CN107171328B - 一种基于adpss的分布式潮流控制器建模及仿真方法 - Google Patents
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Abstract
一种基于ADPSS的分布式潮流控制器建模及仿真方法，实现分布式潮流控制器在电力系统数字仿真系统ADPSS平台上的电磁暂态仿真，包括步骤：在ADPSS/ETSDAC仿真环境下搭建双回线输电系统仿真模型，利用ADPSS/ETSDAC的UDM功能模块将DPFC装置进行适当的简化，利用等效电压源搭建串联侧变流器等效数学模型，利用MMC平均值模型搭建并联侧变流器等效数学模型。本发明保证仿真规模的前提下，反应了DPFC装置的动静态特性以及对系统潮流的调控功能，保证仿真精度的同时缩短了仿真时间；为DPFC装置能够在实际电网安全稳定运行提供更可靠更全面更精细的理论支持，为分布式潮流控制器的推广应用奠定了基础。
Description
技术领域
本发明涉及电力系统柔性输电建模仿真领域，具体涉及一种基于ADPSS的分布式潮流控制器建模及仿真方法。
背景技术
柔性交流输电技术(Flexible AC Transmission System,FACTS)作为未来二十一世纪输电技术的发展方向，自上世纪九十年代出现以来，得到了极大的发展及世界范围的广泛关注。FACTS技术是利用现代大功率电力电子技术对传统交流电力系统进行的一项重大改革。它借助现代大功率电力电子技术快速调节交流系统中的相角、无功、电抗等参数，以提高交流系统的稳定性、可靠性，使传统的交流输电系统具有更高的柔性和灵活性，充分利用输电系统原有的资源，以满足电力系统安全、可靠和经济运行的目标。
分布式潮流控制器(Distributed Power Flow Controller,DPFC)概念是在2007年提出的，由统一潮流控制器演变而来，将统一潮流控制器原有结构中通过直流电容连接的串并联变流器分开，并利用分布式静止串联补偿器的思想将串联侧分布化。在该拓扑结构基础上，通过3次谐波在串并联变流器之间交换有功功率从而达到综合调节线路潮流的目的。DPFC不仅具备统一潮流控制器所有功能，而且DPFC的单个串联侧变换器的容量比较小，可以使用轻量化的设计方案。
荷兰代尔夫特理工大学的苑志辉提出了DPFC的基本结构，并详细分析了其工作原理，在Matlab/Simulink中建立仿真模型，验证了DPFC原理的正确性及其潮流控制能力。国内武汉理工大学唐爱红教授带领的课题组对DPFC有更深入的研究，并且基于PSCAD/EMTDC仿真平台验证了DPFC装置能达到预期效果。目前基于PSCAD/EMTDC的建模仿真能保证被仿FACTS的精度，也能反映出FACTS的详细动态过程及其动态特性，但仿真规模受限。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，针对现有分布式潮流控制器建模仿真存在的上述不足，提供一种基于ADPSS的分布式潮流控制器建模方法，利用ADPSS的电磁暂态计算程序(ETSDAC)对分布式潮流控制器及其所安装的线路进行建模，实现分布式潮流控制器在电力系统数字仿真系统ADPSS平台上的电磁暂态仿真，既能保证DPFC仿真精度，又能兼顾仿真规模，为DPFC装置能够在实际电网安全稳定运行提供更可靠更全面更精细的理论支持。
本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：
一种基于ADPSS的分布式潮流控制器建模及仿真方法，包括以下步骤：
1)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下搭建双回线输电系统仿真模型，送电端电压为Vs，受电端电压为Vr，输电线路首末端的Y-△变压器分别为T1和T2，第一输电线路的阻抗为XL1，第二输电线路的阻抗为XL2，其中第一输电线路上装有分布式潮流控制器串联侧变流器模型，并联侧三相变流器与送电端通过变压器Tsh相连；
2)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用UDM功能模块，采用等效电压源，搭建串联侧变流器等效数学模型，串联侧变流器等效数学模型一方面用于在并联侧发出三次谐波，使其自身直流电容电压能够维持稳定，另一方面用于根据系统对基频有功功率需求的响应，来产生相应的基频电压，从而控制线路有功功率；
3)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用UDM功能，采用MMC平均值模型，搭建并联侧变流器等效数学模型，并联侧由于只表现基波等效电压源的特性，因此只搭建并联侧三相变流器部分，从外特性上来看，相当于搭建一个MMC-STATCOM平均值模型。
按上述方案，所述步骤2)搭建串联侧变流器等效数学模型具体包括以下步骤：
2.1)分别将接入在被控线路的各相中的串联侧变流器等效为一个单相基波可控电压源和一个单相三次谐波可控电压源串联而成的等效数学模型；由于每一相的串联侧变流器的等效数学模型搭建过程都相同，因此以其中的某一相为例，建立串联侧变流器等效数学模型；
2.2)串联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
由于串联侧变流器向系统注入的电压Vse存在基波和三次谐波两种频率的电压分量，因此Vse表示为：
其中，为串联侧变流器向系统注入的基波电压，为串联侧变流器向系统注入的三次谐波电压；将分解成与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制所在输电线路的潮流；将分解成与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量和与输电线路三次谐波电流垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制调节串联侧的三次谐波有功功率和无功功率；
串联侧变流器向系统注入的电压分量与串联侧直流电容电压的数学关系如下所示：
式中kse为串联侧耦合变压器的变比，θse1、θse3、mse1、mse3分别为控制器产生的串联侧基波的相角、三次谐波的相角、基波的调制比信号、三次谐波的调制比信号，Vse,dc为串联侧直流电容电压；
串联侧吸收的有功功率Pse表示为：
式中为串联侧产生的基波电压与线路基波电流的相角差，为串联侧产生的三次谐波电压与线路三次谐波电流的相角差，I1、I3分别为输电线路上的相电流的基波、三次谐波的电流分量；
忽略变流器开关和耦合变压器损耗，串联侧变流器吸收的有功功率Pse用串联侧直流电容储存的功率Pdc表示，得到如下所示的功率平衡方程：
Pse＝Pdc (5)
综合上面的关系式，推导出单相串联侧变流器等效数学模型如下所示：
2.3)完成了单相串联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，进行控制方案的设计，包括单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型的搭建、单相串联侧变流器直流电容电压控制模型的搭建：
2.3.1)搭建三个单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型，各相有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3分别和各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3进行比较得到误差信号ΔP1、ΔP2、ΔP3，各相无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3和各相线路上实际的无功功率Q1、Q2、Q3进行比较得到误差信号ΔQ1、ΔQ2、ΔQ3，误差信号分别经过PI控制器之后，最终得到与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量再经过幅值与相角的计算，就得出三个单相串联侧基波可控电压源分别需要的电压幅值Vse1A、Vse1B、Vse1C和电压相角θse1A、θse1B、θse1C，使得各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3和无功功率Q1、Q2、Q3分别稳定在有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3和无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3附近；
2.3.2)搭建三个单相串联侧变流器直流电容电压控制模型，给定串联侧直流电容电压目标值为VdcSEref，分别与三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC比较得到误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC，误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC分别通过PI控制器之后，最终得到与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量即用来控制的有功分量并保持无功分量的幅值始终为0，再经过幅值与相角的计算，得到三个单相串联侧三次谐波可控电压源所需要的电压幅值Vse3A、Vse3B、Vse3C和电压相角θse3A、θse3B、θse3C，使得三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC稳定在目标值VdcSEref附近。
按上述方案，所述步骤3)搭建并联侧变流器等效数学模型具体包括以下步骤：
3.1)并联侧系统无功功率Qsh和并联侧直流电容电压VdcSH是并联侧变流器等效数学模型的控制目标，根据并联侧桥臂子模块个数N，将DPFC并联侧三相变流器的6个桥臂输出等效为6个可控电压源，结合最近电平逼近策略给出可控电压源需要的信号，MMC平均值模型在得出每相上下桥臂的投入子模块个数后，乘以每个子模块的平均电压uc，即为VdcSH/N，N为并联侧桥臂子模块个数，得到6个可控电压源的电压输出；
3.2)并联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
分布式潮流控制器并联侧变流器在abc坐标系下的数学模型，如式(7)所示：
式中L＝lt+ls/2，ua、ub、uc和ia、ia、ia分别表示并联侧交流系统的三相交流电压和三相交流电流，ea、eb、ec分别为并联侧变流器的三相交流输出电压，rt、lt分别为并联侧换流变压器的等效电阻和等效电感，ls为并联侧变流器的桥臂电感；
设定j＝a,b,c，对于某j相的上桥臂和下桥臂电路进行数学分析，得到：
式中，Vj上桥臂、Vj下桥臂分别为某j相的上、下桥臂对应的可控电压源需要的输出电压信号，将式(8)中的两式相加，即得到ej的表达式为：
公式(7)和(9)是并联侧变流器对于三相静止坐标系的动态数学模型，描述了其并联侧变流器的动态特性，但是正弦形式的交流并不适合控制器的设计，因此对公式(7)进行dq轴坐标变换，经整理得到并联侧变流器在dq轴下的数学模型：
式中ud、uq分别为并联侧接入点电压在dq轴坐标系下的d轴分量和q轴分量，ed、eq分别为并联侧可控输出电压的d轴分量和q轴分量，id和iq分别为流入并联侧变流器的电流的d轴和q轴分量，ω为并联侧交流系统的角频率，公式(10)即为并联侧变流器等效数学模型；
3.3)完成了并联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，进行控制方案的设计，包括并联侧直流电容电压控制模块的搭建、并联侧系统无功功率控制模块的搭建、最近电平逼近控制模块的搭建：
3.3.1)首先搭建并联侧直流电容电压控制模块，该模块由直流电容电压外环控制模块和d轴内环电流控制模块两个部分组成：
设计直流电容电压外环控制模块，通过给定并联侧直流电容电压目标值VdcSHref，和实际测得的并联侧直流电容电压VdcSH进行比较得到误差信号ΔVdcSH，然后误差信号ΔVdcSH通过外环PI控制器得到d轴电流分量参考值Idref；
设计d轴内环电流控制模块，通过直流电容电压外环控制模块给出的d轴电流分量参考值Idref，和实际测得的d轴电流分量Id进行比较得到误差信号ΔId，然后误差信号ΔId通过内环PI控制器得到d轴电压分量Vd；
3.3.2)然后搭建并联侧系统无功功率控制模块，该模块由无功功率外环控制模块和q轴内环电流控制模块两个部分组成：
设计无功功率外环控制模块，通过并联侧系统无功功率目标值Qshref和并联侧系统无功功率Qsh进行比较得到误差信号ΔQsh，然后误差信号ΔQsh通过外环PI控制器得到q轴电流分量参考值Iqref；
设计q轴内环电流控制模块，由无功功率外环控制模块给出的q轴电流分量参考值Iqref，和实际测得的q轴电流分量Iq进行比较得到误差信号ΔIq，然后误差信号ΔIq通过内环PI控制器得到q轴电压分量Vq；
3.3.3)最后搭建最近电平逼近模块，理想情况下，不计控制器计算时间和触发延迟，并且忽略子模块的电容电压波动，子模块的电容电压均为uc，根据最近电平逼近的原理，将从并联侧直流电容电压控制模块得到的d轴电压分量Vd、并联侧系统无功功率控制模块得到的q轴电压分量Vq，经过派克反变换得到三相调制电压Varef、Vbref、Vcref，根据并联侧桥臂子模块个数N，计算得到并联侧变流器的上、下桥臂参考电压，再分别除以子模块的电容电压uc，然后取整，则得到各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数；
由于子模块的电容电压均为uc，根据各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数，计算得到并联侧三相变流器6个桥臂对应的6个可控电压源需要的输出电压信号，即Va上桥臂、Va下桥臂、Vb上桥臂、Vb下桥臂、Vc上桥臂、Vc下桥臂，从而使Qsh稳定在目标值Qshref附近，并且使VdcSH稳定在目标值VdcSHref附近。
按上述方案，上述步骤3.3.1)中设计直流电容电压外环控制模块时，如果VdcSH低于VdcSHref，外环PI控制器增大Idref，通过对并联侧直流电容充电从而升高并联侧直流电容电压；如果VdcSH高于VdcSHref，外环PI控制减小Idref，通过对并联侧直流电容放电从而降低并联侧直流电容电压；在变流器的容量范围内，并联侧直流电容电压VdcSH被控制在目标值VdcSHref附近。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1、本发明实现分布式潮流控制器在ADPSS平台上的电磁暂态仿真，充分利用了ADPSS/ETSDAC仿真效率高、计算精度高，在高压直流输电、FACTS控制器的设计、电力系统谐波分析和电力电子领域的强大仿真计算功能的优点，弥补了分布式潮流控制器在ADPSS/ETSDAC软件中建模仿真的空白；
2、ADPSS将PSCAD/EMTDC技术与PSASP技术融合，能体现FACTS的详细动态过程及动态特性，在保证DPFC仿真精度的同时缩短了仿真时间，在保证仿真规模的前提下，反应了DPFC装置的动静态特性以及对系统潮流的调控功能，是DPFC推广应用的前提；
2、仿真结果与理论一致，能应用在柔性输电的规划、设计、建设过程中，为系统调试和实际运行提供快速准确的技术支持；
3、本发明搭建的电磁暂态等效数学模型可进行封装和图符定制，界面美观便于用户操作。
附图说明
图1为分布式潮流控制器在ADPSS/ETSDAC中的仿真示意图；
图2为基于ADPSS/ETSDAC的单相串联侧等效仿真模型图；
图3为基于ADPSS/ETSDAC的单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型图；
图4为基于ADPSS/ETSDAC的单相串联侧变流器电容电压控制模型图；
图5为基于ADPSS/ETSDAC的并联侧等效仿真模型图；
图6为并联侧直流电容电压控制模块的直流电容电压外环控制模块示意图；
图7为并联侧直流电容电压控制模块的d轴内环电流控制模块示意图；
图8为并联侧系统无功功率控制模块的无功功率外环控制模块示意图；
图9为并联侧系统无功功率控制模块的q轴内环电流控制模块示意图；
图10为基于ADPSS/ETSDAC的最近电平逼近模型图；
图11(a)为实施例中并联侧输电线路无功功率仿真波形图；
图11(b)为实施例中并联侧直流电容电压仿真波形图；
图11(c)为实施例中串联侧直流电容电压仿真波形图；
图11(d)为实施例中串联侧A相线路有功功率变化的仿真波形图；
图11(e)为实施例中串联侧A相线路无功功率变化的仿真波形图；
图11(f)为实施例中串联侧B相线路有功功率变化的仿真波形图；
图11(g)为实施例中串联侧B相线路无功功率变化的仿真波形图；
图11(h)为实施例中串联侧C相线路有功功率变化的仿真波形图；
图11(i)为实施例中串联侧C相线路无功功率变化的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合具体实例和附图对本发明做进一步说明。
本发明的目的是提出一种基于ADPSS的分布式潮流控制器(DPFC)建模方法，研究既能保证DPFC仿真精度，又能兼顾仿真规模的建模仿真方法，为DPFC装置能够在实际电网安全稳定运行提供更可靠更全面更精细的理论支持，实施步骤如下：
1)如图1所示，在ADPSS/ETSDAC仿真环境下搭建双回线输电系统仿真模型，送电端电压为Vs，受电端电压为Vr，输电线路首末端的Y-△变压器分别为T1和T2，输电线路1的阻抗为XL1，输电线路2的阻抗为XL2，其中输电线路1上装有分布式潮流控制器串联侧变流器模型，并联侧三相变流器与送电端通过变压器Tsh相连；
该仿真模型线路上各元件的参数如下：两条输电线路的等效阻抗相等，且有ZL＝XL1＝XL2＝4∠86°＝0.279+j3.99Ω，输电线路电感：L1＝L2＝0.0509H；设定送电端电压Vs的额定电压(线电压有效值)为1.2kV，容量为100MVA，初相角20°；受电端电压(无穷大电源端)Vr的额定电压(线电压有效值)为1.2kV，初相角0°；T1、T2变压器变比均为1kV/1kV，容量为100MVA，Y-△接法(Y侧中性点接地)；Tsh变压器变比为1kV/1kV，容量为100MVA；并联侧变流器公共直流电容额定电压设定为400V；考虑到仿真效率，在不影响观测分布式潮流控制器控制效果的前提下，搭建一组串联侧，串联侧单相变压器的变比为1kV/1kV，容量为100MVA，串联变流器直流电容额定电压设定为145V；
2)如图2所示，在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用ADPSS/ETSDAC的UDM功能模块对DPFC装置进行适当的简化，采用等效电压源，搭建串联侧变流器等效数学模型，串联侧变流器等效数学模型有两个方面的作用，一方面是在并联侧发出三次谐波，使其自身直流电容电压能够维持稳定，另一方面根据系统对基频有功功率需求的响应，来产生相应的基频电压，从而控制线路有功功率；搭建具体包括以下步骤：
2.1)为了便于进行研究分析，将串联侧装置中的开关管、耦合变压器均视为理想器件，同时忽略逆变过程中出现的开关损耗；分别将接入在被控线路的各相中的串联侧变流器等效为一个单相基波可控电压源和一个单相三次谐波可控电压源串联而成的等效数学模型；由于每一相的串联侧变流器的等效数学模型搭建过程都相同，因此以其中的某一相为例，建立串联侧变流器等效数学模型，如图2所示；
2.2)串联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
由于串联侧变流器向系统注入的电压Vse存在基波和三次谐波两种频率的电压分量，因此Vse表示为式(1)所示；将分解成与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制所在输电线路的潮流，串联侧吸收的基波功率随着线路潮流的变化而变化，因而通过控制串联侧谐波功率来控制串联侧与系统交换的总有公共功率；
将分解成与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量和与输电线路三次谐波电流垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制调节串联侧的三次谐波有功功率和无功功率；在实际应用中，串联侧变流器只需要吸收三次谐波有功功率，无功功率的吸收会造成串联侧变流器不必要的损耗，因此将纵轴分量的幅值始终设定为0；
由于串联侧变流器内部依然是采用SPWM控制技术的VSC电路，所以串联侧变流器向系统注入的电压幅值与串联侧直流电容电压的数学关系如式(2)～式(3)所示；
由于串联侧直流电容电压主要反映串联侧有功功率变化情况，所以串联侧吸收的有功功率Pse表示为式(4)所示；
由于忽略了变流器开关和耦合变压器损耗，得到如式(5)所示的功率平衡方程；
综合上面的关系式，推导出单相串联侧变流器等效数学模型如式(6)所示；
2.3)完成了单相串联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，就需要进行对其控制方案的设计，包括单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型的搭建、单相串联侧变流器直流电容电压控制模型的搭建：
2.3.1)如图3所示，搭建三个单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型，各相有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3分别和各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3进行比较得到误差信号ΔP1、ΔP2、ΔP3，各相无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3和各相线路上实际的无功功率Q1、Q2、Q3进行比较得到误差信号ΔQ1、ΔQ2、ΔQ3，误差信号分别经过PI控制器之后，最终得到与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量再经过幅值与相角的计算，就得出三个单相串联侧基波可控电压源分别需要的电压幅值Vse1A、Vse1B、Vse1C和电压相角θse1A、θse1B、θse1C，使得各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3和无功功率Q1、Q2、Q3分别稳定在有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3和无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3附近；
2.3.2)如图4所示，搭建三个单相串联侧变流器直流电容电压控制模型，给定串联侧直流电容电压目标值为VdcSEref，分别与三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC比较得到误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC，误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC分别通过PI控制器之后，最终得到与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量即用来控制的有功分量并保持无功分量的幅值始终为0，再经过幅值与相角的计算，得到三个单相串联侧三次谐波可控电压源所需要的电压幅值Vse3A、Vse3B、Vse3C和电压相角θse3A、θse3B、θse3C，使得三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC稳定在目标值VdcSEref附近；
3)如图5所示，由于在串联侧等效电压源的搭建过程中，已经表现了三次谐波电流发出，所以在并联侧等效电压源的搭建中，只需表现基波等效电压源的特性，在对分布式潮流控制器的研究中，逐渐将分布式潮流控制器中的VSC电路改为MMC是DPFC走向工业化的必经之路，因此在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用UDM功能，采用MMC平均值模型，搭建并联侧变流器等效数学模型，从外特性上来看，相当于搭建一个MMC-STATCOM平均值模型，本实施例中的MMC平均值模型，给定其电平数为251电平；平均值模型不再详细考虑开关元件，主要关注系统的外部特性，忽略MMC子模块的内部差异，将MMC对电力系统的影响用可控电压源进行建模，平均值模型的基本思路是忽略均压排序和环流抑制的影响，认为所有的子模块内部变量已经很好的被控制，所有子模块电容电压都完全平衡，同时每一相中的二倍频电流也被有效抑制，具体包括以下步骤：
3.1)分布式潮流控制器并联侧由于只表现基波等效电压源的特性，因此只搭建并联侧三相变流器部分，并联侧桥臂子模块个数N为250个，系统无功功率Qsh和公共直流电容电压VDCsh是其控制目标，将DPFC并联侧三相变流器的6个桥臂输出等效为6个可控电压源，结合最近电平逼近策略给出可控电压源需要的信号，与MMC详细模型考虑子模块电容电压的特点不同，MMC平均值模型是在得出每相上下桥臂的投入子模块个数后，乘以每个子模块的平均电压udc/N，得到6个可控电压源的电压输出；
3.2)并联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
如图5所示，分布式潮流控制器并联侧变流器在abc坐标系下的数学模型，如式(7)所示；设定j＝a,b,c，对于某j相的上桥臂和下桥臂电路进行数学分析，如式(8)所示；将式(8)中的两式相加，即得到ej的表达式如式(9)所示；
公式(7)和(9)是并联侧变流器对于三相静止坐标系的动态数学模型，描述了其并联侧变流器的动态特性，但是正弦形式的交流并不适合控制器的设计，因此对公式(7)进行dq轴坐标变换，通过派克变换矩阵，经整理得到并联侧变流器在dq轴下的数学模型如式(10)所示，公式(10)即为并联侧变流器等效数学模型；
3.3)完成了并联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，就需要进行对其控制方案的设计，包括并联侧直流电容电压控制模块的搭建、并联侧系统无功功率控制模块的搭建、最近电平逼近控制模块的搭建：
3.3.1)如图6～图7所示，首先搭建并联侧直流电容电压控制模块，该模块由直流电容电压外环控制模块和d轴内环电流控制模块两个部分组成：
如图6所示，设计直流电容电压外环控制模块，通过给定并联侧直流电容电压目标值VdcSHref，和实际测得的并联侧直流电容电压VdcSH进行比较得到误差信号ΔVdcSH，然后误差信号ΔVdcSH通过外环PI控制器得到d轴电流分量参考值Idref，即如果VdcSH低于VdcSHref，外环PI控制器增大Idref，通过对并联侧直流电容充电从而升高并联侧直流电容电压；如果VdcSH高于VdcSHref，外环PI控制减小Idref，通过对并联侧直流电容放电从而降低并联侧直流电容电压；在变流器的容量范围内，通过这样的控制方式，并联侧直流电容电压VdcSH能够被控制在目标值VdcSHref附近；
如图7所示，设计d轴内环电流控制模块，通过直流电容电压外环控制模块给出的d轴电流分量参考值Idref，和实际测得的d轴电流分量Id进行比较得到误差信号ΔId，然后误差信号ΔId通过内环PI控制器得到d轴电压分量Vd；
3.3.2)如图8～图9所示，然后搭建并联侧系统无功功率控制模块，该模块由无功功率外环控制模块和q轴内环电流控制模块两个部分组成：
如图8所示，设计无功功率外环控制模块，通过并联侧系统无功功率目标值Qshref和并联侧系统无功功率Qsh进行比较得到误差信号ΔQsh，然后误差信号ΔQsh通过外环PI控制器得到q轴电流分量参考值Iqref；
如图9所示，设计q轴内环电流控制模块，由无功功率外环控制模块给出的q轴电流分量参考值Iqref，和实际测得的q轴电流分量Iq进行比较得到误差信号ΔIq，然后误差信号ΔIq通过内环PI控制器得到q轴电压分量Vq；
3.3.3)如图10所示，最后搭建最近电平逼近模块，理想情况下，不计控制器计算时间和触发延迟，并且忽略子模块的电容电压波动，子模块的电容电压均为uc，即为VdcSH/N。根据最近电平逼近的原理，将从并联侧直流电容电压控制模块得到的d轴电压分量Vd、并联侧系统无功功率控制模块得到的q轴电压分量Vq，经过派克反变换得到三相调制电压Varef、Vbref、Vcref(三个参数提供给最近电平逼近模块)，根据并联侧桥臂子模块个数N，计算得到并联侧变流器的上、下桥臂参考电压，再分别除以子模块的电容电压uc，然后取整，则得到各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数；
由于子模块的电容电压均为uc，根据各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数，计算得到并联侧三相变流器6个桥臂对应的6个可控电压源需要的输出电压信号，即Va上桥臂、Va下桥臂、Vb上桥臂、Vb下桥臂、Vc上桥臂、Vc下桥臂，从而使Qsh稳定在目标值Qshref附近，并且使VdcSH稳定在目标值VdcSHref附近。
在ADPSS/ETSDAC仿真环境下完成模型搭建后，仿真并分析结果。在ADPSS/ETSDAC仿真环境下完成模型搭建后，需要设定好控制目标值。对于并联侧直流电容电压目标值VDCshref在0s至5s期间，为400V，在5s之后为380V。对于并联侧输电线路无功功率目标值Qshref在0s至2s期间为-2kVar，在2s之后为-5kVar。串联侧直流电容电压目标值设定为145V。对于被控线路A相有功功率目标值PrefA在0s至8s期间，为4.1kW，在8s至11秒期间，为4kW，在11s之后为3.8kW；被控线路B相有功功率目标值PrefB在0s至8s期间，为4.1kW，在8s至11秒期间，为4.4kW，在11s之后为4.2kW；被控线路C相有功功率目标值PrefC在0s至8s期间，为4.1kW，在8s至11秒期间，为4.4kW，在11s之后为4.2kW。对于被控线路A、B、C三相的无功功率目标值Qref分别均始终为-1kVar。
设定好目标值后，开始进行仿真实验，1s时将并联侧投入，并联侧直流电容按照设定的并联侧直流电容电压目标值建压，三相变流器发出调节输出的无功功率，使得并联侧输电线路无功功率，在0s至2s期间稳定在-2kVar附近，在2s之后稳定在-5kVar附近，通过维持并联侧输电线路无功功率的稳定，间接达到了控制并联侧母线电压恒定的控制目标，如图11(a)所示；并联侧直流电容电压，在0s至5s期间，稳定在400V附近，在5s之后稳定在380V附近，达到了分布式潮流控制器并联侧控制的控制目标之一，如图11(b)所示；2.5s至5s期间，分布式潮流控制器串联侧变流器并未投入到功率调节的状态，只是利用线路上的三次谐波为其直流电容建压，串联侧直流电容电压上升，经过2.5s的调节过程串联侧直流电容电压稳定在145V附近，串联侧变流器吸收三次谐波有功功率维持直流电容电压为恒定值，这达到了串联侧控制的一个目标，如图11(c)所示；5s时，将分布式潮流控制器串联侧变流器投入到功率调节状态，ABC三个单相串联侧分别开始按照各自的有功功率调节的指令、无功功率调节的指令发出基波，A相有功功率经过0.3s的调节过程由初始潮流3.81kW调节至4.1kW，B相有功功率经过0.3s的调节过程由初始潮流3.81kW调节至4.1kW，C相有功功率经过0.3s的调节过程由初始潮流3.81kW调节至4.1kW，三相的无功功率基本稳定在-1kVar附近；8s时，线路有功功率进行第二次调节，经过0.4s的过渡过程，A相有功功率由4.1kW下降至4kW，B相有功功率由4.1kW升高至4.4kW，C相有功功率由4.1kW升高至4.4kW，三相的无功功率基本稳定在-1kVar附近；11s时线路有功进行第三次调节，经过0.6s的调节过程A相有功功率由4kW下降至3.8kW，B相有功功率由4.4kW降低至4.2kW，C相有功功率由4.4kW降低至4.2kW，三相的无功功率基本稳定在-1kVar附近。A相线路有功功率变化的仿真波形如图11(d)所示，A相线路无功功率变化的仿真波形如图11(e)所示；B相线路有功功率变化的仿真波形如图11(f)所示，B相线路无功功率变化的仿真波形如图11(g)所示；C相线路有功功率变化的仿真波形如图11(h)所示，C相线路无功功率变化的仿真波形如图11(i)所示。
从上面的仿真结果可以看到，线路末端的有功功率、无功功率均能够较好的跟随有功需求的指令、无功需求的指令进行变化，除却超调，有功功率的波动率在3％以内，无功功率基本稳定在目标值附近；串并联侧直流电容电压在功率变化期间能基本保持恒定，电压的波动率在2％以内，与理论值基本一致。
以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明是形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。
Claims (2)
1.一种基于ADPSS的分布式潮流控制器建模及仿真方法，其特征在于，包括如下步骤：
1)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下搭建双回线输电系统仿真模型，送电端电压为Vs，受电端电压为Vr，输电线路首末端的Y-△变压器分别为T1和T2，第一输电线路的阻抗为XL1，第二输电线路的阻抗为XL2，其中第一输电线路上装有分布式潮流控制器串联侧变流器模型，并联侧三相变流器与送电端通过变压器Tsh相连；
2)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用UDM功能，采用等效电压源，搭建串联侧变流器等效数学模型，串联侧变流器等效数学模型一方面用于在并联侧发出三次谐波，使其自身直流电容电压能够维持稳定，另一方面用于根据系统对基频有功功率需求的响应，来产生相应的基频电压，从而控制线路有功功率；
搭建串联侧变流器等效数学模型具体包括以下步骤：
2.1)分别将接入在被控线路的各相中的串联侧变流器等效为一个单相基波可控电压源和一个单相三次谐波可控电压源串联而成的等效数学模型；由于每一相的串联侧变流器的等效数学模型搭建过程都相同，因此以其中的某一相为例，建立串联侧变流器等效数学模型；
2.2)串联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
由于串联侧变流器向系统注入的电压Vse存在基波和三次谐波两种频率的电压分量，因此Vse表示为：
其中，为串联侧变流器向系统注入的基波电压，为串联侧变流器向系统注入的三次谐波电压；将分解成与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制所在输电线路的潮流；将分解成与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量和与输电线路三次谐波电流垂直的纵轴分量通过改变和的幅值，控制调节串联侧的三次谐波有功功率和无功功率；
串联侧变流器向系统注入的电压分量与串联侧直流电容电压的数学关系如下所示：
式中kse为串联侧耦合变压器的变比，θse1、θse3、mse1、mse3分别为控制器产生的串联侧基波的相角、三次谐波的相角、基波的调制比信号、三次谐波的调制比信号，Vse,dc为串联侧直流电容电压；
串联侧吸收的有功功率Pse表示为：
式中为串联侧产生的基波电压与线路基波电流的相角差，为串联侧产生的三次谐波电压与线路三次谐波电流的相角差，I1、I3分别为输电线路上的相电流的基波、三次谐波的电流分量；
忽略变流器开关和耦合变压器损耗，串联侧变流器吸收的有功功率Pse用串联侧直流电容储存的功率Pdc表示，得到如下所示的功率平衡方程：
Pse＝Pdc (5)
综合上面的关系式，推导出单相串联侧变流器等效数学模型如下所示：
2.3)完成了单相串联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，进行控制方案的设计，包括单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型的搭建、单相串联侧变流器直流电容电压控制模型的搭建：
2.3.1)搭建三个单相串联侧变流器有功功率无功功率控制模型，各相有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3分别和各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3进行比较得到误差信号ΔP1、ΔP2、ΔP3，各相无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3和各相线路上实际的无功功率Q1、Q2、Q3进行比较得到误差信号ΔQ1、ΔQ2、ΔQ3，误差信号分别经过PI控制器之后，最终得到与首端母线电压同相的横轴分量和与首端母线电压垂直的纵轴分量再经过幅值与相角的计算，就得出三个单相串联侧基波可控电压源分别需要的电压幅值Vse1A、Vse1B、Vse1C和电压相角θse1A、θse1B、θse1C，使得各相线路上实际的有功功率P1、P2、P3和无功功率Q1、Q2、Q3分别稳定在有功功率的目标值Pref1、Pref2、Pref3和无功功率的目标值Qref1、Qref2、Qref3附近；
2.3.2)搭建三个单相串联侧变流器直流电容电压控制模型，给定串联侧直流电容电压目标值为VdcSEref，分别与三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC比较得到误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC，误差信号ΔVdcSEA、ΔVdcSEB、ΔVdcSEC分别通过PI控制器之后，最终得到与输电线路中三次谐波电流同相的横轴分量即用来控制的有功分量并保持无功分量的幅值始终为0，再经过幅值与相角的计算，得到三个单相串联侧三次谐波可控电压源所需要的电压幅值Vse3A、Vse3B、Vse3C和电压相角θse3A、θse3B、θse3C，使得三个单相实际值VdcSEA、VdcSEB、VdcSEC稳定在目标值VdcSEref附近；
3)在ADPSS/ETSDAC仿真环境下利用UDM功能，采用MMC平均值模型，搭建并联侧变流器等效数学模型，并联侧由于只表现基波等效电压源的特性，因此只搭建并联侧三相变流器部分，从外特性上来看，相当于搭建一个MMC-STATCOM平均值模型；
搭建并联侧变流器等效数学模型具体包括以下步骤：
3.1)并联侧系统无功功率Qsh和并联侧直流电容电压VdcSH是并联侧变流器等效数学模型的控制目标，根据并联侧桥臂子模块个数N，将DPFC并联侧三相变流器的6个桥臂输出等效为6个可控电压源，结合最近电平逼近策略给出可控电压源需要的信号，MMC平均值模型在得出每相上下桥臂的投入子模块个数后，乘以每个子模块的平均电压uc，即VdcSH/N，N为并联侧桥臂子模块个数，得到6个可控电压源的电压输出；
3.2)并联侧等效数学模型数学关系的推导，具体如下：
分布式潮流控制器并联侧变流器在abc坐标系下的数学模型，如式(7)所示：
式中L＝lt+ls/2，ua、ub、uc和ia、ia、ia分别表示并联侧交流系统的三相交流电压和三相交流电流，ea、eb、ec分别为并联侧变流器的三相交流输出电压，rt、lt分别为并联侧换流变压器的等效电阻和等效电感，ls为并联侧变流器的桥臂电感；
设定j＝a,b,c，对于某j相的上桥臂和下桥臂电路进行数学分析，得到：
式中，Vj上桥臂、Vj下桥臂分别为某j相的上、下桥臂对应的可控电压源需要的输出电压信号，将式(8)中的两式相加，即得到ej的表达式为：
公式(7)和(9)是并联侧变流器对于三相静止坐标系的动态数学模型，描述了其并联侧变流器的动态特性，但是正弦形式的交流并不适合控制器的设计，因此对公式(7)进行dq轴坐标变换，经整理得到并联侧变流器在dq轴下的数学模型：
式中ud、uq分别为并联侧接入点电压在dq轴坐标系下的d轴分量和q轴分量，ed、eq分别为并联侧可控输出电压的d轴分量和q轴分量，id和iq分别为流入并联侧变流器的电流的d轴和q轴分量，ω为并联侧交流系统的角频率，公式(10)即为并联侧变流器等效数学模型；
3.3)完成了并联侧变流器等效数学模型数学公式的推导之后，进行控制方案的设计，包括并联侧直流电容电压控制模块的搭建、并联侧系统无功功率控制模块的搭建、最近电平逼近控制模块的搭建：
3.3.1)首先搭建并联侧直流电容电压控制模块，该模块由直流电容电压外环控制模块和d轴内环电流控制模块两个部分组成：
设计直流电容电压外环控制模块，通过给定并联侧直流电容电压目标值VdcSHref，和实际测得的并联侧直流电容电压VdcSH进行比较得到误差信号ΔVdcSH，然后误差信号ΔVdcSH通过外环PI控制器得到d轴电流分量参考值Idref；
设计d轴内环电流控制模块，通过直流电容电压外环控制模块给出的d轴电流分量参考值Idref，和实际测得的d轴电流分量Id进行比较得到误差信号ΔId，然后误差信号ΔId通过内环PI控制器得到d轴电压分量Vd；
3.3.2)然后搭建并联侧系统无功功率控制模块，该模块由无功功率外环控制模块和q轴内环电流控制模块两个部分组成：
设计无功功率外环控制模块，通过并联侧系统无功功率目标值Qshref和并联侧系统无功功率Qsh进行比较得到误差信号ΔQsh，然后误差信号ΔQsh通过外环PI控制器得到q轴电流分量参考值Iqref；
设计q轴内环电流控制模块，由无功功率外环控制模块给出的q轴电流分量参考值Iqref，和实际测得的q轴电流分量Iq进行比较得到误差信号ΔIq，然后误差信号ΔIq通过内环PI控制器得到q轴电压分量Vq；
3.3.3)最后搭建最近电平逼近模块，理想情况下，不计控制器计算时间和触发延迟，并且忽略子模块的电容电压波动，子模块的电容电压均为uc，即为VdcSH/N，根据最近电平逼近的原理，将从并联侧直流电容电压控制模块得到的d轴电压分量Vd、并联侧系统无功功率控制模块得到的q轴电压分量Vq，经过派克反变换得到三相调制电压Varef、Vbref、Vcref，根据并联侧桥臂子模块个数N，计算得到并联侧变流器的上、下桥臂参考电压，再分别除以子模块的电容电压uc，然后取整，则得到各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数；
由于子模块的电容电压均为uc，根据各相上桥臂、下桥臂需要投入的子模块个数，计算得到并联侧三相变流器6个桥臂对应的6个可控电压源需要的输出电压信号，即Va上桥臂、Va下桥臂、Vb上桥臂、Vb下桥臂、Vc上桥臂、Vc下桥臂，从而使Qsh稳定在目标值Qshref附近，并且使VdcSH稳定在目标值VdcSHref附近。
2.根据权利要求1所述的基于ADPSS的分布式潮流控制器建模及仿真方法，其特征在于，上述步骤3.3.1)中设计直流电容电压外环控制模块时，如果VdcSH低于VdcSHref，外环PI控制器增大Idref，通过对并联侧直流电容充电从而升高并联侧直流电容电压；如果VdcSH高于VdcSHref，外环PI控制减小Idref，通过对并联侧直流电容放电从而降低并联侧直流电容电压；在变流器的容量范围内，并联侧直流电容电压VdcSH被控制在目标值VdcSHref附近。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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