CN112737378A - 级联h桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

级联h桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明利用混合频率脉宽调制区分出的高频模块和低频模块，以及单极性调制拆分出的高频支路和工频支路提出了一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构及控制方法，首先对工频支路采用传输损耗小的Si IGBT，然后对高频支路提供了两种开关损耗小的方案，包括采用SiC MOSFET并联和采用SiC MOSFET与Si IGBT并联，最后将Si IGBT作为低频模块的开关器件并对开关函数进行半工频周期定时轮换。本发明提供的混合拓扑结构及控制方法解决了现有技术中级联H桥多电平变换器功率损耗大且分布不均和中间直流电压不均的问题。

Description

级联H桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子变流器降损节能，损耗均衡控制技术领域，涉及一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的大规模应用发展，电力电子装备已经成为国防工业各领域实现电能高质、高效利用的核心，尤其是大容量设备。级联H桥多电平结构因为其输出波形质量好，易于模块化拓展等优势在中高压大功率场合受到青睐。其控制效果和转换效率对于大容量装备的能源利用率提升起着至关重要的作用。
级联H桥多电平拓扑选用耐压值较低的开关器件来实现高压多电平输出，传统调制方案多采用载波移相正弦脉宽调制(CPS-SPWM)方式，能够提高等效开关频率，但该调制策略中使用的开关器件频率较高，而现有的多电平拓扑中主要采用Si IGBT作为开关器件，高频下Si IGBT会产生很高的开关损耗，且级联结构中的开关器件数目多，由此产生的损耗较大，不利于变换器的高效运行。在保证高质量电能输出波形的基础上，有学者提出采用混合脉宽调制策略(HPWM)来降低功率器件的开关损耗，HPWM调制技术只令一个模块工作于高频模式，其他模块全都运行于低频状态，因此功率器件总的开关次数远小于CPS调制，这大大减小了开关损耗。经计算，HPWM调制策略下的输出电压可以达到和CPS调制相同的谐波特性，由此突出了混合调制策略的优越性。然而由于各模块的开关模式差异，导致功率损耗分布不均和中间直流电压不均，因此，探索一种既能减小损耗，又能确保各中间直流电压均衡的级联H桥多电平变换器拓扑及控制方法十分重要。
发明内容
为了达到上述目的，本发明提供了一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构及控制方法，解决了现有技术中级联H桥多电平结构各个模块的热损耗分布不均，中间直流电压不均衡的问题。
本发明所采用的技术方案是，
提供了一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构，包括一个高频模块和多个低频模块，所述高频模块由高频支路和工频支路构成，其中高频支路采用SiC MOSFET并联或SiCMOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件，低频模块和工频支路采用Si IGBT作为开关器件。
还提供了一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，包括以下步骤：
步骤1、利用混合脉宽调制方式将级联H桥多电平变换器区分为一个高频模块和多个低频模块：令N-1个模块工作于阶梯波模式，输出阶梯波电压ustep，第N个模块工作于高频PWM模式，其调制波信号unref为调制波电压uref与阶梯波电压ustep相减得到，即unref＝uref-ustep；将unref和三角载波信号uc进行比较，在unref的正半周，当unref>uc时，输出电压uo＝ud，ud为直流侧电压，当unref<uc时，输出电压uo＝0；在unref的负半周，当unref<uc时，输出电压uo＝-ud，当unref>uc时，输出电压uo＝0，由此得到高频模块输出电压uo的输出波形，将ustep与uo叠加即可合成得到变换器交流侧输出多电平电压uan，uan的具体表达式如式(1)所示：
Figure BDA0002886532390000021
式(1)中，uhi表示第i个H桥模块的交流端输入电压，udi表示第i个H桥模块的直流端输出电压，hi表示第i个H桥模块的开关函数，当S1、S4导通时，hi＝+1，模块的输出端电压为+ud；当S2、S3导通时，hi＝-1，模块的输出端电压为-ud；当S1、S3，或者S2、S4导通时，hi＝0，模块的输出端电压为0，其中，S1、S2、S3、S4为级联H桥模块中的4个开关器件，连接关系和传统的级联H桥一致，位置关系为：S1和S2在H桥左侧，S3和S4在H桥右侧，S1和S3在H桥上部，S2和S4在H桥下部；
步骤2、利用单极性调制方式将高频模块分为高频支路和工频支路：向高频模块输入工频调制信号ur，控制开关S1和S2的通断；将ur与三角波载波信号uc进行比较，控制开关S3和S4的通断，得出高频模块桥臂输出电压，具体过程如下：
1)在ur的正半周，即ur>0时：
S1保持通态，S2保持断态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝ud；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝0；
2)在ur的负半周，即ur<0时：
S1保持断态，S2保持通态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝0；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝-ud；
其中，工频支路S1与S2采用工频调制，选择传输损耗小的器件作为开关器件，高频支路S3与S4采用开关频率调制，选择开关损耗低的器件作为开关器件。
进一步地，所述高频支路采用以下方案：
方案A：采用SiC MOSFET并联结构作为开关器件；
方案B：采用SiC MOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件。
进一步地，所述方案B通过改变驱动时序让Si IGBT先于SiC MOSFET开通，后于SiCMOSFET关断。
进一步地，所述低频模块对开关函数进行半工频周期定时轮换：每隔半个工频周期将各低频模块的开关模式依次往后进行递推，直至开关模式完成一轮切换。
本发明具有以下特点：
1)利用混合脉宽调制方式区分出的高频模块和低频模块，在级联H桥多电平变换器中根据模块频率的差异进行功率器件的混用，构建了级联H桥多电平变换器混合拓扑；
2)利用单极性调制方式将高频模块分为高频支路和工频支路，高频支路可以分别采用SiC MOSFET并联或者Si IGBT与SiC MOSFET并联两种方案，降低了高频支路的开关损耗；工频支路选用Si IGBT作为开关器件，减小了工频支路的传输损耗，进而最大程度的降低了高频模块的运行损耗，减小了高频模块和各低频模块间的损耗差异；
3)为了实现各模块间的损耗均衡，采用开关函数半工频周期定时轮换的方式，实现N-1个低频模块的开关模式的对称分布，使各个模块间的损耗分布更加均衡。
本发明的有益效果是：
该混合拓扑及控制方法可以在兼顾低成本的同时能够显著降低高频模块的运行损耗，减小高频模块和各低频模块之间的损耗差距，而定时轮换策略又可以使各低频模块的损耗达到一致，最终使得各模块间的功率损耗和中间直流电压可以达到均衡。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是混合脉宽调制方式调制原理图
图2是单极性调制方式波形图。
图3是N级联H桥多电平变换器混合拓扑图。
图4是传统N级联H桥多电平变换器拓扑结构图。
图5是混合脉宽调制方式输出多电平电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明采用的具体技术方案为：
一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构，包括一个高频模块和多个低频模块，所述高频模块由高频支路和工频支路构成，所述高频支路采用SiC MOSFET并联或SiC MOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件，所述低频模块和工频支路采用Si IGBT作为开关器件。
一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，包括以下步骤：
步骤1、利用混合脉宽调制方式将级联H桥多电平变换器区分为一个高频模块和多个低频模块：令N-1个模块工作于阶梯波模式，输出阶梯波电压ustep，第N个模块工作于高频PWM模式，其调制波信号unref为调制波电压uref与阶梯波电压ustep相减得到，即unref＝uref-ustep；将unref和三角载波信号uc进行比较，在unref的正半周，当unref>uc时，输出电压uo＝ud，ud为直流侧电压，当unref<uc时，输出电压uo＝0；在unref的负半周，当unref<uc时，输出电压uo＝-ud，当unref>uc时，输出电压uo＝0，由此得到高频模块输出电压uo的输出波形，将ustep与uo叠加即可合成得到变换器交流侧输出多电平电压uan，uan的具体表达式如式(1)所示：
Figure BDA0002886532390000041
式(1)中，uhi表示第i个H桥模块的交流端输入电压，udi表示第i个H桥模块的直流端输出电压，hi表示第i个H桥模块的开关函数，当S1、S4导通时，hi＝+1，模块的输出端电压为+ud；当S2、S3导通时，hi＝-1，模块的输出端电压为-ud；当S1、S3，或者S2、S4导通时，hi＝0，模块的输出端电压为0，其中，S1、S2、S3、S4为级联H桥模块中的4个开关器件，连接关系和传统的级联H桥一致，位置关系为：S1和S2在H桥左侧，S3和S4在H桥右侧，S1和S3在H桥上部，S2和S4在H桥下部；
步骤2、利用单极性调制方式将高频模块分为高频支路和工频支路：向高频模块输入工频调制信号ur，控制开关S1和S2的通断；将ur与三角波载波信号uc进行比较，控制开关S3和S4的通断，得出高频模块输出电压，具体过程如下：
1)在ur的正半周，即ur>0时：
S1保持通态，S2保持断态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝ud；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝0；
3)在ur的负半周，即ur<0时：
S1保持断态，S2保持通态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝0；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝-ud；
其中，工频支路S1与S2采用工频调制，选择传输损耗小的器件作为开关器件，高频支路S3与S4采用开关频率调制，选择开关损耗低的器件作为开关器件。
进一步地，所述步骤2中高频支路采用以下方案：
方案A：采用SiC MOSFET并联结构作为开关器件；
方案B：采用SiC MOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件。
进一步地，所述方案B通过改变驱动时序让Si IGBT先于SiC MOSFET开通，后于SiCMOSFET关断，以此实现Si IGBT的零电压开关。
进一步地，所述低频模块对开关函数进行半工频周期定时轮换：每隔半个工频周期将各低频模块的开关模式依次往后进行递推，直至开关模式完成一轮切换。
本发明采用的技术方案的原理为：
如图1所示为传统级联H桥多电平变换器拓扑结构，其由N个H桥模块级联而成，可以扩大变换器的整体容量，每个H桥模块通常由4个Si IGBT以及直流侧储能电容组成。混合脉宽调制方式调制原理如图2所示，调制波为正弦参考信号，调制波电压为uref，令N-1个模块工作于阶梯波模式，输出阶梯波电压ustep，第N个模块工作于高频PWM模式，其调制波信号unref为调制波电压与阶梯波电压相减得到，即unref＝uref-ustep。将unref和三角载波信号uc进行比较，在unref的正半周，当unref>uc时，输出电压uo＝ud，当unref<uc时，输出电压uo＝0；在unref的负半周，当unref<uc时，输出电压uo＝-ud，当unref>uc时，输出电压uo＝0，由此得到高频模块的输出波形uo，将ustep与uo叠加即可合成得到变换器交流侧输出多电平电压uan，uan的具体表达式如式(1)所示：
Figure BDA0002886532390000051
式(1)中，uhi表示第i个H桥模块的交流端输入电压，udi表示第i个H桥模块的直流端输出电压，hi表示第i个H桥模块的开关函数。当S1，S4导通时，hi＝+1，模块的输出端电压为+ud；当S2，S3导通时，hi＝-1，模块的输出端电压为-ud；当S1，S3(或S2，S4)导通时，hi＝0，模块的输出端电压为0。图3为N级联H桥多电平变换器在HPWM调制下的输出波形图。
由于各个模块的开关模式的差异性，导致每个模块的功率损耗不一致，尤其是高频模块的IGBT承受高开关频率的开断，因此其开关损耗远远高于低频模块，这将使得N级联H桥多电平变换器中各个模块的热损耗分布不均，也会导致中间直流电压的不均衡。在变换器实际运行时，高频模块的IGBT的结温将会高于其他模块，这在一定程度上也会降低变换器的最大输出功率。
由图2所示的混合脉宽调制方式(HPWM)的调制原理图可知，HPWM调制技术将级联H桥多电平变换器区分为高频模块和低频模块，其中高频模块采用单极性调制方式，其调制波信号为调制波电压与阶梯波电压相减得到。本发明利用单极性调制方式将高频模块分成高频支路和工频支路，具体调制波形如图4所示。
在图4中，ud为直流侧电压，ur为高频模块的工频调制信号，uc为三角波载波信号，uo为高频模块桥臂输出电压，uPWM为高频模块中开关器件的驱动信号。
1)在ur的正半周
S1保持通态，S2保持断态：当ur>uc时S4导通，S3关断，此时uo＝ud；当ur<uc时S4关断，S3导通，此时uo＝0。
4)在ur的负半周
S1保持断态，S2保持通态：当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝-ud；当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝0。
通过以上分析可知，单极性调制方式将H桥模块拆分成高频支路和工频支路，其中S1与S2采用工频调制，S3与S4采用开关频率调制。在工频支路，功率器件基本可以实现ZVS(零电压开关)，开关损耗可以认为是0，因此传输损耗为主要损耗，可以选择传输损耗小的器件作为开关器件；在高频支路，功率器件需要进行高开关频率的开通、关断，因此开关损耗较高，可以选择开关损耗低的器件作为开关器件。本发明利用混合频率脉宽调制区分出的高频模块和低频模块，以及单极性调制拆分出的高频支路和工频支路提出了一种级联H桥多电平变换器混合拓扑，如图5所示。
在图5中，假设第一个模块为高频模块，为了降低高频模块的损耗，工频支路采用传输损耗小的Si IGBT，可以实现零电压开通和零电压关断。而高频支路有两种方案，方案A采用SiC MOSFET并联，方案B采用SiC MOSFET与Si IGBT并联，具体如下：
1)方案A。采用SiC MOSFET并联既避免了单个大电流SiC MOSFET成本过高的问题，又可以大幅度的降低损耗。
2)方案B。采用SiC MOSFET与Si IGBT并联形式是综合考虑成本和效率的一种方案。当电流较小时，只有SiC MOSFET开通，当电流较大时，由于Si IGBT的电导调制效应，大部分电流将流经Si IGBT。混合器件综合了SiC MOSFET小电流下损耗低和Si IGBT大电流下导通损耗低的优势，同时通过改变驱动时序让Si IGBT先于SiC MOSFET开通，后于SiCMOSFET关断，以此实现Si IGBT的ZVS。
低频模块中传输损耗为模块的主要损耗，因此仍选用Si IGBT作为开关器件。
由以上分析可知，该混合拓扑可以在兼顾低成本的同时实现损耗的进一步优化，高频模块的损耗将得到大幅降低，高频模块和各低频模块之间可以实现有效的损耗均衡。
另外，由于N-1个低频模块工作于阶梯波模式，各个低频模块之间的开关模式不一致。为了使各低频模块间的损耗分布均衡，对各低频模块的开关函数进行半工频周期定时轮换，即每隔半个工频周期将各低频模块的开关模式依次往后进行递推，直至开关模式完成一轮切换。以5级联H桥7电平变换器为例(假设第1个模块为高频模块)进行说明，在第一个工频周期的半周波，各低频模块的开关状态定义为Hi＝hi；在第二个半周波，进行第一轮开关轮换，将h2-h5依次向后递推一位给H2-H5，即H2＝h1，H3＝h2，H4＝h3，H5＝h4，以此类推，直至2个工频周期后，开关函数恢复初始状态。以此保证各低频模块在一定时间内开关模式的对称分布，可以进一步解决级联H桥多电平变换器在HPWM调制下的损耗不均的难题。
实施例
在本发明中构建一台容量202kVA的单相15级联H桥31电平变换器测试平台，器件选用型号为1200V/75A的Si IGBT(IKW40N120T2)、1200V/75A的Si IGBT(IGW40T120)、1200V/50A的Si IGBT(IGW25N120H3)、1200V/36A的SiC MOSFET(C2M0080120D)、1200V/18A的SiC MOSFET(C2M0160120D)，其余实验参数如表1所示。
表1主要试验参数
参数 数值 参数 数值
u<sub>s</sub> 10kV u<sub>d</sub> 580V
f<sub>sw</sub> 10kHz m 0.9
其中us表示电网电压，ud表示每个模块的中间直流电压，m为调制度，fsw为开关频率。各个模块的交流端电压为：
Figure BDA0002886532390000081
单个模块的输入电流的有效值为
Figure BDA0002886532390000082
单管Si IGBT的传输损耗计算如下：
Figure BDA0002886532390000083
vCE(t)＝VCE0+rCE*iC(t) (4)
iC(t)＝ICPsin(ωt)
式(4)中，m为调制比0.9，τ为占空比，其与调制波电压波形有关，VCEO为门槛电压，rCE为通态电阻，ICP为Si IGBT中流过的电流峰值。
单管Si IGBT的开关损耗可用下式计算：
Figure BDA0002886532390000084
式(5)中，fsw为开关频率，Eswon为开通损耗(包含二极管反向恢复损耗)，Eswoff为关断损耗(包含二极管反向恢复损耗)，ICN为Si IGBT额定电流峰值，VDC为直流母线电压，VCEN为Si IGBT的额定电压。
通过上述损耗计算公式可以看出，式中的大部分参数是由选定的器件型号和工作频率决定的，与装置运行状态有关的参数只有占空比τ和流过器件的电流峰值ICP。同理，上述的计算方法同样适用于SiC MOSFET的传输、开关损耗计算。
采用现有结构：
高频模块采用1200V/75A的Si IGBT作为开关器件，通过查阅型号为IGW40T120的1200V/75A的Si IGBT的Datasheet，可以得到此时的VCEO＝0.6V，rCE＝0.0257Ω，Eswon＝3.3mJ，Eswoff＝3.2mJ。高频模块对应的τ(t)＝m*(15*sin(wt)-i)(i为阶梯波的电压)，将上述数据结合式(4)与式(5)，通过MATLAB编程可以得到：Pss-IGBT＝13.3448W，Psw-IGBT＝6.5998W，由此可以得到高频模块的损耗为(13.3448+6.5998)×4＝79.7784W。
14个低频模块仍然采用型号为IGW40T120的1200V/75A的Si IGBT作为开关器件，低频模块在某一时段内会一直保持通态，因此其可以实现零电压开通和零电压关断，可以近似认为Psw-IGBT＝0W。其对应的τ(t)＝t/pi(t为低频模块在工频周期的正半波内的导通时间)，结合式(4)与式(5)，通过MATLAB编程可以得到各低频模块的传输损耗，也即各低频模块的功率损耗分布如表2所示：
表2各低频模块的损耗
第i个低频模块 损耗(W) 第i个低频模块 损耗(W)
1 96.4979 2 92.1984
3 87.8597 4 83.4601
5 78.9752 6 74.3764
7 69.6287 8 64.6874
9 59.4929 10 53.9608
11 47.9631 12 41.2854
13 33.5104 14 23.5591
由以上分析可知15级联H桥31电平变换器中各模块的损耗分布严重不均。
采用本发明结构：
当采用本发明所用的拓扑结构及调制策略时，此时高频模块的工频支路仍然采用1200V/75A的Si IGBT作为开关器件，通过查阅型号为IKW40N120T2的1200V/75A的Si IGBT的Datasheet，可以得到此时的VCEO＝0.7V，rCE＝0.0329Ω，Eswon＝3.2mJ，Eswoff＝2.05mJ。通过计算可以得到:Pss-IGBT＝16.5275W，由于实现了Si IGBT的ZVS，可以近似认为Psw-IGBT＝0W，因此工频支路的损耗为：(16.5275+0)×2＝30.055W。
高频支路可以分别采用方案A:SiC MOSFET并联或者方案B:SiC MOSFET与Si IGBT并联结构。
方案A：当采用SiC MOSFET并联结构时，选用1200V/36A的SiC MOSFET并联，通过查阅型号为C2M0080120D的1200V/36A的SiC MOSFET的Datasheet，可以得到VDSO＝0V，rDS＝0.08Ω，Eswon＝523uJ，Eswoff＝72uJ。将上述数据结合式(4)与式(5)，通过MATLAB编程可以得到：Pss-MOSFET＝6.5730W，Psw-MOSFET＝0.6293W，此时高频支路的损耗为：(6.5730+0.6293)×4＝28.8092W。由此可以得到高频模块的损耗为30.055+28.8092＝58.8642W。
方案B：当采用SiC MOSFET与Si IGBT并联结构时，选用1200V/18A的SiC MOSFET和1200V/50A的Si IGBT并联，通过仿真得到该混合器件中ISi IGBT＝24A，ISiC MOSFET＝11A，通过查阅型号为IGW25N120H3的1200V/50A的Si IGBT的Datasheet，可以得到此时的VCEO＝0.7V，rCE＝0.054Ω，Eswon＝1.8mJ，Eswoff＝0.85mJ。通过查阅型号为C2M0160120D的1200V/18A的SiC MOSFET的Datasheet，可以得到VDSO＝0V，rDS＝0.16Ω，Eswon＝121uJ，Eswoff＝48uJ。将上述数据结合式(4)与式(5)，通过MATLAB编程可以得到各器件损耗为：Pss-IGBT1＝12.2635W，Psw-IGBT1＝0W；Pss-MOSFET＝5.1940W，Psw-MOSFET＝0.2247W。此时高频支路的损耗为：(12.2635+0+5.1940+0.2247)×2＝35.3644W，由此可以得到高频模块的损耗为30.055+35.3644＝65.4194W。
经过7个半工频周期定时轮换后，14个低频模块的功率损耗达到一致，低频模块采用1200V/75A的Si IGBT作为开关器件，通过查阅型号为IGW40T120的1200V/75A的Si IGBT的Datasheet，可以得到此时的VCEO＝0.6V，rCE＝0.0257Ω。将上述数据结合式(4)与式(5)，通过MATLAB编程可以得到：Pss-IGBT＝16.2046W，且Psw-IGBT＝0W，由此可以得到各低频模块的损耗均为(16.2046+0)×4＝64.8184W。方案A和方案B下高频模块的损耗与低频模块的损耗差距很小，可近似认为各模块之间达到了损耗均衡。相关的指标对比如下：
表3各项指标对比
Figure BDA0002886532390000101
通过上述分析结果可以看出：在不显著增加成本的前提下，本发明所提出的级联H桥多电平混合结构和控制方法能够显著降低高频模块的运行损耗，减小高频模块和各低频模块之间的损耗差距，而定时轮换策略又可以使各低频模块的损耗达到一致，最终使得各模块间的功率损耗可以达到均衡分布。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构，包括一个高频模块和多个低频模块，其特征在于，所述高频模块由高频支路和工频支路构成，其中高频支路采用SiC MOSFET并联或SiC MOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件，低频模块和工频支路采用Si IGBT作为开关器件。
2.一种如权利要求1所述的级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、利用混合脉宽调制方式将级联H桥多电平变换器区分为一个高频模块和多个低频模块：令N-1个模块工作于阶梯波模式，输出阶梯波电压ustep，第N个模块工作于高频PWM模式，其调制波信号unref为调制波电压uref与阶梯波电压ustep相减得到，即unref＝uref-ustep；将unref和三角载波信号uc进行比较，在unref的正半周，当unref>uc时，输出电压uo＝ud，ud为直流侧电压，当unref<uc时，输出电压uo＝0；在unref的负半周，当unref<uc时，输出电压uo＝-ud，当unref>uc时，输出电压uo＝0，由此得到高频模块输出电压uo的输出波形，将ustep与uo叠加即可合成得到变换器交流侧输出多电平电压uan，uan的具体表达式如式(1)所示：
Figure FDA0002886532380000011
式(1)中，uhi表示第i个H桥模块的交流端输入电压，udi表示第i个H桥模块的直流端输出电压，hi表示第i个H桥模块的开关函数，当S1、S4导通时，hi＝+1，模块的输出端电压为+ud；当S2、S3导通时，hi＝-1，模块的输出端电压为-ud；当S1、S3，或者S2、S4导通时，hi＝0，模块的输出端电压为0，其中，S1、S2、S3、S4为级联H桥模块中的4个开关器件，连接关系和传统的级联H桥一致，位置关系为：S1和S2在H桥左侧，S3和S4在H桥右侧，S1和S3在H桥上部，S2和S4在H桥下部；
步骤2、利用单极性调制方式将高频模块分为高频支路和工频支路：向高频模块输入工频调制信号ur，控制开关S1和S2的通断；将ur与三角波载波信号uc进行比较，控制开关S3和S4的通断，得出高频模块输出电压，具体过程如下：
1)在ur的正半周，即ur>0时：
S1保持通态，S2保持断态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝ud；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝0；
2)在ur的负半周，即ur<0时：
S1保持断态，S2保持通态：当ur>uc时S3关断，S4导通，此时uo＝0；当ur<uc时S3导通，S4关断，此时uo＝-ud；
其中，工频支路S1与S2采用工频调制，选择传输损耗小的器件作为开关器件，高频支路S3与S4采用开关频率调制，选择开关损耗低的器件作为开关器件。
3.根据权利要求2所述的一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述步骤2中高频支路采用以下方案：
方案A：采用SiC MOSFET并联结构作为开关器件；
方案B：采用SiC MOSFET与Si IGBT并联结构作为开关器件。
4.根据权利要求3所述的一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述方案B通过改变驱动时序让Si IGBT先于SiC MOSFET开通，后于SiC MOSFET关断。
5.根据权利要求2所述的一种级联H桥多电平变换器混合拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述步骤1低频模块对开关函数进行半工频周期定时轮换：每隔半个工频周期将各低频模块的开关模式依次往后进行递推，直至开关模式完成一轮切换。
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