CN100568698C

CN100568698C - 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法

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Publication number: CN100568698C
Application number: CNB2005100983615A
Authority: CN
Inventors: 张长安
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Current assignee: Individual
Priority date: 2005-09-09
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2009-12-09
Anticipated expiration: 2025-09-09
Also published as: CN1731666A; WO2007028298A1

Abstract

本发明提供了一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法，该方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；其步骤包括：首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；然后，根据定义的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；最后，根据预处理得到的数据，在应用时依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，形成开关的调制波形；所述数字代码用16进制表示。该方法将大量实时计算预处理化，降低了变频技术成本。

Description

一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法

技术领域

本发明涉及电力与电气工程，特别涉及一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法。

背景技术

逆变器是整流(又称顺变)器的逆向变换装置，其作用是通过半导体功率开关器件(如SCR、GTO、GTR、IGBT和MOSFET等)的开通和关断作用，把从电网上得到的定压定频交流电能，或从蓄电池、太阳能等得到的电能质量较差的原始电能，变换成电能质量较高的能满足负载对电压和频率要求的交流电能，这种交流电能不仅用于使电动机变频调速科学运转，而且还可以用于不间断电源、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等。

目前，实现逆变的主要技术是，多重叠加式和各种脉宽调制式(PWM)，这些逆变技术或直流变频技术的实现，要么需要复杂的模拟电路，要么需要大量的实时计算，成本高，不易普及。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法，以使模拟控制电路数字化，并将大量实时计算预处理化，从而降低变频技术成本，使其得到普及。

为达到上述目的，本发明方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；该方法包括预处理步骤和应用步骤，其中，

所述预处理步骤包括：

1)首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并在根据所要求输出的交流电压对应的调制指数决定的调制波形的每个状态变化点处，以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；

2)然后，根据所述调制波形，和所述要求输出的交流电压的频率所决定的周期，计算所述调制波形的每个状态变化点对应的时间间隔，从而得到所述各功率开关管的每个状态的持续时间；

所述应用步骤包括：根据所述预处理步骤得到的数据，依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，并周而复始运行，形成开关的调制波形。

所述“0”和“1”排列而成的数字代码用16进制表示；三相控制的数字代码有：29、25、26、16、1A、19、09、21、24、06、12、18、28、05、22、14、0A、11、01、20、04、02、10、08、00；单相控制的数字代码有：9、6、A、5、8、4、2、1、0。部分选用、全用或重复利用三相或单相控制数码，组合成至少一组序列数码，以某种方式，按特定的时间间隔，依次输出序列控制码，并周而复始运行，达到逆变或直流变频之目的。

所述持续时间是由交流电压的周期和数字代码改变点相结合求出每个状态持续的时间间隔。

所述调制波形根据输出交流电压的电压幅值，以消除特定谐波方程组计算出若干开关转换角，继而形成脉冲宽度调制PWM波形。

如果要消除调制指数(modulation index)M的交流电压的低次谐波，则根据下列四种情况下的方程组可求解出N(N为奇数)个开关转换角α1，α2，...，αN；

①单极性，对于三相交流电压：

\{\begin{matrix} {Cosα}_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} - . . . + Cos α_{N} = M \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} - . . . + Cos 5 α_{N} = 0 \\ . \\ . \\ . \\ Cos (6 k - 1) α_{1} - Cos (6 k - 1) α_{2} + Cos (6 k - 1) α_{3} - . . . + Cos (6 k - 1) α_{N} = 0 \\ Cos (6 k + 1) α_{1} - Cos (6 k + 1) α_{2} - Cos (6 k + 1) α_{3} - . . . + Cos (6 k + 1) α_{N} = 0 \end{matrix} - - - (1)

其中，k＝1，2，......，

(N≥3)；

②单极性，对于单相交流电压：

\{\begin{matrix} {Cosα}_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} - . . . + Cos α_{N} = M \\ Cos 3 α_{1} - Cos 3 α_{2} + Cos 3 α_{3} - . . . + Cos 3 α_{N} = 0 \\ . \\ . \\ . \\ Cos (2 k - 1) α_{1} - Cos (2 k - 1) α_{2} + Cos (2 k - 1) α_{3} - . . . + Cos (2 k - 1) α_{N} = 0 \\ Cos (2 k + 1) α_{1} - Cos (2 k + 1) α_{2} - Cos (2 k + 1) α_{3} - . . . + Cos (2 k + 1) α_{N} = 0 \end{matrix} - - - (2)

其中，k＝1，2，......，N-1；(N≥3)；

③双极性，对于三相交流电压：

\{\begin{matrix} 2 {Cosα}_{1} - 2 Cos α_{2} + 2 Cos α_{3} - . . . + 2 Cos α_{N} - 1 = M \\ 2 Cos 5 α_{1} - 2 Cos 5 α_{2} + 2 Cos 5 α_{3} - . . . + 2 Cos 5 α_{N} - 1 = 0 \\ . \\ . \\ . \\ 2 Cos (6 k - 1) α_{1} - 2 Cos (6 k - 1) α_{2} + 2 Cos (6 k - 1) α_{3} - . . . + 2 Cos (6 k - 1) α_{N} - 1 = 0 \\ 2 Cos (6 k + 1) α_{1} - 2 Cos (6 k + 1) α_{2} - 2 Cos (6 k + 1) α_{3} - . . . + 2 Cos (6 k + 1) α_{N} - 1 = 0 \end{matrix} - - - (3)

其中，k＝1，2，......，

(N≥3)

④双极性，对于单相交流电压：

\{\begin{matrix} 2 {Cosα}_{1} - 2 Cos α_{2} + 2 Cos α_{3} - . . . + 2 Cos α_{N} - 1 = M \\ 2 Cos 3 α_{1} - 2 Cos 3 α_{2} + 2 Cos 3 α_{3} - . . . + 2 Cos 3 α_{N} - 1 = 0 \\ . \\ . \\ . \\ 2 Cos (2 k - 1) α_{1} - 2 Cos (2 k - 1) α_{2} + 2 Cos (2 k - 1) α_{3} - . . . + 2 Cos (2 k - 1) α_{N} - 1 = 0 \\ 2 Cos (2 k + 1) α_{1} - 2 Cos (2 k + 1) α_{2} - 2 Cos (2 k + 1) α_{3} - . . . + 2 Cos (2 k + 1) α_{N} - 1 = 0 \end{matrix} - - - (4)

其中，k＝1，2，......，N-1；(N≥3)；

再由上述N个开关转换角α1、α2、......、αN形成三相半桥PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)或单相半桥PWM波形(S1S0、S3S2)。

具体地，如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} = M \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} = 0 \\ Cos 7 α_{1} - Cos 7 α_{2} + Cos 7 α_{3} = 0 \end{matrix}

再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为120°的三相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)。

如果要消除调制指数M的单相交流电压的3，5次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} = M \\ Cos 3 α_{1} - Cos 3 α_{2} + Cos 3 α_{3} = 0 \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} = 0 \end{matrix}

再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为180°，或其他角度的单相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2)。

整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。逆变输出交流电源线电压的基波幅值是直流电源的0-1.03倍，从而可使变压变频控制技术全数字化。

本发明的一种直流变频的数字控制方法，该方法通过权利要求1所述的逆变器的数字控制方法得到一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间。所述一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。

本发明的优点在于，本发明的用于逆变器及直流变频的数字控制方法，实现了模拟控制电路数字化，并将大量实时计算预处理化，减小甚至消除一定数量的低次谐波，解决了调制波形的“死区时间”、“移相控制”问题，不仅降低了变频技术成本，而且，可得到高质量的输出电压。

附图说明

图1为常规的逆变、直流变频功率驱动级电路示意图；

图2为实现本发明逆变器的数字控制方法的芯片的管脚定义图；

图3为实现本发明直流变频的数字控制方法的芯片的管脚定义图。

具体实施方式

现以三相半桥PWM波形为例进一步说明本发明的用于逆变器的数字控制方法，预处理步骤包括：

1)首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，根据定义的调制波形，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；

如图1所示，S₀～S₅表示三相半桥中所用的各种功率开关管，假设开通状态用逻辑“1”表示，关断状态用逻辑“0”表示(反之亦可)，各种有效的开关组合用2进制和16进制表示之，如下表1所示：

表1

S<sub>5</sub>	S<sub>4</sub>	S<sub>3</sub>	S<sub>2</sub>	S<sub>1</sub>	S<sub>0</sub>	16进制代码
S<sub>5</sub>	S<sub>4</sub>	S<sub>3</sub>	S<sub>2</sub>	S<sub>1</sub>	S<sub>0</sub>	16进制代码	1	0	1	0	0	1	29
1	0	0	1	0	1	25	1	0	1	0	0	1	29
1	0	0	1	0	1	25	1	0	0	1	1	0	26
0	1	0	1	1	0	16	1	0	0	1	1	0	26
0	1	0	1	1	0	16	0	1	1	0	1	0	1A

0	1	1	0	0	1	19
0	1	1	0	0	1	19	0	0	1	0	0	1	09
1	0	0	0	0	1	21	0	0	1	0	0	1	09
1	0	0	0	0	1	21	1	0	0	1	0	0	24
0	0	0	1	1	0	06	1	0	0	1	0	0	24
0	0	0	1	1	0	06	0	1	0	0	1	0	12
0	1	1	0	0	0	18	0	1	0	0	1	0	12
0	1	1	0	0	0	18	1	0	1	0	0	0	28
0	0	0	1	0	1	05	1	0	1	0	0	0	28
0	0	0	1	0	1	05	1	0	0	0	1	0	22
0	1	0	1	0	0	14	1	0	0	0	1	0	22
0	1	0	1	0	0	14	0	0	1	0	1	0	0A
0	1	0	0	0	1	11	0	0	1	0	1	0	0A
0	1	0	0	0	1	11	0	0	0	0	0	1	01
1	0	0	0	0	0	20	0	0	0	0	0	1	01
1	0	0	0	0	0	20	0	0	0	1	0	0	04
0	0	0	0	1	0	02	0	0	0	1	0	0	04
0	0	0	0	1	0	02	0	1	0	0	0	0	10
0	0	1	0	0	0	08	0	1	0	0	0	0	10
0	0	1	0	0	0	08	0	0	0	0	0	0	00

2)然后，根据定义的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；

这里，以消除特定谐波方程组举例说明之。

假定要求输出的三相交流电压的线电压幅值为0.3E(E为供电直流电压幅值)，此时，调制指数

M = 0.3 \times \frac{4}{π} \times \frac{\sqrt{3}}{2} \approx 0.3308;

输出交流电压频率为30Hz，用三个开关转换角和单极性控制去实现时，根据方程组：

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} = 0.3308 \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} = 0 \\ Cos 7 α_{1} - Cos 7 α_{2} + Cos 7 α_{3} = 0 \end{matrix}

可求解出三个开关转换角分别为：α₁＝55.168°，α₂＝63.819°，α₃＝81.830°；根据需要和设计者常用的调制方式，可求出一相半桥PWM S₁S₀波形，然后，再平移120°和240°，求出其它两相波形S₃S₂、S₅S₄，三个波形的每个状态变化点从左至右分别记为：1，2，……，35，36，对应的控制数码序列为：08、00、01、00、20、21、01、00、20、00、04、24、20、00、04、00、02、06、04、00、02、00、10、12、02、00、10、00、08、18、10、00、08、00、01、09。

又，输出的交流电压频率为30Hz，因此，周期为33333μs，继而可求出每个状态变化点1，2，……35，36对应的时刻，从而可求出每个控制数码的持续时间(单位为μs)为：94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707。(实际周期为33336μs，因四舍五入带进误差。)

最后，以某种方式，依次输出步骤1)和2)预处理得到的控制数码及持续时间，并周而复始重复运行，即可形成线电压幅值为0.3E，频率为30Hz的交流电能，且线电压的2-10次谐波基本为零的波形。

直流变频时，对于每个线电压幅值和频率，重复上述工作即可。如果要求输出线电压幅值为：0.3E，0.29E，0.28E，……，0.15E，对应的基波频率为30Hz，29Hz，28Hz，……，15Hz，那么，按照本发明的控制方法输出控制数码序列及持续时间，就形成了多组变压变频(u/f＝0.01E)调制波形，及对应的控制数码序列和持续时间。

如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7，11，13次谐波，则根据下列方程组可求解出五个开关转换角α₁、α₂、α₃、α₄和α₅；

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} - Cos α_{4} + Cos α_{5} = M \\ Cos 5 α_{1} - Cos α_{2} + Cos 5 α_{3} - Cos 5 α_{4} + Cos 5 α_{5} = 0 \\ Cos 7 α_{1} - Cos 7 α_{2} + Cos 7 α_{3} - Cos 7 α_{4} + Cos 7 α_{5} = 0 \\ Cos 11 α_{1} - Cos 11 α_{2} + Cos 11 α_{3} - Cos 11 α_{4} + Cos 11 α_{5} = 0 \\ Cos 13 α_{1} - Cos 13 α_{2} + Cos 13 α_{3} - Cos 13 α_{4} + Cos 13 α_{5} = 0 \end{matrix}

再由上述五个开关转换角α₁、α₂、α₃、α₄和α₅形成三相半桥单极性PWM波形(S₁S₀、S₃S₂、S₅S₄)。

对于单相半桥PWM波形，S₀～S₃表示单相半桥中所用的各种功率开关管，各种有效的开关组合也可以用2进制和16进制表示如下表2：

表2：

S3	S2	S1	S0	16进制代码
S3	S2	S1	S0	16进制代码	1	0	0	1	9
0	1	1	1	6	1	0	0	1	9
0	1	1	1	6	1	0	1	0	A<sub>10</sub>
0	1	0	1	5	1	0	1	0	A<sub>10</sub>
0	1	0	1	5	1	0	0	0	8
0	1	0	0	4	1	0	0	0	8
0	1	0	0	4	0	0	1	0	2
0	0	0	1	1	0	0	1	0	2
0	0	0	1	1	0	0	0	0	0

如图2所示，用于逆变器的整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间写入一个芯片的具体实现。

如图3所示，实现直流变频的数字控制方法的多组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间写入一个芯片的具体实现。

该要求保护的发明可广泛应用于相关技术，如：PFC数字控制方法、有源滤波器的数字控制方法、PWM整流数字控制方法。通过详细的说明，本发明的许多特征和优点是显然的，并且因此，通过附加的权利要求意图覆盖落入本发明的真正实质和范围内的本发明的所有此特征和优点。此外，由于对于本领域的普通技术人员可以容易地进行多种修饰和改变，因此，不希望将本发明限制于精确的被解释和说明的结构和操作，并且因此，所有适当的修饰和等价物可以诉诸于落入本发明的范围内。

Claims

1、一种用于逆变器的数字控制方法，该方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；该方法包括预处理步骤和应用步骤，其中

所述预处理步骤包括：

所述应用步骤包括：

根据所述预处理步骤得到的数据，依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，并周而复始运行，形成开关的调制波形。

2、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述“0”和“1”排列而成的数字代码用16进制表示；

三相控制的数字代码有：29、25、26、16、1A、19、09、21、24、06、12、18、28、05、22、14、0A、11、01、20、04、02、10、08、00；

单相控制的数字代码有：9、6、A、5、8、4、2、1、0。

3、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述持续时间是由交流电压的周期和数字代码改变点相结合求出每个状态持续的时间间隔。

4、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述调制波形根据输出交流电压的电压幅值，以消除特定谐波方程组计算出若干开关转换角，继而形成脉冲宽度调制PWM波形。

5、根据权利要求4所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的交流电压的低次谐波，则根据下列四种情况下的方程组可求解出N个开关转换角α₁，α₂，…，α_N，其中N为奇数；

①单极性，对于三相交流电压：

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos α_{N} = M \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos 5 α_{N} = 0 \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ Cos (6 k - 1) α_{1} - Cos (6 k - 1) α_{2} + Cos (6 k - 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos (6 k - 1) α_{N} = 0 \\ Cos (6 k + 1) α_{1} - Cos (6 k + 1) α_{2} - Cos (6 k + 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos (6 k + 1) α_{N} = 0 \end{matrix} - - - (1)

其中，k＝1，2，……，(N≥3)；

②单极性，对于单相交流电压：

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos α_{N} = M \\ Cos 3 α_{1} - Cos 3 α_{2} + Cos 3 α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos 3 α_{N} = 0 \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ Cos (2 k - 1) α_{1} - Cos (2 k - 1) α_{2} + Cos (2 k - 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos (2 k - 1) α_{N} = 0 \\ Cos (2 k + 1) α_{1} - Cos (2 k + 1) α_{2} - Cos (2 k + 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + Cos (2 k + 1) α_{N} = 0 \end{matrix} - - - (2)

其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；

③双极性，对于三相交流电压：

\{\begin{matrix} 2 Cos α_{1} - 2 Cos α_{2} + 2 Cos α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos α_{N} - 1 = M \\ 2 Cos 5 α_{1} - 2 Cos 5 α_{2} + 2 Cos 5 α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos 5 α_{N} - 1 = 0 \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ 2 Cos (6 k - 1) α_{1} - 2 Cos (6 k - 1) α_{2} + 2 Cos (6 k - 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos (6 k - 1) α_{N} - 1 = 0 \\ 2 Cos (6 k + 1) α_{1} - 2 Cos (6 k + 1) α_{2} - 2 Cos (6 k + 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos (6 k + 1) α_{N} - 1 = 0 \end{matrix} - - - (3)

其中，k＝1，2，……，

(N≥3)

④双极性，对于单相交流电压：

\{\begin{matrix} 2 Cos α_{1} - 2 Cos α_{2} + 2 Cos α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos α_{N} - 1 = M \\ 2 Cos 3 α_{1} - 2 Cos 3 α_{2} + 2 Cos 3 α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos 3 α_{N} - 1 = 0 \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ 2 Cos (2 k - 1) α_{1} - 2 Cos (2 k - 1) α_{2} + 2 Cos (2 k - 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos (2 k - 1) α_{N} - 1 = 0 \\ 2 Cos (2 k + 1) α_{1} - 2 Cos (2 k + 1) α_{2} - 2 Cos (2 k + 1) α_{3} - \cdot \cdot \cdot + 2 Cos (2 k + 1) α_{N} - 1 = 0 \end{matrix} - - - (4)

其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；

再由上述N个开关转换角α₁、α₂、……、α_N形成三相半桥PWM波形(S₁S₀、S₃S₂、S₅S₄)或单相半桥PWM波形(S₁S₀、S₃S₂)。

6、根据权利要求5所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α₁、α₂和α₃；

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} = M \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} = 0 \\ Cos 7 α_{1} - Cos 7 α_{2} + Cos 7 α_{3} = 0 \end{matrix}

再由上述三个开关转换角α₁、α₂和α₃形成相差为120°的三相半桥单极性PWM波形(S₁S₀、S₃S₂、S₅S₄)。

7、根据权利要求5所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的单相交流电压的3，5次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α₁、α₂和α₃；

\{\begin{matrix} Cos α_{1} - Cos α_{2} + Cos α_{3} = M \\ Cos 3 α_{1} - Cos 3 α_{2} + Cos 3 α_{3} = 0 \\ Cos 5 α_{1} - Cos 5 α_{2} + Cos 5 α_{3} = 0 \end{matrix}

再由上述三个开关转换角α₁、α₂和α₃形成相差为180°单相半桥单极性PWM波形(S₁S₀、S₃S₂)。

8、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。

9、一种直流变频的数字控制方法，该方法通过权利要求1所述的逆变器的数字控制方法得到一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间。

10、根据权利要求9所述的直流变频的数字控制方法，其特征在于，所述一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。