CN104995830B

CN104995830B - 对于模块化多级ac/dc转换器中转换器单元的pwm的过调制型脉冲下降

Info

Publication number: CN104995830B
Application number: CN201280077882.0A
Authority: CN
Inventors: Y.江-赫夫纳
Original assignee: ABB Technology AG
Current assignee: Hitachi Energy Co ltd
Priority date: 2012-12-21
Filing date: 2012-12-21
Publication date: 2018-02-09
Anticipated expiration: 2032-12-21
Also published as: WO2014094868A1; EP2936670B1; CN104995830A; US9312786B2; US20150340967A1; EP2936670A1

Abstract

本发明关于通过以下来控制多级转换器中的相脚中的单元：使用抽头变换器控制来将转换器的调制指数调节到0.80以上；对相脚提供载波（CAR）组，其中这些载波一致但在时间上彼此以一定时间延迟地移位；对相脚提供电压参考（Vref），其与为其他相脚提供的电压参考分开；在输电转换器波形的波形值检测为在输电转换器波形（Vref）的峰值（PV1，PV2）附近的选择区间（IV）中时停止单元的开关；以及在输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间（IV）外时基于相应载波与电压参考（Vref）的比较来控制部件的开关。

Description

调制型脉冲下降

技术领域

本发明大体上涉及多级转换器。更特定地，本发明涉及用于控制多级转换器的相脚中的单元的方法和计算机程序产品、对于多级转换器的控制设备和多级转换器。

背景技术

关注多级转换器在许多不同的输电环境中使用。它们可例如用作直流输电系统中的电压源转换器。它们然后通常用于在直流电（DC）与三相交流电（AC）之间转换。多级转换器然后典型地基于许多转换器单元，其中单元基本上提供电压贡献，其是零或基于单元的能量存储元件的电压，例如跨单元电容器的电压。

单元此外通常置于相脚中，其中每个相存在一个相脚。

控制相脚的单元的一个方法是对每个相脚的每个单元提供载波，其中相脚的载波具有典型地与锯齿波形相同的一致形状，但在时间上彼此以一定时间延迟地移位。每个这样的载波然后与成型为正弦波的电压参考比较。如果对应的载波越过电压参考则开关单元。该类型的控制在WO 2009/097063中示意示出和描述。

在这样的控制中，可以出现载波的峰值略微超过电压参考峰值的情形。如果载波峰值的出现在电压参考峰值附近的区间中出现（该区间可以是在峰值附近的±30度），则对应的单元可接通、之后几乎立即切断或反之亦然。该类型的开关通常不是必需的，但只导致不必要的开关损耗。因为单元的数量可是高的，多级转换器中不必要开关的数量可是明显的。

因此存在限制开关的需要。

WO 96/18234描述在峰值处限制开关所采用的一个方法，其通过所谓的死区脉宽调制（DBPWM）。

在死区PWM中，开关模式通过引入共模电压来实现，该共模电压基本上是具有不同频率的许多零序分量，例如三次、五次、九次等。共模意指全部三个相位具有相同的波形整形器。在DBPWM中，零序从而添加到许多相位所共有的电压参考。该零序添加使某些区域中的电压提升，例如在峰值电压附近，这可用于避免在峰值水平附近的开关。

JP 2000-69760和JP 09-149660似乎也描述DBPWM的变化。

DBPWM此外由V.G. Agelidis、P.D. Ziogas、G.Joos在Conf. Rec. IEEE PESC1992、页427-432的“Dead-band PWM switching patterns（死区PWM开关模式）”中描述。

A.M Massoud等人也在2003年6月15-19日第34届电力电子专家会议、卷I、页171-176的“Control techniques for Multilevel Voltage Source Inverters（对于多级电压源逆变器的控制技术）”中描述DPBWM。

然而，这样引入零序将改变除峰值区域以外的区域中的共同电压参考的形状，例如在电压参考具有最陡斜坡的区域。这将导致不必要的开关，这不是可取的。在多级转换器中，载波的频率通常比2级转换器的载波频率低得多。这意指对于多级转换器的载波的较低斜率可导致在该区域中具有与电压参考的若干交叉。

常规DBPWM在基于单元的转换器中的应用可导致许多额外开关。Massoud还提到另一个调制方法：修改正弦PWM，其中修改载波。Massoud还提到该类型的调制导致复杂的硬件实现。如果应用于具有若干时移载波的情形（如在上文关于WO 2009/097063描述的）则该硬件实现将变得甚至更复杂。

因此在电压源转换器中的单元控制领域中仍然存在改进尤其以便减少开关损耗的需要。

发明内容

本发明针对使在多级转换器中进行的开关的量减少。

该目标根据本发明的第一方面通过控制多级转换器（其操作成在交流电与直流电之间转换）的相脚中的单元的方法来实现，该方法由转换器的单元控制部件执行并且包括：使用抽头变换器控制来将转换器的调制指数调节到0.8以上，

对相脚提供载波组，其中相脚的载波一致但在时间上彼此以一定时间延迟地移位，

对相脚提供电压参考，其与为转换器的其他相脚提供的电压参考分开，

在输电转换器波形的波形值检测为在输电转换器波形的峰值附近的选择区间中时停止单元的开关，以及

在输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间外时基于相应载波与电压参考的比较来控制部件的开关。

根据本发明的第二方面该目标通过对于操作成在交流电与直流电之间转换的多级转换器的控制设备实现，该转换器连接到可经由抽头变换器控制的变压器并且包括具有单元的三个相脚，该控制设备包括：

中央控制元件，其配置成

使用抽头变换器控制来将转换器的调制指数调节到0.8以上，以及

对相脚提供电压参考，其与为其他相脚提供的电压参考分开，

载波提供块，其配置成对相脚提供载波组，其中相脚的载波一致但在时间上彼此以一定时间延迟地移位，

单元控制块组，其中每个单元控制块配置成将对应的载波与电压参考比较并且基于比较来控制对应的单元，以及

开关控制块（34），其配置成

在输电转换器波形的波形值检测为在输电转换器波形的峰值附近的选择区间中时使单元控制块停止开关单元，以及

在输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间外时允许单元控制块控制部件的开关。

根据本发明的第三方面目标此外通过操作成在交流电与直流电之间转换的多级转换器实现，该转换器连接到可经由抽头变换器控制的变压器并且包括

具有单元的三个相脚，以及

控制部件，其包括根据第二方面的中央控制元件、单元控制块组和开关控制块。

根据本发明的第四方面目标也通过用于控制多级转换器（其操作成在交流电与直流电之间转换）的相脚中的单元的计算机程序产品实现，

该计算机程序产品作为数据载体而提供，该数据载体包括计算机程序代码，其配置成在所述计算机程序代码加载到控制设备时促使该控制设备使用抽头变换器控制来将转换器的调制指数调节到0.8以上，

本发明具有许多优势。开关频率减少并且由此开关损耗也减少。单元电压纹波和循环电流不受影响。此外转换器的AC电压能力增加。附图说明

本发明将在下面参考附图描述，其中

图1示意地示出在两个交流电力线之间连接的直流输电系统，

图2示意地示出在两个极之间连接的基于单元的电压源转换器，

图3示出电压源转换器的单元控制元件的硬件实现，

图4示意地示出电压源转换器的中央控制元件的参考调整块，

图5示意地示出第一类型的电压源转换器单元的结构，

图6示意地示出第二类型的电压源转换器单元的结构，

图7示意地示出第三类型的电压源转换器单元的结构，

图8示意地示出电压参考连同用于控制相脚单元的许多载波，

图9示意地示出根据本发明的实施例控制相脚中的单元的方法的流程图，以及

图10示意地示出计算机程序产品，其包括用于实现本发明的方法的计算机程序代码。

具体实施方式

在下面，将给出本发明的优选实施例的详细描述。

在图1中，示意地示出有高压输电系统10，其中本发明的原理可适用。电力供应传输系统10在本发明中是直流输电系统10，并且接着例如是HVDC（高压直流）输电系统。应意识到本发明不限于这样的系统，而可在其他类型的DC输电系统中使用。

在图中存在第一交流（AC）电力线12，其通向第一变压器14。该第一变压器14连接到第一转换器16，其在AC与DC之间转换。该第一转换器16进而连接到DC输电链路20。DC传输链路20可作为电缆或架空线而提供并且通向第二转换器18，其可以是也在AC与DC之间转换的逆变器。第二转换器18此外连接到第二变压器22。该第二变压器22进而连接到第二AC电力线24。还存在在第一变压器14与第一转换器16之间连接的抽头变换器25。该抽头变换器25可连接到第一变压器14的两侧中的任一个。它可例如连接到第一变压器14的二次绕组或它可连接到第一变压器14的一次绕组。抽头变换器是可以控制成通过影响变压器的匝数比来改变转换器的调制级的元件。应认识到抽头变换器也在第二转换器与第二变压器之间连接是可能的。

在图1中示出的系统是所谓的不对称单极系统。应认识到系统10可最好是对称单极或双极系统。

图2示出第一转换器16的一个变化，其是采用基于单元的电压源转换器形式的多级转换器。转换器16包括三相桥，其由许多相脚组成。在该情况下存在三个相脚。从而存在第一相脚PL1、第二相脚PL2和第三相脚PL3。相脚更特定地在两个DC极P1和P2之间连接并且相脚的中点连接到对应的交流端子AC1、AC2、AC3。相脚的中点在这里经由电抗器LAC1、LAC2和LAC3连接到对应的AC端子。相脚由此分成两半，上半和下半，其中这样的半个也叫作相臂。

每个相脚PL1、PL2、PL3具有第二和第二端点。在图1中描述的那类转换器中，全部相脚PL1、PL2、PL3的第一端点连接到第一DC端子DC+，而第二端点连接到第二DC端子DC-，其中该第一DC端子DC+形成第一极P1并且第二DC端子形成第二极P2。在图1中的示例中，第一极可使用DC电力线提供，而第二极连接到地面。

在图1中的第一示例中的电压源转换器16的相脚包括单元。单元是可开关以用于向对应AC端子上的电压提供电压贡献的部件。单元则包括一个或多个能量存储元件，例如采用电容器的形式，并且单元可开关来提供对应于能量存储元件的电压的电压贡献或零电压贡献。如果在单元中包括超过一个能量存储元件，甚至另外的电压贡献是可能的。为了提供电压贡献而设置的单元在下面也叫作插入单元。

单元有利地在相脚中串联或级联连接。

如上文提到的，图2的电压源转换器仅是其中可使用本发明的多级转换器的一个示例。图2是具有相脚的三相转换器的示例，其提供三个并联相位输出。采用在两个极之间串联连接的三个单相转换器的形式提供三相转换器，这作为备选是可能的，其中这些单相转换器由单元组成。

在图2中给出的示例中，在每个相脚中存在八个串联连接或级联的单元，AC端子的每侧上四个，其中AC端子与正DC极P1之间的相脚半也称为上相臂并且AC端子与负DC极P2之间的相脚半也称为下相臂。从而第一相脚PL1的上相臂包括四个单元C1u1、C2u1、C3u1和C4u1，而第一相脚PL1的下相臂包括四个单元C1l1、C2l1、C3l1和C4l1。采用相似的方式，第二相脚PL2的上相臂包括四个单元C1u2、C2u2、C3u2和C4u2，而第二相脚PL2的下相臂包括四个单元C1l2、C2l2、C3l2和C4l2。最后，第三相脚PL3的上相臂包括四个单元C1u3、C2u3、C3u3和C4u3，而第三相脚PL3的下相臂包括四个单元C1l3、C2l3、C3l3和C4l3。在图2中提供的单元的数量仅是例示。因此必须强调相臂中单元的数量可变化。在每个相臂中具有多得多的单元，尤其在HVDC应用中，这通常是有利的。相臂可例如包括几百个单元。然而也可存在更少的单元。

相脚中每个单元的控制通常通过对单元提供针对控制该单元的贡献以满足电压参考的控制信号而进行。这样获得的贡献总和然后可用于在相脚的AC端子上形成波形，例如正弦波。为了控制单元，因此存在控制部件26，其包括许多单元控制元件28和中央控制元件30。

提供控制部件26用于控制转换器的所有相脚。然而，为了简化本发明的描述，将仅描述第一相脚PL的控制。为控制该第一相脚PL1而提供的控制部件26的元件是单元控制元件28。应认识到对电压源转换器16的其他相脚提供相似的单元控制元件。单元控制元件28从中央控制元件30接收电压参考Vref和与载波关联的延迟τ。中央控制元件有利地是高级控制元件，其采用已知方式基于供应给DC极的电流、通过转换器供应的AC和DC电压以及电力来提供普通电压参考。图中的电压参考此外是处理的电压参考Vrefp。基于上文提到的普通电压参考如何获得这样的处理电压参考稍后将更详细描述。中央控制元件30向每个相脚提供独立电压参考，这可在没有增加共模电压分量的情况下进行，即这可在参考电压的基频的各种谐波处不增加零序的情况下进行。省略的零序是仅仅是可在死区PWM中使用的那些，这是可能的。使用一个或几个零序（例如三次谐波零序）从而是可能的，然而这无法导致死区PWM。仅存在一个零序（三次谐波零序），这作为示例是可能的。

中央控制元件30还可控制抽头变换器。第一相脚PL1在图2中示出为包括电流传感器CS或相臂电流检测器。传感器CS向中央控制元件30提供电流传感器信号I，其对应于相臂电流。其他相脚采用相同方式也包括电流传感器，这此外是可能的。关于可如何形成电压参考的更多细节可以在EP 1174993中找到。

提供给对于第一相脚PL1的单元控制元件28的电压参考此外可在相位上从提供给对于第二和第三相脚PL2和PL3的单元控制元件的电压参考移位120度，其中全部在相位上彼此移位120度。中央控制元件30（其是系统控制元件）从而对每个相脚提供独立电压参考。基于它接收的输入，第一相脚PL1的单元控制元件28然后提供施加到单元C1u1、C2u1、C3u1、C4u1、C1l1、C2l1、C3l1、C4l1的控制信号用于选择性地开关它们来帮助在第一AC端子AC1上形成期望波形。

图3示出为第一相脚的六个串联连接的单元提供的单元控制元件28的例示硬件实现。该实现对相脚实现单元控制方案。

应认识到单元的数量仅为了说明目的选择并且结构可以对更多或更少的单元扩展。

单元控制元件28包括开关控制块34，其从中央控制元件接收处理的电压参考Vrefp。开关控制块34还接收同步信号SYNC。

基于同步信号SYNC，开关控制块34获得关于何时出现电压参考的峰值的认识并且可基于该认识执行各种活动。稍后将描述这些活动。

在图3中给出的示例中，开关控制块34的输出进而连接到第一单元控制块CO1、第二单元控制块CO2、第三单元控制块CO3、第四单元控制块CO4、第五单元控制块CO5和第六单元控制块CO6。

此外存在载波提供块36，其也接收载波延迟τ、电压参考Vrefp和指示电压参考的相位的同步信号SYNC。

载波提供块36基于对应AC端子（在这里是第一AC端子）上的频率和电压以及基于同步信号SYNC生成载波CAR组，其对于每个单元包括一个载波。载波是一致的但在时间上彼此以时间延迟τ移位。载波CAR然后从载波提供块36发送到单元控制块。

第一单元控制块CO1从载波提供块36接收非延迟载波。第一延迟载波提供给第二单元控制块CO2，第二延迟载波提供给第三单元控制块CO3，第三延迟载波提供给第四单元控制块CO4，第四延迟载波提供给第五单元控制块CO5并且第五延迟载波提供给第六单元控制块CO6。

载波提供块可采用抽头延迟线用于获得载波CAR组。单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6可作为比较器提供，在该比较器中比较处理的电压参考与载波。这意指它们提供逻辑信号，其在电压参考Vref的水平在对应载波的水平以上时具有一个逻辑水平并且在载波水平在电压参考水平以上时具有相反逻辑水平。由此，第一单元控制块CO1提供第一单元控制信号CT1用于控制第一相脚的第一单元，第二单元控制块CO2提供第二单元控制信号CT2用于控制第一相脚的第二单元，第三单元控制块CO3提供第三单元控制信号CT3用于控制第一相脚的第三单元，第四单元控制块CO4提供第四单元控制信号CT4用于控制第一相脚的第四单元，第五单元控制块CO5通过第五单元控制信号CT5用于控制第一相脚的第五单元并且第六单元控制块CO6提供第六单元控制信号CT6用于控制第一相脚的第六单元，其中这些被控制单元彼此级联或串联连接。

图4示出可选参考调整块40的一个版本的方框示意图。该可选参考调整块典型地在中央控制元件中提供。可选参考调整块40接收普通或未处理的电压参考Vref以及电流测量I并且基于该电流测量I处理电压参考Vref用于提供处理的电压参考Vrefp。参考调整块40包括滤波器42，其接收电流测量I。该滤波器42例如是带通滤波器并且为了滤出相臂电流I的一个或多个谐波而提供。滤波器42连接到可选减法块44，其接收滤波相臂电流以及谐波电流参考值Iref。该参考值典型地是零值。减法块44形成滤波相臂电流与参考值之间的差异信号ΔI，该差异信号ΔI供应给PI调节器46。PT调节器进行差异信号ΔI的比例（P）和积分（I）调节以便形成误差信号e。该误差信号e然后提供给加法器48，其也接收电压参考Vref。加法器48然后形成修改的电压参考Vrefp作为电压参考Vref和误差信号e的总和。

存在可以使用的许多不同的单元类型，其中将在下面描述三个。

图5示意地示出第一类型的转换器单元CCA。该单元CCA是半桥转换器单元并且包括能量存储元件，在这里采用电容器C1A的形式，其与第一组开关并联连接。第一组中的开关彼此串联连接。第一组在这里包括两个开关SW1A和SW2A（示出为虚线框），其中每个开关SW1A、SW2A可采用可以是IGBT（绝缘栅双极晶体管）晶体管连同反并联二极管的开关元件的形式实现。在图5中，因此存在第一开关SW1A，其具有第一晶体管T1A，其中第一二极管D1A在图中向上取向，该第一二极管D1A朝向电容器C1A并且在晶体管T1A的发射极与集电极之间并联连接。二极管的传导方向由此是从发射极到集电极。还存在第二开关SW2A，其与第一开关SW1A串联连接并且具有第二二极管D2A，该第二二极管D2A具有与第一二极管D1A相同的取向并且在第二晶体管T2A的发射极与集电极之间并联连接。

该第一类型的单元CCA包括第一连接端子TE1A和第二连接端子TE2A，每个对单元提供到电压源转换器的相脚的连接。在该第一类型的单元中，第一连接端子TE1A更特定地提供从相脚到第一与第二开关SW1A和SW2A之间的结的连接，而第二连接端子TE2A提供从相脚到第二开关SW2A与电容器C1A之间的结的连接。这些连接端子TE1A和TE1B从而提供这样的点，单元可以在这些点处连接到相脚。第一连接端子TE1A的连接从而使相脚与第一组的串联连接的开关中的两个（在这里是第一和第二开关SW1A和SW2A）之间的连接点或结联接，而第二连接端子TE2A的连接使相脚与第一组串联连接的开关与能量存储元件之间的连接点联接，该连接点在这里是第二开关SW2A与第一电容器C1A之间的连接点。

图6示意地示出第二类型的单元CCB，其也是半桥转换器单元。该第二类型的单元具有与第一类型的单元相同类型的组件并且采用相同方式互连。从而在这里存在第一组开关，其包括第一开关SW1B（示出为虚线框），该第一开关SW1B具有第一晶体管T1B和与第二开关SW2B（也示出为虚线框）串联的第一反并联二极管D1B，该第二开关SW2B具有带第二反并联二极管D2B的第二晶体管T2B。与该第一组开关并联，存在第一能量存储元件，在这里也采用电容器C1B的形式，其中该单元CCB的第一开关SW1B根据该第二类型具有与第一类型的第一开关相同的位置和取向并且该第二类型的第二开关SW2B具有与第一类型的第二开关相同的位置和取向。在这里还存在第一连接端子TE1B，其在相脚与第一和第二开关SW1B和SW2B之间的连接点之间提供连接。然而，如与具有第一变化的单元相对，第二连接端子TE2B在这里提供相脚与第一开关SW1B和电容器C1B之间的结之间的连接。

图7示意地示出第三类型的转换器单元CCC，其包括具有相同取向的相同类型的组件，即第一和第二开关SW1C和SW2C，每个包括第一和第二晶体管T1C和T2C，其具有在与能量存储元件（在这里也实现为电容器C1C）并联提供的第一组或分支中提供的反并联第一和第二二极管D1C和D2C。第一组中的这些开关SW1C和SW2C采用与在之前描述的单元中相同的方式提供。然而，在这里存在彼此串联连接的第二组开关。该第二组开关与第一组以及与能量存储元件并联连接。第二组在这里包括第三和第四开关SW3C和SW4C，其通过具有反并联第三二极管D3C的第三晶体管T3C和通过具有反并联第四二极管D4C（其具有与第一和第二二极管相同的取向）的第四晶体管T4C提供。该第二组从而在与电容器C1C并联的另外的分支中提供。与之前一样，第一连接端子TE1C在这里提供在相脚与第一和第二开关SW1C和SW2C之间的结之间的连接。然而，第二连接端子TE2C在这里也不同。在该第三类型的单元中，它提供在相脚与第二组中串联连接的开关中的两个之间的连接点之间的连接，并且在这里该连接经由第三与第四开关SW3C和SW4C之间的结提供。

如与具有第一和第二变化的单元相对，该单元CCC是全桥单元。

这三个类型的单元仅仅是可能单元变化中的几个。单元例如可能例如使用超过一个能量存储元件提供更多的电压水平。单元作为一个示例可包括两个能量存储元件，其中这些中的单个可连接以用于提供电压贡献。备选地，元件可彼此并联或串联连接以便能够形成各种另外的单元电压贡献。

如早先提到的，在操作电压源转换器时，开关单元用于满足电压参考。单元控制块从而将电压参考与载波比较并且基于比较来开关对应的单元。

图8示意地示出原始非调整电压参考Vref的一个时期、在电压参考Vref的第一正峰值PV1附近的时间区间IV、在电压参考Vref的第二负峰值PV2附近的时间区间IV以及为图3中的单元控制块提供的载波CAR的不同时移版本。

多级转换器的额定功率稳定增加，例如由于期望在HVDC中以越来越高的DC电压水平传送电力。

然而，则转换器的损耗在传输系统的总成本中变得越来越明显。

转换器的损耗可以分成传导损耗和开关损耗。传导损耗可仅受到半导体设计的影响。然而，通过控制转换器可能影响开关损耗。

开关损耗取决于在开关动作时刻的开关频率和相臂电流。

在查看图8中的曲线（其在以高调制指数操作转换器时获得）时，可以看到电压参考Vref是正弦波并且载波CAR是锯齿波，其中载波的频率作为示例可是电压参考Vref的频率的约三倍。载波之间的时移τ可以是2π/pM，其中p是脉冲数并且M取决于相脚中单元的数量，例如8。脉冲数可限定为电压参考Vref除以载波CAR期的时期。

此外可以看到如果电压参考Vref与载波CAR比较，每个载波将在非修改电压参考Vref的正峰值PV1附近的区域中将两次并且在非修改电压参考Vref的负峰值PV1附近的区域中两次越过电压参考Vref。当单元控制成在每个这样的交叉处开关时，这意指单元的开关将在短的时间区间内进行两次。在峰值水平附近的该开关对期望电压的形成具有受限影响，尤其在调制指数为高的时候。然而，开关确实导致开关损耗，其将降低转换器的效率。在若干单元可这样开关时，损耗此外可是相当大的。

提供本发明用于解决该问题。

实施例的运作现在将也参考图9描述，其示出根据本发明的实施例的方法中的许多步骤的流程图。描述此外将关于一个相，在这里是第一相。然而应认识到其他相可采用相似方式操作。

第一转换器16以可尽可能高的调制指数（例如在0.80以上）操作。它作为示例可在0.80-0.86的范围内。该调制指数可通过控制部件26的中央控制元件30（其通过抽头变换器25的抽头变换器控制来调节调制指数）获得（步骤52）。

中央控制元件30向单元控制元件28提供延迟τ和同步信号SYNC。因此提供用于第一相的单元控制元件28从中央控制元件30获得或接收延迟τ和同步信号SYNC。这些信号更特定地由载波提供块36接收，其提供载波CAR组（步骤54），其中载波一致但时移，即在时间上彼此以时间延迟τ移位。

时移载波提供给单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6。

中央控制元件30向单元控制元件提供对于相脚的电压参考Vref（步骤56）。对第一相脚提供的单元控制元件28由此从中央控制元件30获得或接收电压参考Vref，其中电压参考Vref作为具有正和负峰值PV1、PV2的波并且与为转换器的其他相脚提供的电压参考分开地提供。电压参考从而专门为控制第一相脚PL1的单元的单元控制元件28提供。此外它可缺乏引起传统死区调制的共模电压。

电压参考（其在该示例中是由参考调整块生成的对于相脚的处理电压参考Vrefp）提供给开关控制块34。在省略参考调整块的情况下，未处理或普通电压参考Vref将相反从中央控制元件30发送到开关控制块34。

开关控制块34然后选择在输电转换器波形的峰值附近的区间（步骤58）。输电转换器波形是在基本分量中具有正和负峰值PV1和PV2的波形。输电转换器波形在该第一实施例中是电压参考Vref。选择可借助于同步信号SYNC进行。在同步信号SYNC提供电压参考Vref的相位时，则基于信号确定这样的预定区间IV的起始和结束是可能的。

之后，开关控制块调查波形值是否围绕峰值的区间IV中，即电压参考的值是否在围绕峰值PV1或PV2的时间区间IV中。

在电压参考Vrefp不在区间中（步骤60）的情况下，即如果波形值在区间IV外，则开关控制块34向单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6（即向单元控制块组）中的每个提供参考Vrefp。从而允许单元控制块正常操作。由开关控制块34交付的电压参考在该情况下是与它接收的相同的信号，其从而可以是处理的电压参考Vrefp或未处理的电压参考Vref。信号从而未改变。单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6然后将电压参考Vrefp与载波CAR的时移版本比较（步骤62）。每个单元控制块从而将对应的载波与电压参考Vref比较。之后，单元开关基于比较来控制（步骤64）。开关控制块34从而允许单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6在输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间IV外时控制部件的开关。

每个单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6因此基于它做出的比较提供单元控制信号CT1、CT2、CT3、CT4、CT5和CT6。单元控制信号可以是在两个逻辑状态之间变化的信号，其中一个状态打开开关并且另一个关闭开关。在进行此后，做出电压参考是否在峰值附近的区间中的新的调查。

对单元提供来自单元控制块的两个信号，这在这里是可能的。如果例如单元是具有第一或第二类型的半桥单元，则这些信号中的一个在对应的载波CAR上升到电压参考Vrefp之上时使开关中的一个接通并且在载波CAR下降到电压参考Vrefp以下时切断相同的开关，而另一信号在载波CAR上升到电压参考Vrefp之上时切断另一个开关并且在它下降到电压参考Vrefp以下时使相同的开关接通。

然而，在电压参考的波形值在区间中（步骤60）的情况下，则开关控制块34确保未进行开关（步骤66）。开关控制块从而在输电转换器波形的波形值检测为在电压参考Vref的峰值PV1附近的选择区间IV中时通过使单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6停止开关单元来停止单元开关。

这可通过在区间IV中改变电压参考的形状而进行。形状中的改变在这里可由通过提升在区间IV中电压参考的绝对值而改变在电压参考的两个峰值PV1和PV2附近的形状组成。提升可以是在区间IV中电压参考Vref的绝对值提升到载波CAR的最大水平之上。改变从而可牵涉提升在围绕正和负峰值PV1和PV2的时期的两个区间IV中的电压水平以便获得修改的电压参考。该提升可更特定地是以1.01或1.1地提升。

在使用上升的电压参考时，这则提供给单元控制块CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6中的每个，在这里比较它。

上文提到的电压参考的绝对值的提升进行到一定水平使得改变形状的每个区间IV缺乏电压参考与载波之间的相交。在提升区间中电压参考的绝对值可由此保持在载波的绝对值之上。这从而意指通过电压参考的提升，载波将保持在围绕峰值PV1和PV2的区间中的电压参考以下并且由此避免在区间IV中不必要的开关。因为电压参考水平在载波水平之上，在区间IV中将未出现开关。

电压的提升仅仅是避免开关的一个方式。存在无数的其他方式，其中一个其他方式是在时间区间IV期间锁定来自单元控制块的输出使得它们无法改变状态。

通过确保在区间IV中未进行开关，开关损耗降低同时仍确保获得良好的输出波形。因为未存在引起传统死区PWM的共同电压分量并且由此没有两个区间之间的电压参考改变（即，电压参考在具有最陡坡度的区域中是连续的），在开关重要的区域中没有过多开关。

通过确保未进行开关，例如通过提供采用它部分是连续波并且是部分放大的（例如以1. 01）这样的方式修改的电压参考，在相位基础上开关从而减少。此外，如相间（phaseto phase）看到的，电压参考将表现得像完美的正弦波。在周期内，120度可用作相级上的死区，并且因此与该相位有关的阀在这些120度（在峰值附近分成两个60度区间）期间未开关。然而，转换器相间量使用其他相而总是可控制的。

区间IV此外可以是在对应峰值PV1或PV2附近在±15- ±30度范围内并且有利地是±30度的区间。

在整个之前描述的例示操作中，单元控制元件28也从电流测量部件CS获得或接收第一相脚PL1的电流测量I。

当在电压参考峰值附近避免开关时，可出现谐波电流，尤其是五次和七次谐波电流。使这些减少可是可取的。这由参考调整块40处理。

由于该原因，电压参考Vref和相臂电流测量I由参考调整块40接收。在参考调整块的滤波器42中，滤出相臂电流的谐波。作为示例，可滤出五次谐波电流。代替五次谐波电流或除五次谐波电流外，例如滤出七次谐波电流是可能的。如果两个都被滤出，则可提供有并行参考调整块。已经滤出的谐波电流然后由可选减法块44使用用于形成差异ΔI。该误差信号e然后提供给PI调节器46，其使两个并行分支中的差异信号相乘并且对其求积分用于形成误差信号e。该误差信号e然后由加法器48添加到电压参考Vref以便形成处理电压参考Vrefp。参考调整块40从而滤出相臂电流的谐波分量并且基于滤波谐波分量调整电压参考。处理或调整的电压参考Vrefp之后可提供给开关控制块34。

上文提到的开关可生成一些零序谐波。如果转换器的AC端子连接到第一变压器14的三角形连接(delta connected)二次绕组，其中这些二次绕组形成第一变压器14的阀侧，该阀侧将是漂浮的。该漂浮变压器阀侧可用于消除零序谐波。

本发明从而具有许多优势。开关频率减少并且由此开关损耗也减少。开关可被优化使得它将不在峰值电流水平处出现。单元电压纹波和循环电流不受影响。AC电压能力增加。

单元控制部件可以是转换器的一部分或它可作为独立实体提供。在它作为独立实体提供的情况下，它可以是对于转换器的控制设备。

控制部件的单元控制元件在上文描述为作为许多硬件组件提供，并且此外作为许多分立组件提供。中央控制元件也可这样提供。控制部件（单元控制元件和中央控制元件两者）也可采用具有伴随程序存储器的处理器的形式实现，该伴随程序存储器包括当在处理器上运行时执行期望控制功能性的计算机程序代码。承载该代码的计算机程序产品可以作为数据载体提供，例如承载计算机程序代码的一个或多个CD ROM盘或一个或多个记忆棒，其在加载到电压源转换器的控制部件内时执行上文描述的控制功能性。图10示出具有计算机程序代码68的一个这样的CD Rom盘70。

存在可脱离已经提到的那些的许多可能变化。代替接收同步信号，开关控制块可例如包括峰值检测器以便确定电压参考的峰值。在提升的电压参考的情况下，向在区间中已经具有改变形状的单元控制元件提供电压参考，这对于中央控制元件也是可能的。此外，上文提到的操作与电压有关。采用相同范式对相臂电流而不是电压起作用，这是可能的。输电转换器波形从而可以是流过相脚的相臂的电流。

本发明可以采用多种方式变化，这从前面的论述显而易见。因此将认识到本发明仅受到下列权利要求的限制。

Claims

1.一种控制多级转换器（16）的相脚（PL1）中的单元（C1u1、C2u1、C3u1、C4u1、C1l1、C2l1、C3l1、C4l1）的方法，所述多级转换器（16）操作成在交流电（AC）与直流电（DC）之间转换，所述方法由所述转换器的单元控制部件（26）执行并且包括：

使用抽头变换器控制来将所述转换器的调制指数调节（步骤52）到0.80以上，

对所述相脚提供（步骤54）载波（CAR）组，其中相脚的所述载波一致但在时间上彼此以时间延迟（τ）移位，

对所述相脚提供（步骤56）电压参考（Vref），所述电压参考与为所述转换器的其他相脚提供的电压参考分开，

在输电转换器波形的波形值检测（步骤60）为在所述输电转换器波形的峰值（PV1，PV2）附近的选择（步骤58）区间（IV）中时停止所述单元的开关（步骤66），

在所述输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间（IV）外时基于相应载波与所述电压参考（Vref）的比较（步骤62）来控制所述单元的开关（步骤64），以及

获得（40）相臂电流的测量值（I）、滤出所述相臂电流的谐波分量以及基于所滤波的谐波分量调整所述电压参考。

2.如权利要求1所述的方法，其中区间是在对应峰值附近的±15-±30度范围内。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述调制指数在0.80-0.86的范围内。

4.如上述权利要求中的任一项所述的方法，其中所述输电转换器波形是所述电压参考（Vref）。

5.如权利要求1-3中的任一项所述的方法，其中所述输电转换器波形是相臂电流。

6.如权利要求1-3中任一项所述的方法，其中所述调整包括通过所述滤波的谐波分量的PI调节来PI调节电压参考。

7.如权利要求６所述的方法，其中所述滤波的谐波分量包括五次和/或七次谐波分量。

8.一种对于操作成在交流电（AC）与直流电（DC）之间转换的多级转换器（16）的控制设备（12），所述转换器连接到可经由抽头变换器（25）控制的变压器（14）并且包括具有单元（C1u1、C2u1、C3u1、C4u1、C1l1、C2l1、C3l1、C4l1、C1u2、C2u2、C3u2、C4u2、C1l2、C2l2、C3l2、C1u1、C2u1、C3u1、C4u1 、C1I1、C2l1、C3l1、C4l1、C4l2、C1u3、C2u3、C3u3、C4u3、C1l3、C2l3、C3l3、C4l3）的三个相脚（PL1、PL2、PL3），所述控制设备包括：

中央控制元件（30），其配置成

使用所述抽头变换器控制来将所述转换器的调制指数调节到0.80以上，以及

对所述相脚提供电压参考（Vref），所述电压参考与为其他相脚提供的电压参考分开，

载波提供块（36），其对相脚提供载波（CAR）组，其中所述相脚的载波一致但在时间上彼此以时间延迟（τ）移位，

单元控制块（CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6）的组，其中每个单元控制块配置成将对应的载波与所述电压参考比较并且基于比较来控制对应的单元，

开关控制块（34），其配置成

在输电转换器波形的波形值检测为在所述输电转换器波形的峰值（PV1，PV2）附近的选择区间（IV）中时使所述单元控制块（CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6）停止开关所述单元，以及

在所述输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间（IV）外时允许所述单元控制块（CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6）控制所述单元的开关，以及

参考电压调整块（40），其配置成

获得相臂电流的测量值（I），

滤出所述相臂电流的谐波分量以及

基于所滤波的谐波分量调整所述电压参考。

9.如权利要求８所述的控制设备，其中区间是在对应峰值附近的±15-±30度范围内。

10.如权利要求8或9所述的控制设备，其中所述输电转换器波形是所述电压参考。

11.如权利要求8或9所述的控制设备，其中所述输电转换器波形是相臂电流。

12.一种操作成在交流电（AC）与直流电（DC）之间转换的多级转换器（16），所述转换器连接到可经由抽头变换器（25）控制的变压器（14）并且包括：

具有单元（C1u1、C2u1、C3u1、C4u1、C1Ｉ1、C2l1、C3l1、C4l1、C1u2、C2u2、C3u2、C4u2、C1Ｉ2、C2l2、C3l2、C4l2 、C1u3、C2u3、C3u3、C4u3、C1l3、C2l3、C3l3、C4l3）的三个相脚（PL1，PL2，PL3），以及

控制部件（26），其包括如权利要求8-11中的任一项所述的中央控制元件（30）、单元控制块（CO1、CO2、CO3、CO4、CO5、CO6）的组、载波提供块（36）、开关控制块（34）和参考电压调整块（40）。

13.如权利要求12所述的多级转换器，其进一步包括第一相脚中的相臂电流检测器（CS），所述相臂电流检测器（CS）配置成测量流过所述第一相脚的相臂的相臂电流（I）。

14.一种计算机存储介质，具有计算机程序代码（68），其配置成在所述计算机程序代码加载到控制设备时促使所述控制设备（26）用于控制多级转换器（16）的相脚（PL1）中的单元（C1u1、C2u1、C3u1、C4u1、C1l1、C2l1、C3l1、C4l1），所述多级转换器（16）操作成在交流电（AC）与直流电（DC）之间转换，

使用抽头变换器控制来将所述转换器的调制指数调节到0.80以上，

对所述相脚提供载波（CAR）组，其中所述相脚的载波一致但在时间上彼此以时间延迟（τ）移位，

对所述相脚提供电压参考（Vref），所述电压参考与为所述转换器的其他相脚提供的电压参考分开，

在输电转换器波形的波形值检测为在所述输电转换器波形的峰值（PV1，PV2）附近的选择区间（IV）中时停止所述单元的开关，

在所述输电转换器波形的波形值检测为在所述选择区间（IV）外时基于相应载波与所述电压参考的比较来控制所述单元的开关，以及

获得相臂电流的测量值（I）、滤出所述相臂电流的谐波分量以及基于所滤波的谐波分量调整所述电压参考。