CN105186897A - 一种适用于模块化多电平变换器的最近电平控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于模块化多电平变换器中实现电平数增加的最近电平控制的改进型方法，属于电力电子技术领域，现有技术中，最近电平控制方法输出波形质量不高，本发明通过对上、下桥臂理论上导通的模块数叠加一个小数部分的偏移量y，并相应的控制其取值范围，使得输出波形电平数由常规最近电平控制方法的N+1增加为2N+1，N为桥臂中的子模块数，输出波形质量得到明显提高和改善，总谐波畸变变小。

Description

一种适用于模块化多电平变换器的最近电平控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种应用于模块化多电平变换器中实现电平数增加的最近电平控制的改进型方法。

背景技术

模块化多电平变换器具有广泛的应用范围，在高压柔性直流输电、电能质量治理、中高压大功率的电机驱动等高压大功率领域具有广阔的应用前景。

模块化多电平变换器有两种调制方法的技术目前比较成熟，分别为多载波PWM调制方法和最近电平控制的调制方法。多载波PWM调制方法中多采用移相载波方式，针对子模块数较少的场合，一般不超过5电平，在较低开关频率下即可实现较高等效开关频率，具有较好的波形质量。最近电平控制方法一般应用于子模块数量特别多的场合，如子模块数为40以上时，其输出波形的总的谐波畸变最小值接近2％，其控制方式简单，开关频率低，实时性好。

在子模块的数量既不是特别多也不是特别少的场合，如子模块数为10，当采用多载波PWM调制方法，需要数字控制系统产生大量的载波及比较单元，会占用较多的硬件资源。而采用最近电平控制的调制方法，其输出波形的质量较差，谐波含量较高。因此需要对上述两种调制方法进行改进，有文献提出的PWM方式与最近电平控制相结合的改进型方法，类似于多电平调制方法中的混合调制。这种调制方法，输出波形的谐波含量低，控制实现方式简单，但会增加子模块的开关频率。因此，相对常规的最近电平控制方法，需要寻求一种既能提高输出波形质量，又能取得较低的子模块开关频率的改进型方法。有文献提出采用改变取整函数取整点的方式来改进最近电平控制方法，但是该方法会引起子模块电压平均值的变化，影响输出波形。所以，需要寻找更合理的改进措施。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本申请提供的是一种应用于模块化多电平变换器中实现电平数增加的最近电平控制的改进型方法，其中通过对最近电平控制的调制方法中的电平数的研究和涉及，与现有方法相比，实现了输出波形质量高，并且子模块开关频率较低。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种适用于单相模块化多电平变换器的最近电平控制方法，所述单相整流器包括相单元和直流侧，其中相单元由上、下桥臂构成，该上、下桥臂分别由N个子模块和一个桥臂电感组成，并且上、下桥臂电感间的中点为用于与交流电网连接的交流输出端；所述直流侧分别对所述上、下桥臂接入大电容，然后与直流电网连接；

其中上、下桥臂导通的子模块数量需要满足如下表达式：

$n_{up}=\frac{N}{2}-\frac{NM}{2}cos(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})+y---\left(1\right)$

$n_{low}=\frac{N}{2}+\frac{NM}{2}cos(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})+y---\left(2\right)$

其中N为上桥臂或下桥臂子模块个数，M为模块化多电平变换器电压调制比，y为叠加的偏移量，ωt为交流电网的角频率与时间的乘积，θ为初相位，n_up为上桥臂导通的子模块的数量，n_low为下桥臂导通的子模块的数量；

其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)设定y的取值范围为(-0.5,0.5)，

(2)上、下桥臂的子模块数量通过取整函数进行取整：

$L={\mathrm{round}}_{\left(0.5\right)}\left(e_l\right)=\left\{\begin{array}{cc}{L}_1& -0.5\&le;e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_l\&le;0.5\\ L_1+1& e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_l>0.5\\ L_1-1& e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_1<-0.5\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中e_l表示取整函数的输入，即n_up或n_low，且L₁＝(int)e_l，表示e_l的整数部分。

(3)设模块化多电平变换器等效交流输出电压的基频频率为f_r，则叠加的偏移量y按2f_r的频率正负交替变化，实现上、下桥臂导通的子模块数之和平均值保持为N；

经过以上步骤，完成该控制方法。

优选地，y的取值范围为(-0.5,0.5)，经过比较分析可得当y取0.25或者-0.25时，输出波形的质量最好，总谐波含量最低。

总体而言，按照本发明的上述技术构思与现有技术相比，主要具备以下的技术优点：

1、采用最近电平控制方法，实现了较低的子模块开关频率；

2、输出波形电平数由常规最近电平控制方法的L₂+1增加为2L₂+1，输出波形质量得到明显提高和改善，总谐波畸变变小；

3、子模块电压平均值保持为额定设计值不变。

附图说明

图1是本发明的16模块单相MMC整流器主电路结构原理图；

图2是本发明的16模块单相MMC整流器硬件控制系统原理图；

图3是本发明的一个优选实施例中偏移量y以二倍基频在0.25与-0.25之间交替变化图；

图4是本发明的具体实施步骤示意图；

图5是本发明偏移量按二倍基频交替变化后，N为8，M为1时上下桥臂理论上输出电平波形；

图6是本发明偏移量按二倍基频交替变化后，N为8，M为1时上下桥臂导通总模块数之和；

图7是本发明偏移量按二倍基频交替变化后，N为8，M为1时等效交流输出电平波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1所示为本发明的16模块单相MMC整流器主电路结构原理图。单相MMC整流器主电路结构如上图所示，每个桥臂由8个半桥子模块和一个桥臂电感组成，上桥臂子模块编号为SM1～SM8，下桥臂子模块编号为SM9～SM16。上、下桥臂电感Larm之间中点作为交流输出端，与交流电网连接的线路上，包括一个主上电接触器S1，软上电电阻R1以及一个旁路接触器S2。直流侧分别对上桥臂回路和下桥臂回路接入了一个大电容器C1、C2。直流侧负载电阻R2，通过直流接触器开关S3进行投切。

图2所示，给出了16模块单相MMC整流器硬件控制系统原理图，从最上层上位机到最下层变换器，总共有四层，并给出了层与层之间相互交换的数据量。下面每一层的功能进行简单的介绍。

人机接口层：主要包括一台电脑以及上位机软件。

实时控制层：主要是DSP与FPGA两个主控芯片及其外围电路。

信号处理层：主要包括光纤转换板、公共信号的检测板、继电器的控制板与驱动板。

变换器层：除了主电路外，还需要加入桥臂电流，交流电流，交流网测电压，直流侧电压的霍尔检测单元。

下面将以该16模块单相MMC整流器为实施例，说明本改进型最近电平控制方法。该实施例的电压调制比M设计为1，且直流母线电压设计为N个子模块电压之和。单桥臂子模块数N为8，则没有叠加偏移量时，上、下桥臂理论上导通的子模块数为如下表达式：

$n_{up}=\frac{1}{2}N-\frac{1}{2}NMcos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})=4-\frac{8e}{V_{dc}}---\left(4\right)$

$n_{low}=\frac{1}{2}N+\frac{1}{2}NMcos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})=4+\frac{8e}{V_{dc}}---\left(5\right)$

其中e为交流电流内环控制器输出的变换器所期望的交流输出电压，控制器的控制频率为5kHz。V_dc为直流母线电压的检测值。e和V_dc满足如下关系：

$e=E_{m}cos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})=\frac{1}{2}{\mathrm{MV}}_{dc}cos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})---\left(6\right)$

当引入叠加的偏移量y后，上、下桥臂理论上导通的子模块数为：

$n_{up}=4-\frac{8e}{V_{dc}}+y---\left(7\right)$

$n_{low}=4+\frac{8e}{V_{dc}}+y---\left(8\right)$

上、下桥臂叠加的偏移量y按交流输出电压频率大小的二倍在0.25与-0.25之间交替变化，即偏移量y按方波变化，方波的幅值为0.25，频率为二倍基频，具体如附图3所示。

上、下桥臂实际导通的子模块数具体为

$n_{up}={\mathrm{round}}_{\left(0.5\right)}(4-\frac{8e}{V_{dc}}+y)---\left(9\right)$

$n_{low}={\mathrm{round}}_{\left(0.5\right)}(4+\frac{8e}{V_{dc}}+y)---\left(10\right)$

按这种实施方式，具体步骤如图4所示，当电压调制比M为1时，可以得到等效交流电压波形电平数增加为17，总谐波畸变理论上降为5.48％，而常规最近电平控制方法下的总谐波畸变理论上为9.54％，可见波形质量得到明显改善，如图5所示。上、下桥臂电平波形与常规最近电平控制方法一致，具体如图6所示，子模块的开关频率也与常规方法下一致。并且上、下桥臂导通的子模块数之和平均值为8，如图7所示，这样能保持子模块电容电压保持为额定设计值，而不产生或高或低的偏离。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种适用于模块化多电平变换器(MMC)的最近电平控制方法，所述整流器包括相单元和直流侧，其中相单元由上、下桥臂构成，该上、下桥臂分别由N个子模块和一个桥臂电感组成，并且上、下桥臂电感间的中点为用于与交流电网连接的交流输出端；所述直流侧分别对所述上、下桥臂接入大电容，然后与直流电网连接；

其中上、下桥臂导通的子模块数量需要满足如下表达式：

$n_{up}=\frac{N}{2}-\frac{NM}{2}cos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})+y---\left(1\right)$

$n_{low}=\frac{N}{2}+\frac{NM}{2}cos(\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})+y---\left(2\right)$

其中N为上桥臂或下桥臂子模块个数，M为模块化多电平变换器电压调制比，y为叠加的偏移量，ωt为交流电网的角频率与时间的乘积，θ为初相位，n_up为上桥臂导通的子模块的数量，n_low为下桥臂导通的子模块的数量；

其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)y的取值范围为(-0.5,0.5)；

(2)上、下桥臂的子模块数量通过取整函数进行取整：

$L={\mathrm{round}}_{\left(0.5\right)}\left(e_l\right)=\left\{\begin{array}{cc}{L}_1& -0.5\&le;e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_l\&le;0.5\\ L_1+1& e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_l>0.5\\ L_1-1& e_l-\left(\mathrm{int}\right)e_1<-0.5\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中e_l表示取整函数的输入，即n_up或n_low，且L₁＝(int)e_l，表示e_l的整数部分；

(3)为保证子模块电压平均值保持不变，需要上、下桥臂导通的子模块数之和的平均值保持为N，因此，模块化多电平变换器等效交流输出电压的基频频率为f_r，则叠加的偏移量y按2f_r的频率正负交替变化即可；

经过以上步骤，完成该控制方法。

2.如权利要求1所述的最近电平控制方法，其特征在于，为保证最佳的输出电压波形的质量，所述叠加偏移量y变化的幅值取0.25。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法的适用范围为单相及三相模块化多电平变换器。