CN103733504B - Pm马达的无位置传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

永磁马达的无位置传感器控制装置中的推定相位，在低速区域无法正确地推定。设置感应电力运算部，输入零电压矢量期间中的γ‑δ坐标下的电流检测值和电流微分信息，运算速度电动势e_γ、e_δ。将所运算出的速度电动势e_γ、e_δ输入旋转速度推定部而求出推定速度ω^，通过对该推定速度进行时间积分而计算出推定相位θ^。

Description

PM马达的无位置传感器控制装置

技术领域

本发明涉及PM马达的无位置传感器控制装置，涉及能够在PM马达低速运行时根据电流利用微分信息来推定感应电压、并利用该推定电压来推定旋转速度/磁极位置的无传感器控制装置。

背景技术

伴随着磁铁的性能提高，以无制动（阻尼）绕组的永磁铁为励磁源的同步电动机（下面称为PM马达）供于实用。在伺服用途等中，为了对该PM马达进行可变速控制，需要转子磁极的位置信息。但是，在检测该位置信息的传感器中大多内置有半导体元件等电子部件，并且小型传感器的机械强度低等，在耐环境性、耐久性上存在课题。

因此，在不要求高的位置控制精度、响应性的用途中，期望通过应用无位置传感器控制法与控制性能相比更进一步改善可靠性，目前为止开展了很多研究，其中该无位置传感器控制法不使用位置传感器而根据逆变器的电压、电流信息来推定磁极位置。

如果要大致地区分该无位置传感器控制方式的原理，则有下面的两种。

其一是推定通过励磁磁铁的磁通所产生的速度电动势分量的方法。该方法根据逆变器输出的电压、电流的基波分量来推定基于马达的励磁磁通的速度电动势。能够以励磁轴（d轴）与其正交轴（q轴）的电感分量相等这样的非凸极机特性、以及各轴的电感不相等的凸极机特性这样的观点对PM马达进行分类，而该方法能够应用于这两种特性，因此该方法的优点是能够利用于所有PM马达。但是，在旋转速度低的区域速度电动势变小。通常的逆变器通过利用了PWM调制方式的电压控制向马达提供电力，但是在检测逆变器输出电压的情况下，存在难以根据包含高频分量的PWM波形来正确且高速地检测基波分量的电压的问题。

还有将应用PWM调制的前阶段中的电压指令应用为电压检测信息的替代的方法。该方法存在死区时间、开关元件的动作延迟时间等导致的电压误差的影响。因此相对PM马达的速度下降而速度电动势逐渐变小而言，该电压误差量并未减少，因此相对来说不能忽略，正确的无位置传感器控制变得困难。

另一个方法是通过对逆变器的输出电压、电流分量重叠高频分量来测量电感并推定磁性的凸极轴。

如果是具有在d轴与q轴的电感之间有差异的凸极性的PM马达，则该方法能够通过持续地逐次测量各轴分量的电感来推定励磁磁极轴的相位。但是，该方法不能应用于非凸极机特性的PM马达，除此之外，励磁磁极轴（d轴）存在N极和S极这两种极性，所以为了判别它们还需要在控制中追加利用了磁饱和等的附加磁极判别法。

也就是说，前者的推定电动势的方法在低速域不能正确地进行动作，而后者的重叠高频的方法中虽然能够进行低速域中的动作，但是能够应用的马达受限，不能应用于具有非凸极机特性的情况、磁饱和少的PM马达。

非专利文献1：M.Janson,L.Harnefors,O.Wallmark,andM.Leksell:“Synchronization at Startup and Stable Rotation Reversalof Sensorless Nonsalient PMSM Dri_ves”,IEEE Trans.IE,Vol.53,No.2,pp.379-387（2006）

非专利文献2：L.Harnefors,M.Janson,R.Ottersten,andK.Pietilainen,“Unified Sensorless Vector Control of Synchronousand Induction Motors”IEEE Trans.Ind.Electron.,Vol.50,No.1,pp.153-160,Feb.2003,

发明内容

作为低速的无位置传感器控制方式有非专利文献1，使用图6所示的控制块来进行无传感器控制。非专利文献1所示的控制方式基本上是电动势推定方式的一种，推定方式的原理记载于非专利文献2中，利用图6所示的用虚线包围的旋转速度推定部来进行推定。

即，从电压指令值Vs中减去电流指令i_ref与马达常数Rs+jω₁Ls之积即绕组的电阻分量和电枢反作用分量的电压下降分量，求出感应电压e。对作为d轴的控制基准轴设定在无位置传感器控制的内部推定出的励磁磁极相位，将该基准轴视为实际轴。并且求出所述的感应电压e的虚部分量而设为q轴的感应电压eq、另外求出实部而设为d轴感应电压ed。用将与推定角速度ω₁相对应的增益λs与ed相乘得到的值对该控制基准轴的各分量中的eq电压分量进行校正，然后将该感应电压除以磁通Ψm而利用于速度的推定。实际上，因为存在干扰、经由位置推定和旋转坐标变换而反馈到eq电压分量的项，所以进行限制宽带的低通滤波以避免由于该环而发生振荡，之后推定推定角速度ω₁。

图6所示的方式的特征点在于，即使在零速度附近将正转和反转错误地推定为相反的旋转方向，也自动地将推定速度修正到正常的旋转方向。但是，在例如用输入到以往的PWM调制中的电压指令Vs来替代电压信息的方式中，如果没有恰当地应用与死区时间误差、开关元件的开关延迟等导致的电压误差有关的对策，则即使存在旋转方向的推定错误的情况下也不能立刻进行检测，如果没有达到某种程度的反转速度则不能回到正常旋转方向。

本发明的目的在于提供一种PM马达的无位置传感器控制装置，即使像这样的电压指令与实际电压之间存在电压误差，也将能够恢复为正常旋转方向的速度的下限扩展到更低的速度，进而即使在低速下也能够进行正确的位置推定。

根据本发明的一个观点，在PM马达的无位置传感器控制装置中，根据速度指令和推定速度生成电流指令，根据该电流指令和通过旋转坐标变换部检测出的γ-δ坐标的电流检测值生成电压指令，经由逆旋转坐标变换部以及由PWM调制模式所控制的逆变器来控制PM马达，其特征在于，

输入零电压矢量期间中的γ-δ坐标下的所述电流检测值i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ而运算速度电动势e_γ、e_δ的感应电压运算部；使用通过感应电压运算部所运算出的速度电动势e_γ、e_δ求出推定速度ω^的旋转速度推定部；对推定速度进行时间积分而计算推定相位θ^，将该推定相位输出到所述旋转坐标变换部和逆旋转坐标变换部而利用为旋转坐标的基准相位。

基于本发明的一个观点的特征在于，感应电压运算部根据下式计算出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式1]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{cc}R& -\widehat{\mathrm{\ω}}L\\ \widehat{\mathrm{\ω}}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

其中，R：绕组电阻，L：绕组电感，d：交链磁通，p：微分算子（d/dt）。

基于本发明的一个观点的特征在于，所述旋转速度推定部根据下式计算出推定速度ω^。

[数式2]

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\mathrm{\α}(\frac{e_{\mathrm{\δ}}-{\mathrm{\λ}}_1\·\mathrm{sgn}\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)\·e_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\φ}}_d}-z^{-1}\·\widehat{\mathrm{\ω}})+z^{-1}\·\widehat{\mathrm{\ω}}$

其中，α=α₀+λ₂|ω^|，α₀为固定值，λ₁、λ₂是正的增益，z^-1是前次的采样值。

根据本发明的其它观点，其特征在于，将所述电流微分检测部设置在旋转坐标变换部的检测电流输入侧，将所述PWM调制模式的零电压矢量期间中所产生的三相电流检测以及其电流微分量输入到旋转坐标变换器，

所述感应电压运算部输入通过旋转坐标变换部进行旋转坐标变换后的所述电流检测值i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ’、pi_δ’，计算速度电动势e_γ、e_δ。

基于本发明的其它观点的特征在于，所述感应电压运算部根据下式计算出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式3]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]=-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}}^{\′}\\ {{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\end{array}\right]$

基于本发明的其它观点的特征在于，所述电流微分信息pi_γ’、pi_δ’是通过旋转坐标变换部变换为固定坐标的正交二轴α、β的电流分量i_α、i_β后，执行微分运算而获得的信息。

根据本发明的另外的其它观点，其特征在于，在所述旋转坐标变换部的输入侧设置校正开关元件的电压下降的电压下降校正部，将所述PWM调制模式的零电压矢量期间中所产生的三相电流检测和来自电压下降校正部的电压下降校正量输入到旋转坐标变换部，

向所述感应电压运算部输入所述电流检测值、电流微分信息以及电压下降校正量来运算速度电动势。

基于本发明的其它观点的特征在于，所述电流微分信息是基于旋转坐标系或者固定坐标系的任意一个坐标系的信息。

基于本发明的其它观点的特征在于，所述感应电压运算部根据下式计算出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式4]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ce\γ}}\\ v_{\mathrm{ce\δ}}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

其中，vce_γ、vce_δ：电压校正量。

基于本发明的其它观点的特征在于，所述感应电压运算部根据下式计算出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式5]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ce\γ}}\\ v_{\mathrm{ce\δ}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}L\\ \mathrm{\ω}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

基于本发明的其它观点的特征在于，所述电流微分信息作为零电压矢量期间中的载波顶点前后2点的电流采样值的差分运算值而输入到所述旋转坐标变换部。

基于本发明的另外其它观点的特征在于，关于所述电流微分信息，将对零电压矢量期间中的载波顶点和底边间的电流采样值的移动平均值进行微分而得到的值输入到所述旋转坐标变换部。

基于本发明的其它观点的特征在于，使用与三相检测电流值相对应的表格数据求出所述电压下降校正部中的电压下降校正量，针对三相的各相的每相单独地、且针对正负的每个电流极性单独地设定表格数据。

如以上所述，根据本发明，使用零电压矢量期间中的γ-δ坐标的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ计算出推定相位θ^。由此，能够进行排除了死区时间的影响的感应电压的推定，并且获得直至更低速都能够实现正常的无位置传感器控制等的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的控制装置的结构图。

图2是表示本发明的其它的实施方式的控制装置的结构图。

图3是表示本发明的其它的实施方式的控制装置的结构图。

图4是本发明的电流采样的说明图。

图5是本发明的仿真结果的波形图。

图6是以往的PM马达的无传感器控制装置中的结构图。

具体实施方式

本发明向感应电压运算部输入所检测到的电流信号和电流微分信息而运算速度电动势，并根据该速度电动势来求出推定磁极相位。下面，根据各实施例来详细叙述。

实施例1

图1示出表示本发明的第1实施例的无位置传感器控制装置的框图。1是被PWM控制的逆变器，2是PM马达，这里将实机的PM马达的N极的励磁轴定义为d轴，与此相对将在正转方向前进90゜的相位设为q轴。但是，由于没有位置传感器，所以不能直接检测出该d轴和q轴。因此，将通过磁极推定而假想的N极轴定义为γ轴、将在旋转方向前进90゜电角度的相位定义为δ轴。

3是旋转坐标变换部，输入通过电流传感器所检测出的3相电流i_u、i_v、i_w而坐标变换为作为推定轴的i_γ、i_δ。进行坐标变换后的电流信号i_γ、i_δ被分别输入到电流微分检测部4、感应电压运算部5以及电流控制部9。在电流微分检测部4中，检测零电压矢量期间中的γ-δ轴电流的变化量pi_γ、pi_δ，并输入到感应电压运算部5。在感应电压运算部5中，使用所输入的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ而如后所述地运算速度电动势e_γ、e_δ。6是旋转速度推定部，7是积分器，对通过旋转速度推定部6得到的推定速度进行积分而运算推定磁极位置θ^，并输出到旋转坐标变换部3和逆旋转坐标变换部10。8是速度控制部，9是电流控制部。

接着说明基本的动作。

在速度控制部8中，根据速度指令ω*和速度推定ω^的输入信息而输出与转矩指令相当的δ轴分量的电流指令i_δ*。该电流指令i_δ*和γ轴的任意的电流指令i_γ*被输入到电流控制部9。对电流控制部9输入经由旋转坐标变换部3变换为旋转坐标的电流信号i_γ、i_δ，在电流控制部9中对这些电流指令i_δ*、i_γ*以及电流信号i_γ、i_δ进行比较而进行反馈运算，输出以推定磁极轴为基准的旋转坐标（γ‐δ坐标）的电压指令v_γ*、v_δ*。该电压指令v_γ*、v_δ*通过进行与旋转坐标变换部3相反的动作的逆旋转坐标变换部10进行向固定坐标的逆旋转变换、2相3相变换等，作为三相交流的电压指令v_u、v_v、v_w而输入到逆变器1。在逆变器1中，通过PWM调制对三相电压指令v_u、v_v、v_w进行电力放大并输出大致等效的电压。

以上是在有位置传感器和没有位置传感器的情况下都共用的控制块。

接着说明无位置传感器控制的部分。

电流微分检测部4检测零电压矢量期间中的γ-δ轴电流的变化量pi_γ、pi_δ。γ-δ轴电流通过根据三相电流检测i_u、i_v、i_w进行旋转坐标变换而获得，但是作为旋转坐标变换方法有通过模拟乘法器、模拟的加减法器等实现信号变换的基于连续信号的方法、在通过模拟/数字变换器（A/D变换器）将三相电流检测i_u、i_v、i_w变换为数字信号之后通过CPU等的数字变换器执行信号变换部的运算的基于离散信号的方法。

在本实施例中只要检测出作为变化量的电流微分信息pi_γ、pi_δ即可，旋转坐标变换方法可以是任意的方法，但是例如在模拟变换的情况下，对旋转坐标变换后的信号应用了模拟微分器，通过对零电压矢量期间中的电流微分分量进行采样保持来获得变化量pi_γ、pi_δ。另外，在利用了A/D变换器的情况下，在零电压矢量期间中在多个时刻对电流进行采样并由信号变换部进行变换，能够根据多个时刻的离散电流值通过差分近似来获得微分分量。利用通过任意的方法所获得的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息（变化量）pi_γ、pi_δ来构成无位置传感器控制。

这里，若定义表现基本的PM马达的特性的方程式，则在将实机的N极轴设为d轴的以电角度表示的正交坐标系（d-q坐标）中，PM马达的电压方程式成为（1）式。

[数式6]

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pL}& -\mathrm{\ω}L\\ \mathrm{\ω}L& R+\mathrm{pL}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\mathrm{\ω}\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\φ}}_d\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，vd、vq：d、q轴电压，id、iq：d、q轴电流，R：绕组电阻，L：绕组电感，d：通过磁铁的产生磁通交链到定子绕组的磁通分量，ω：转子角速度（电角度，ω=dθ/dt）、θ：转子磁极位置（电角度），p：微分算子（d/dt）。

在本发明中将具有非凸极特性的PM马达设为控制对象，因此将d轴与q轴的电感分量视为相等并以共用的系数表现。

接着，在以推定相位θ^为基准的γ-δ坐标中，考虑与实际相位θ之间的误差相位（轴误差）θe=θ-θ^而通过（2）式进行处理。这里，假定为马达的阻抗、基于永磁铁的交链磁通等获得了真值，并使用了与（1）式相同的变量。另外，在速度推定ω^与推定相位θ^之间存在ω^=θ^/dt的关系。

[数式7]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\widehat{\mathrm{\ω}}L\\ \widehat{\mathrm{\ω}}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+L\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]---\left(2\right)$

在（2）式中假定为轴误差θe自身的时间变化少，从而忽略了该轴误差的微分项。另外，在（2）式中零电压矢量期间中的γ-δ坐标的电流微分信息pi_γ、pi_δ是对通过推定相位θ^对检测电流i_γ、i_δ逐次进行旋转坐标变换后的值进行微分而得到的。

零电压矢量期间中的逆变器的输出电压是v_γ=0、v_δ=0，因此将（2）式的左边置为零，进而若变形为求出永磁铁的交链磁通d所致的速度电动势e_γ、e_δ的式子则成为（3）式。

[数式8]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{cc}R& -\widehat{\mathrm{\ω}}L\\ \widehat{\mathrm{\ω}}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

根据表示该零电压矢量期间中的速度电动势e_γ、e_δ的（3）式推定出磁极位置。（4）式在速度推定式中应用了离散系的一阶滞后。另外，该一阶滞后的频带如（5）式那样通过速度推定ω^=θ^/dt而可变。

[数式9]

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\mathrm{\α}(\frac{e_{\mathrm{\δ}}-{\mathrm{\λ}}_1\·\mathrm{sgn}\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)\·e_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\φ}}_d}-z^{-1}\·\widehat{\mathrm{\ω}})+z^{-1}\·\widehat{\mathrm{\ω}}---\left(4\right)$

[数式10]

$\mathrm{\α}={\mathrm{\α}}_0+{\mathrm{\λ}}_2\left|\widehat{\mathrm{\ω}}\right|---\left(5\right)$

这里，α₀是固定值、λ₁、λ₂是正的增益、z^-1是前次的采样值，图1所示的旋转速度推定部6根据（4）、（5）式计算出推定速度ω^、并经由积分器7而输出推定相位θ^。即，在感应电压运算部5中，通过（3）式根据零电压矢量期间中的γ-δ坐标的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ输出零电压矢量期间中的速度电动势e_γ、e_δ。旋转速度推定部6使用所输入的速度电动势e_γ、e_δ执行（4）、（5）式的运算，并输出推定速度ω^。在积分器7中，对推定速度ω^进行时间积分而计算出推定相位θ^，并输出到旋转坐标变换部3和逆旋转坐标变换部10而利用为旋转坐标的基准相位。

根据该实施例，在利用进行PWM调制的逆变器来驱动具有非凸极特性的PM马达的情况下，使用零电压矢量期间中的γ-δ坐标的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ而计算出推定相位θ^。由此，能够进行排除了死区时间的影响的感应电压的推定，直至更低速都能够实现正常的无位置传感器控制。

实施例2

图2表示了第2实施例，与图1所示的第1实施例的不同点在于在固定坐标系中设置电流微分检测部11而获得电流微分信息pi’_γ、pi’_δ。

在实施例1中，为了正确地获得电流微分信息，旋转坐标变换所使用的推定相位θ^也必须是连续系的值。因此，在将三相电流信号进行A/D变换而变换为数字值的情况下，旋转坐标变换所使用的推定相位θ^也需要逐次更新，从而运算量增多。该实施例2考虑了这一点，通过构成为以固定坐标系来获得电流微分信息pi’_γ、pi’_δ，从而变得不需要逐次更新推定相位θ^，能够执行简单的运算。

具体地说，只要在运算零电压矢量期间中的速度电动势e_γ、e_δ的时刻对零电压矢量期间中的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi’_γ、pi’_δ进行采样即可，坐标变换也只要在该零电压矢量期间执行即可。由此，执行运算的CPU、数字电路中的运算时间变短，获得即使电路动作慢也能够应用这样的优点。

此外，在图2中显示为对三相电流检测i_u、i_v、i_w直接进行微分，但是作为该微分运算的构成方法既能够由模拟信号来实现也能够由数字信号来实现，主要是与最终求出零电压矢量期间中的速度电动势e_γ、e_δ所需的γ-δ坐标的电流微分信息pi’_γ、pi’_δ相当的信息即可。例如，也可以如下：先进行3相2相变换而变换为固定坐标系的正交二轴（αβ坐标）的电流信号i_α、i_β，之后执行微分运算，然后调换运算顺序以应用旋转坐标变换。

接着说明在应用了图2中的电流微分信息pi’_γ、pi’_δ的情况下的速度推定。

以定子绕组为基准的固定坐标系中的PM马达的电压方程式成为（6）式。

[数式11]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& 0\\ 0& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\α}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]---\left(6\right)$

这里，v_α、v_β：α、β轴电压，i_α、i_β：α、β轴电流，R：绕组电阻，L：绕组电感，_d：磁铁的交链磁通，ω：转子角速度（电角度），θ：转子磁极位置，p：微分算子。

在（1）式中以旋转坐标系进行了处理，因此右边第1项的阻抗矩阵内由于通过电枢电流所产生的磁通而存在与速度电动势相当的项ω^L，但是在（6）式中以固定坐标系进行了处理，因此不存在该分量，由此运算式变得更简单。

在严格地将固定坐标系中的微分分量变换为以角速度ω进行旋转的旋转坐标的情况下，在矢量分析上必须定义与αβ坐标系正交的速度矢量并应用如下所述的变换式。即在还考虑了利用于旋转坐标变换的相位变化的严格的微分系中，需要注意电枢反作用磁通的速度电动势项。

pi_（d，q）+ω×i_{（α，β）}=pi_{（α，β）}

但是，图2的旋转坐标上的电流微分信息pi’_γ、pi’_δ是以某时刻的推定相位角θ^对在固定坐标上微分后的值进行旋转坐标变换而得到的信息，并未包含进行旋转坐标变换的时刻的相位的变化项。

若说明以离散系计算上述的内容的例子，则如下所述。

在离散系中，在以差分对αβ轴电流的微分运算进行近似的情况下能够用下式进行计算。

[数式12]

这里，t、t+△T表示在相同的零电压矢量期间内具有时间差△T的两次电流采样时刻。另外，△i_α、△i_β表示该时间间隔的电流差分。

为了对利用电流差分△i_α、△i_β进行近似而得到的微分分量进行旋转坐标变换，计算与时刻t和时刻t+△T的中间时刻相当的推定相位角θ^，并利用它来进行旋转坐标变换。即，因为电流差分△i_α、△i_β中已经包含了ω×i_{（α，β）}的项，所以在旋转坐标变换中也可以不考虑推定相位角θ^的变化量。

由此，电流微分分量的pi’_γ、pi’_δ的物理意义就变得与（2）式不同，因此需要替代地以（8）式来进行处理。在以推定相位角θ＾为基准的γ-δ坐标中，考虑与实际相位θ的误差相位θe=θ-θ^以（8）式进行处理。

[数式13]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=L\·\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}}^{\′}\\ {{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\end{array}\right]+R\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]---\left(8\right)$

后面与实施例1相同，设为误差相位θe的变化小，从而忽略该微分项。

在零电压矢量期间中将（8）式的左边置为零，当变形为感应电压式的计算式时成为（9）式。

[数式14]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\φ}}_d\·\left[\begin{array}{c}-{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]=-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}}^{\′}\\ {{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\end{array}\right]---\left(9\right)$

图2示出使用（9）式来推定感应电压，并与实施例1同样地推定旋转速度以及磁极位置的结构。

在说明微分分量的物理意义时以离散系的例子说明了固定坐标信息，但是这是由于与以模拟系进行说明相比，以离散系进行说明时更能够明确表示没有相位变化，所以才使用的，为了与实施例1相同地实现电流微分、旋转坐标变换，当然可以利用模拟运算电路或者数字电路中的任意一个。因而，在实施例2中电流微分运算不限于离散系。

根据该实施例2，以旋转坐标系进行与电流微分相当的运算，所以只要是仅在感应电压运算周期内实施旋转坐标变换即可。但是，虽然增加为电流检测和电流微分这样的两倍的坐标变换，但是与逐次进行旋转坐标相比还是能够更简化。

实施例3

在实施例1、2中，利用零电压矢量期间中的电流微分来计算出感应电压。因为检测逆变器所使用的开关元件未进行动作的期间内的电流变化，因此实施例1、2具有如下特征：不受死区时间、开关元件的动作延迟等的影响。但是，在严格地通过IGBT、二极管等半导体元件实现开关元件并构成逆变器的情况下，因为存在各元件的电压下降量，所以在零电压矢量期间中逆变器输出电压也不会成为零。

该实施例考虑这一点而构成为图3所示的那样。

通常，开关元件的电压下降分量与电流有关系，因此根据三相各相的电流分量的检测值来推定半导体元件的电压下降量并进行校正。

在图1、图2所示的任何实施例中都能够应用该实施例，但是在图3中示出适用于图2的情况。

在图3中，12是电压下降校正部，输入三相电流检测i_u、i_v、i_w，根据各相的电流分量的检测值从表格数据中求出半导体元件的电压下降量的电压校正量vceu（i_u）、vcev（i_u）、vcew（i_u）。而且，由（10）式变换到推定相位的旋转坐标系并变换为电压校正量vce_γ、vce_δ。

[数式15]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ce\γ}}\\ v_{\mathrm{ce\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \widehat{\mathrm{\θ}}& \sin \widehat{\mathrm{\θ}}\\ -\sin \widehat{\mathrm{\ω}}& \cos \widehat{\mathrm{\θ}}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ceu}}\left(i_u\right)\\ v_{\mathrm{cev}}\left(i_u\right)\\ v_{\mathrm{cev}}\left(i_i\right)\end{array}\right]---\left(10\right)$

并且，在感应电压运算部5中，对（9）式施加该电压校正量vce_γ、vce_δ的校正，从而修正为（11）式，并输出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式16]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ce\γ}}\\ v_{\mathrm{ce\δ}}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]---\left(11\right)$

此外，在图1所示的实施例1中进行电压分量的校正的情况下，感应电压运算部5代替（3）式而执行（12）式的运算，求出速度电动势e_γ、e_δ。

[数式17]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{ce\γ}}\\ v_{\mathrm{ce\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}L\\ \mathrm{\ω}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]---\left(12\right)$

根据该实施例，通过考虑至半导体开关元件的电压下降分量来进行电动势推定，从而直至更低速都能够正常进行控制。另外，所推定的速度/磁极位置的精度得到提高，还能够减小以元件的电压下降为起因的推定速度、磁极位置的6f脉动分量。

实施例4

在实施例3中，通过校正半导体开关元件的电压下降分量，能够进行直至更低速的稳定动作。但是，如果在逆变器的主电路元件的特性中存在偏差，则存在无法进行基于电压下降校正部12的正确的电压校正的可能性。另外，关于计算电压校正量vce_γ、vce_δ、基于绕组电阻R的电压下降分量的电流分量，如果与电流微分信息的时间匹配不正确则也成为电压误差的主要原因。

因此，在实施例4中设为基于统计处理的误差降低方法、以及考虑电流采样时刻等来减少电压误差原因。

此外，该实施例确定为离散系。

在图4中，S0～S7是电流的采样时刻、TS是电流的采样周期。

考虑在1个载波周期内执行S0～S7的8次电流采样的情况。在低速的情况下电压指令vu、vv、vw的振幅小，三相逆变器的开关元件的动作集中在三角波载波的中间附近的S1～S3的期间、以及S5～S7的期间。因此，成为S3与S5之间三相都是导通状态、以及S7～S9之间三相都是截止状态这样的两种零电压矢量期间。因此，在该两种零电压矢量期间中，如S3和S5、或者S7和S9那样进行2次电流采样以及A/D变换。

例如，若将在S3和S5的时刻检测出的电流设为I3、I5，则与此时的电流的微分相当的差分运算值△I成为（13）式。

[数式18]

$\mathrm{\ΔI}=\frac{I5-I3}{2\mathrm{Ts}}---\left(13\right)$

关于该电流的微分运算，在实施例1中在变换为旋转坐标系之后进行差分运算，而在实施例2中在固定坐标系中进行差分运算后进行旋转坐标变换。这样，在实施例4中，进行了与载波同步的多点电流采样，根据需要利用夹着三角波载波的顶点的2点的采样间的数据来进行电流的差分运算。另外，关于电流控制和运算R的电压下降分量的电流值，利用在三角波载波的顶点S0和S4的时刻检测出的PWM载波同步电流采样值。即，关于电流检测及其微分，从与PWM载波同步的多点电流检测中选择所需的部分来利用。

而且，通常的3相逆变器由内置了六个反向导通二极管的IGBT等开关元件来构成3个臂，在两种零电压矢量期间在逆变器内部的开关元件循环的电流路径不同，产生开关元件的偏差导致的电压误差。因此，为了对两种情况进行平均，在（11）式、（12）式的计算中使用在三角波载波形的顶点部分和底部部分采样了的电流的2次的移动平均。由此能够统计地抑制电压误差分量。

另外，关于由电压下降校正部12求出的电压下降分量、R的电压下降分量中所使用的电流的检测值，在三角波载波形的顶点附近的情况下利用最大顶点S0、S3的时刻的电流采样值，而如果是底边部分则利用最小顶点S4时刻的电流采样值即可。但是，能够用S3和S5的电流采样值的平均值来代替S4时刻的电流采样值、并且用S7和S9的电流采样值的平均值来代替S8的电流采样值。

图5表示应用了该实施例4的情况下的仿真结果。该图（a）是速度、（b）是二轴电流分量、（c）是转矩、（d）是实际的磁极位置与所推定出的磁极位置之差。

图5表示在时刻t2使负荷转矩进行了变动、在时刻t6使速度指令进行了变动的情况，通常在使用电动势来进行位置/速度推定的情况下，只能高精度地推定到额定的5～10%左右的速度，但是可知如（d）图所示轴误差θe变得非常少，在5%以下的速度时、从正转向反转的0%速度通过时也能够高精度地推定。

因而，根据该实施例，

（1）取得时间上的匹配，也就是作为电流的检测值使用在载波的顶点和该顶点附近采样得到的电流，并进行微分。

（2）或者用对电流微分进行近似差分的顶点前后的2点电流分量的平均来替代在载波顶点进行同步电流采样而得到的电流值。

由此，能够取得电流微分分量与电压校正量vce、R的电压下降所使用的电流的时间上的匹配，从而降低噪声的影响。

另外，通过采用顶点部和底边部的两种零电压矢量期间的电流检测值的移动平均能够统计地抑制半导体元件的偏差。

实施例5

图3所示的第3实施例中的电压下降校正部12利用表格数据来获得与三相各相的电流分量的检测值相对应的电压下降量。

在实施例5中，在电压下降校正部12中为了计算电压下降分量也使用了表格数据，但是构成为能够针对各相的每相单独地、且针对正负的每个电流极性单独地设定该表格数据。由此，即使有半导体的特性偏差也能够更正确地进行校正。

因而，根据该实施例，通过单独地校正开关元件的特性偏差，能够进行更正确的电压下降分量的校正。

如以上，根据本发明，使用零电压矢量期间中的γ-δ坐标的电流信号i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ来计算出推定相位θ^。由此，能够进行排除了死区时间的影响的感应电压的推定，从而获得直至更低速都能够实现正常的无位置传感器控制等的效果。

Claims (13)

1.一种永磁马达的无位置传感器控制装置，根据速度指令和推定速度生成电流指令，根据该电流指令和通过旋转坐标变换部检测出的γ-δ坐标的电流检测值生成电压指令，经由逆旋转坐标变换部以及被PWM调制模式所控制的逆变器来控制永磁马达，该永磁马达的无位置传感器控制装置的特征在于，

输入零电压矢量期间中的γ-δ坐标中的所述电流检测值i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ、pi_δ来运算速度电动势e_γ、e_δ的感应电压运算部；使用通过感应电压运算部所运算出的速度电动势e_γ、e_δ求出推定速度的旋转速度推定部；对推定速度进行时间积分而计算出推定相位将该推定相位输出到所述旋转坐标变换部和逆旋转坐标变换部而利用为旋转坐标的基准相位。

2.根据权利要求1所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述感应电压运算部根据下式来计算速度电动势e_γ、e_δ，

[数式19]

其中，R：绕组电阻，L：绕组电感，φ_d：交链磁通，p：微分算子(d/dt)，θ_e：推定相位与实际相位的误差相位。

3.根据权利要求1或者2所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述旋转速度推定部根据下式计算推定速度

[数式20]

其中，α₀为固定值，λ₁、λ₂是正的增益，是推定速度的前次的采样值。

4.根据权利要求1所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

在旋转坐标变换部的检测电流输入侧设置电流微分检测部，将所述PWM调制模式的零电压矢量期间中产生的三相电流检测及其电流微分量输入到旋转坐标变换器，

所述感应电压运算部输入通过旋转坐标变换部进行旋转坐标变换后的所述电流检测值i_γ、i_δ和电流微分信息pi_γ’、pi_δ’，计算速度电动势e_γ、e_δ。

5.根据权利要求4所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述感应电压运算部根据下式计算速度电动势e_γ、e_δ。

[数式21]

6.根据权利要求4或者5所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述电流微分信息pi_γ’、pi_δ’是通过旋转坐标变换部变换为固定坐标的正交二轴α、β的电流分量i_α、i_β之后执行微分运算而得到的。

7.根据权利要求1或者4所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

在所述旋转坐标变换部的输入侧设置校正开关元件的电压下降的电压下降校正部，将所述PWM调制模式的零电压矢量期间中所产生的三相电流检测和来自电压下降校正部的电压下降校正量输入到旋转坐标变换部，

对所述感应电压运算部输入所述电流检测值、电流微分信息以及电压下降校正量来运算速度电动势。

8.根据权利要求1或者4所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述电流微分信息是基于旋转坐标系或者固定坐标系中的任意一个坐标系的信息。

9.根据权利要求7所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述感应电压运算部根据下式计算速度电动势e_γ、e_δ，

[数式22]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{ce\mathrm{\γ}}\\ v_{ce\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

其中，v_ceγ、v_ceδ：是将电压下降校正部中求出的电压校正量变换到旋转坐标系而得到的量。

10.根据权利要求7所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述感应电压运算部根据下式计算速度电动势e_γ、e_δ，

[数式23]

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\γ}}\\ e_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=-\left[\begin{array}{c}{v}_{ce\mathrm{\γ}}\\ v_{ce\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}L\\ \mathrm{\ω}L& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]-L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\γ}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]$

其中，v_ceγ、v_ceδ：是将电压下降校正部中求出的电压校正量变换到旋转坐标系而得到的量。

11.根据权利要求9～10中的任意一项所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述电流微分信息作为零电压矢量期间中的载波顶点前后2点的电流采样值的差分运算值而输入到所述旋转坐标变换部。

12.根据权利要求9～10中的任意一项所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

关于所述电流微分信息，将对零电压矢量期间中的载波顶点和底边间的电流采样值的移动平均值进行微分而得到的值输入到所述旋转坐标变换部。

13.根据权利要求9～10中的任一项所述的永磁马达的无位置传感器控制装置，其特征在于，

使用与三相检测电流值相对应的表格数据求出所述电压下降校正部中的电压下降校正量，针对三相的各相的每相单独地、且针对正负的每个电流极性单独地设定表格数据。