变比；
CLLLC谐振变换器采用调频控制，控制器通过向开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4输出不同频率的PWM波，使A1B1端口输出不同频率的功率方波，方波经过谐振腔传递给C1D1端口。C1D1端口输入的交流电经过开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8所形成的全桥电路之后转化为直流电进而将功率传递给直流负载。
开关电容型双向全桥DC/DC变换器采用移相控制，电路正向工作时，开关管Q1、开关管Q4与开关管Q2、开关管Q3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管Q5、开关管Q8与开关管Q6、开关管Q7加互补的驱动信号，实现整流功能。通过控制开关管Q1～Q8可以在A2B2和C2D2处得到两个频率、占空比一致的两个方波信号。双向全桥DC/DC变换器传输功率的大小取决于方波之间的移相角Dφ、漏感L的大小以及开关频率fs的大小。
控制器根据主电路的输入电压决定开关管SC1和开关管SC2的开关状态，当主电路输入侧连接低压直流母线时，DSP给开关管SC2对应的引脚一个高电平，给开关管SC1对应的引脚一个低电平，保证开关管SC2处于持续导通的状态，开关管SC1处于持续关断的状态，此时开关电容型双向全桥DC/DC变换器被旁路，不参与主电路的功率传输；当主电路输入侧连接中压直流母线时，DSP给开关管SC1对应的引脚一个高电平，给开关管SC2对应的引脚一个低电平，保证开关管SC1处于持续导通的状态，开关管SC2处于持续关断的状态，此时开关电容型双向全桥DC/DC变换器与CLLLC谐振变换器共同参与主电路功率的传输。
控制器原理图如图2所示，控制器的包括数字信号处理器DSP、采样调理电路和电路保护；控制器采用数字信号处理器DSP作为控制器的核心芯片，相关的控制算法以及PWM生成都在DSP中完成。
所述数字信号处理器DSP通过外部的采样调理电路来确定直流变压器的输入电压、输入电流和输出电压；
采样调理电路可以采用低通二阶滤波器与霍尔传感器相结合的电路，这种滤波器可以有效地滤除高次谐波分量。
输入电压、输入电流和输出电压信号通过采样调理电路转换为符合DSP输入规范的0～3.3V模拟信号，模拟信号经过数字信号处理器DSP的引脚，通过ADC(模拟/数字转换)变换之后传递给数字信号处理器DSP内部，数字信号处理器DSP再通过数学反变换之后得到实际的电压电流数值；数字信号处理器DSP通过反变换得到主电路电压电流的实际数据之后，需要依据电压电流的参考值以及控制算法来得到相应的脉冲宽度调制PWM信号。
为了保证两个功率模块之间的输入电压均衡，。控制器需要保证两个模块的输入电压与输出电流保持一致，具体做法是确保数字信号处理器DSP移相控制与调频控制的输出电压参考值与输入电流参考值始终相同，这样可以达到程度的功率均衡的效果。移相控制器与调频控制器均采用了电压电流双闭环结构，移相控制器输出的是一组相位可变的PWM波，调频控制输出的是一组频率可变的PWM波。
本发明中开关电容型双向全桥DC/DC变压器采用移相控制，CLLLC型谐振变压器采用调频控制这两种控制的原理有所差异需要分别加以说明。输入电压检测的结果决定了SC1与SC2的开关状态。
一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器的控制方法，基于上述所述的宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，开关管SC2导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器不参与主电路的功率传输，CLLLC谐振变换器参与直流功率的传输，变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，A1B1端口的电压为直流母线电压Vin，一次侧的电流先通过开关管S1和开关管S4的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S1和开关管S4中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S5和开关管S8的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在Vo；当电感电流iL与励磁电流im相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S5和开关管S8的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S6和开关管S7的反并联二极管继续续流导通；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin，一次侧的电流先通过开关管S2和开关管S3的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S2和开关管S3中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S6和开关管S7的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在-Vo；当电感电流iL与励磁电流im再次相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S6和开关管S7的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S5和开关管S8的反并联二极管继续续流导通。
对于当直流变压器系统的输入侧连接低压直流母线时，具体控制原理为：主电路只有CLLLC谐振变换器进行功率的传输。数字信号处理器DSP给开关管SC2对应的引脚一个高电平，给开关管SC1对应的引脚一个低电平，保证开关管SC2处于持续导通的状态，开关管SC1处于持续关断的状态。此时，数字信号处理器DSP中只进行调频控制，
采样调理电路采样到主电路的输出电压信号并将其传递给数字信号处理器DSP，数字信号处理器DSP将数据反变换后与输出电压的参考值Vref相减并得到输出电压的误差值。控制器将输出电压的误差值传递给PI补偿器1得到输入电流的参考值Iref。
主电路的输入电流经过霍尔元件和采样调理电路得到数字信号处理器DSP可以识别的电压信号，数字信号处理器DSP经过反变换之后得到相应的输入电流信号。电流信号与输入电流参考值Iref相减，得到输入电流的误差值。该误差值经过PI补偿器2并且限幅之后得到功率器件的开关频率f。此处计算得到的开关频率f代表驱动开关器件PWM波的开关频率，CLLLC谐振变换器主要使用频率调制策略来改变输出电压，不同的开关频率可以得到不同的电压增益。
频率调制器(频率调制器的实现需要依靠DSP的EPWM模块)依据输入的开关频率f得到开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的四组PWM信号用以驱动CLLLC谐振变换器的开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4。其中开关管S1和开关管S4的波形完全相同，开关管S2和开关管S3的波形完全相同。
数字信号处理器DSP输出PWM信号给驱动电路，然后控制功率器件的通断，当直流变压器输入侧连接低压直流母线时，变压器的输出电压为375V，仿真输出结果如图3所示。根据仿真结果可知，直流变换器可以稳定地输出375V直流电。
一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器的控制方法，基于上述所述的宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，当直流变压器输入侧连接中压直流母线时，开关管SC1导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器与CLLLC型谐振变换器共同参与主电路的功率传输；控制器控制两个功率模块功率器件的开关频率以及直流侧的输入电压一致；变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q1和开关管Q4的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q1和开关管Q4，副边侧电流经过开关管Q6和开关管Q7；A2B2端口的电压为0.5Vin，C2D2端口的电压为-0.5Vo；
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q1和开关管Q4；副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；A2B2端口的电压为0.5Vin，C2D2端口的电压为0.5Vo；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q2和开关管Q3的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q2和开关管Q3，副边侧电流经过开关管Q5和开关管Q8；A2B2端口的电压为-0.5Vin，C2D2端口的电压为0.5Vo；
开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q2和开关管Q3；副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管；此时，A2B2端口的电压为-0.5Vin，C2D2端口的电压为-0.5Vo。
对于当直流变压器输入侧连接中压直流母线时，具体控制原理为：
当直流变压器系统的输入侧连接中压直流母线时，CLLLC谐振变换器和开关电容型双向全桥DC/DC变压器均参与主电路功率的传输。此时，数字信号处理器DSP给开关管SC1对应的引脚一个高电平，给开关管SC2对应的引脚一个低电平，保证开关管SC1处于持续导通的状态，开关管SC2处于持续关断的状态。由于变压器采用的是输入串联和输出并联的级联结构，因此，CLLLC谐振变换器和开关电容型双向全桥DC/DC变压器的输入电流和输出电压始终保持一致。为了保证两个模块之间的功率均衡。数字信号处理器DSP控制器需要保证两个模块的输入电压与输出电流保持一致，具体做法是数字信号处理器DSP移相控制与调频控制的输出电压参考值与输入电流参考值始终相同，这样可以达到程度的功率均衡的效果。移相控制用于控制开关电容型双向全桥DC/DC变压器，调频控制用于控制CLLLC型谐振变换器；
采样调理电路采样到主电路的输出电压信号并将其传递给数字信号处理器DSP，数字信号处理器DSP将数据反变换后与输出电压的参考值Vref相减并得到输出电压的误差值。控制器将输出电压的误差值传递给PI补偿器1和PI补偿器3，分别得到调频控制与移相控制输入电流的参考值Iref1和Iref2。
主电路的输入电流经过霍尔元件和采样调理电路得到数字信号处理器DSP可以识别的电压信号，数字信号处理器DSP经过反变换之后得到相应的输入电流信号。电流信号与调频控制与移相控制输入电流参考值Iref1和Iref2相减，分别得到两种控制的输入电流误差值。两个误差值分别经过PI补偿器2和PI补偿器4且被限幅之后得到功率器件的开关频率补偿值Δf和移相角Dφ。
开关频率补偿值需要与开关频率初始值相加后才可以得到频率调制器PWM波的开关频率。
f＝fin+Δf；
fin＝fr×(1+e-t/T)；
其中，fr表示谐振腔的谐振频率，t表示直流变压器的工作时间，T表示时间因数一般取值在0.01左右。
移相控制内部存在一个脉冲宽度调制PWM信号，这个信号可以转化为驱动开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4开通与关断的PWM信号。其中，开关管Q1和开关管Q4的PWM信号保持一致并且与开关管Q2、开关管Q3的PWM信号反相。移相调制器根据PWM发生器生成的PWM信号以及PI补偿器4生成的移相角可以得到驱动变压器T2副边侧开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8的PWM信号，开关管Q5和开关管Q8的PWM信号保持一致并且与开关管Q6、开关管Q7的PWM信号反相。这样可以使A2B2端口与C2D2端口输出两个相位相差Dφ的功率方波。
频率调制器依据输入的开关频率f得到开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的四组PWM信号用以驱动CLLLC谐振变换器的开关管S1、S2、S3、S4。其中S1和S4的波形完全相同，S2和S3的波形完全相同。
当直流变压器输入侧连接中压直流母线时，变压器的输出电压为750V，仿真输出结果如图4所示。根据仿真结果可知，直流变换器可以稳定地输出750V直流电。同时，两个功率子模块可以很好地完成输入均压，避免单一模块输入电压过高的状况。
为了避免SCDAB-CLLLC直流变换器中存在过压过流问题，控制器要采取一定的保护机制。具体实施方法为：在主电路中加入逻辑电路，该电路与输入电压Vin、输出电流Io和输出电压Vo的采样调理电路相连，当采样调理电路输出值到达一定的阈值时，触发逻辑电路改变输出的电平。逻辑电路输出电平的改变可以被数字信号处理器DSP的引脚所捕获，通过数字信号处理器DSP内部的TZ机制可以进行相应的动作保护机制，关断PWM的输出进而达到停机的效果。
本发明提供一种宽调压范围的中低压大功率SCDAB-CLLLC复合型直流变压器拓扑，该拓扑由一个开关电容型双向全桥DC/DC变换器和一个CLLLC型谐振变换器级联组成，级联方式为输入串联输出并联。这种变换器适用于中低压直流变换到低压直流的场合，其中CLLLC谐振变换器作为主要的调压电路。当输入电压处于低压直流电压等级时开关电容型双向全桥DC/DC变换器被旁路，此时主电路中只有CLLLC型谐振变换器在传输功率；当输入电压达到中压直流的电压等级时，双向全桥DC/DC变换器和CLLLC型谐振变换器共同进行功率传输。该拓扑使用移相控制和调频控制的混合控制策略，其中移相控制应用于开关电容型双向全桥DC/DC变换器，调频控制应用于CLLLC型谐振变换器。本发明提出的直流变压器拓扑结构具有较宽的调压范围，可以很好地实现输入输出侧开关管的ZVS软开关和ZCS软开关，拓扑整体的效率较高。

Claims (7)

1.一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，包括相连接的主电路和控制器；所述主电路输入侧连接中压直流母线或者低压直流母线，输出侧连接低压直流负载；所述控制器内接收主电路的输入电压、输出电压和输出电流，并输出连接主电路中相应的开关管；
所述主电路包括级联连接的开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变压器；
开关电容型双向全桥DC/DC变压器包括高频变压器T2、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8、开关管SC1和开关管SC2；
开关管SC1和开关管SC2串联后并联在开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，开关管Q1和开关管Q2串联后并联在开关管Q3和开关管Q4的串联电路上，开关管Q5和开关管Q6串联后并联在开关管Q7和开关管Q8的串联电路上，高频变压器T2的原边绕组一端A2端口接于开关管Q1和开关管Q2的串联电路上，另一端B2端口接于开关管Q3和开关管Q4的串联电路上；高频变压器T2的副边绕组的一端C2端口接于开关管Q5和开关管Q6的串联电路上；另一端D2端口接于开关管Q7和开关管Q8的串联电路上；
CLLLC型谐振变换器包括高频变压器T1、谐振腔、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
开关管S1和开关管S2串联后并联在开关管S3和开关管S4的串联电路上，开关管S5和开关管S6串联后并联在开关管S7和开关管S8的串联电路上；高频变压器T1的原边绕组一端A1端口通过谐振腔接于开关管S1和开关管S2的串联电路上；另一端B1端口通过谐振腔接于开关管S3和开关管S4的串联电路上，高频变压器T1的副边绕组一端C1端口通过谐振腔接于开关管S5和开关管S6的串联电路上，另一端D1端口通过谐振腔接于开关管S7和开关管S8的串联电路上；
所述控制器的包括数字信号处理器DSP、采样调理电路和电路保护；所述数字信号处理器DSP通过外部的采样调理电路来确定直流变压器的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流；输入电压、输入电流和输出电压信号通过采样调理电路转换为模拟信号，模拟信号经过数字信号处理器DSP的引脚，通过ADC变换之后传递给数字信号处理器DSP内部，数字信号处理器DSP再通过数学反变换之后得到实际的电压电流数值；数字信号处理器DSP通过反变换得到主电路电压电流的实际数据之后，需要依据电压电流的参考值以及控制算法来得到相应的脉冲宽度调制PWM信号；
当输入电压处于低压直流母线Vin时开关电容型双向全桥DC/DC变换器被旁路，CLLLC型谐振变换器传输功率；
其中，当直流变压器输入侧连接低压直流母线时，开关管SC2导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器不参与主电路的功率传输，CLLLC谐振变换器参与直流功率的传输，变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，A1B1端口的电压为直流母线电压Vin，一次侧的电流先通过开关管S1和开关管S4的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S1和开关管S4中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S5和开关管S8的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在Vo；当电感电流iL与励磁电流im相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S5和开关管S8的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S6和开关管S7的反并联二极管继续续流导通；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin，一次侧的电流先通过开关管S2和开关管S3的反并联二极管续流，当一次侧电流反向时，电流在开关管S2和开关管S3中继续流通并且不断增加；副边侧开关管S6和开关管S7的反并联二极管导通，将C1D1端口的电压箝位在-Vo；当电感电流iL与励磁电流im再次相等时，变压器二次侧电流下降为零；开关管S6和开关管S7的反并联二极管因为电流为零而关断，实现了ZCS软开关，此时开关管S5和开关管S8的反并联二极管继续续流导通；
当输入电压达到中压直流母线Vin时，开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器共同进行功率传输；
其中，当直流变压器输入侧连接中压直流母线时，开关管SC1导通，开关电容型双向全桥DC/DC变换器与CLLLC型谐振变换器共同参与主电路的功率传输；控制器控制两个功率模块功率器件的开关频率以及直流侧的输入电压一致；变换器在一个工作周期内的工作原理为：
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q1和开关管Q4的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q1和开关管Q4，副边侧电流经过开关管Q6和开关管Q7；
当开关管S1和开关管S4导通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压Vin；开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q1和开关管Q4；副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；
当开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q6和开关管Q7关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为正，流过开关管Q2和开关管Q3的反并联二极管并且不断减小，副边侧电流流过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管；当漏感L上电流反向时，开关管Q2、开关管Q3、开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管自然关断，实现了ZCS软开关；原边侧的电流经过开关管Q2和开关管Q3，副边侧电流经过开关管Q5和开关管Q8；
开关管S1和开关管S4关断，开关管S2和开关管S3开通，此时A1B1端口的电压为直流母线电压-Vin；开关管Q2、开关管Q3、开关管Q6和开关管Q7开通，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5和开关管Q8关断；高频变压器T2原边侧漏感L上的电流为负，流过开关管Q2和开关管Q3；副边侧电流流过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管。
2.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述开关电容型双向全桥DC/DC变压器和CLLLC型谐振变换器的开关管均存在反并联二极管和寄生电容；其中每个开关管的特性参数均保持一致。
3.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述CLLLC型谐振变换器中包括两个全桥变换器，其中一个全桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4；另一个全桥变换器包括开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8；
当正向工作时，开关管S1、开关管S4与开关管S2、开关管S3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8不加互补的驱动信号，采用开关管的反并联二极管进行整流。
4.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述谐振腔包括谐振电感Lr1和谐振电感Lr2，励磁电感Lm，谐振电容Cr1和谐振电容Cr2，谐振电感Lr1在高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路上设置，谐振电感Lr2在高频变压器T1的副边绕组一端C1端口电路上设置；谐振电容Cr1在高频变压器T1的原边绕组另一端B1端口电路上设置；谐振电容Cr2在高频变压器T1的原边绕组另一端D1端口电路上设置，励磁电感Lm接于高频变压器T1的原边绕组一端A1端口电路与另一端B1端口电路之间设置。
5.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述CLLLC型谐振变换器采用调频控制，即开关触发脉冲的占空比为50%，通过调节开关管的开关频率来调节变换器的输出电压；控制器控制CLLLC谐振变换器在次谐振或准谐振状态工作，
在次谐振状态时，开关触发脉冲的频率小于谐振腔的谐振频率；
在准谐振状态时，开关触发脉冲的频率等于谐振腔的谐振频率；
谐振频率通过谐振电感和谐振电容的参数进行计算。
6.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述CLLLC谐振变换器采用调频控制，控制器通过向开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4输出不同频率的PWM波，使A1B1端口输出不同频率的功率方波，方波经过谐振腔传递给C1D1端口；C1D1端口输入的交流电经过开关管S5、开关管S6、开关管S7和开关管S8所形成的全桥电路之后转化为直流电进而将功率传递给直流负载。
7.根据权利要求1所述的一种宽调压范围的SCDAB-CLLLC复合型直流变压器，其特征在于，所述开关电容型双向全桥DC/DC变换器采用移相控制，电路正向工作时，开关管Q1、开关管Q4与开关管Q2、开关管Q3加互补的驱动信号，实现逆变功能；开关管Q5、开关管Q8与开关管Q6、开关管Q7加互补的驱动信号，实现整流功能。
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