JP2005176566A - 単相誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単相誘導電動機の制御装置において、コンバータ回路を用いることなく高調波電流を低減するとともに単相誘導電動機の回転数を制御すること。
【解決手段】交流電源１と、単相誘導電動機２と、交流リアクタ３と、インバータ回路４と、直流平滑用の電解コンデンサ５と、交流リアクタ３に流れる高周波電流を吸収するフィルムコンデンサ６と、交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出手段７と、交流リアクタ３の電流を検出するリアクタ電流検出手段８と、電解コンデンサ５の電圧を検出する直流電圧検出手段９と、インバータ回路４の出力電圧を検出する出力電圧検出手段１０と、インバータ制御回路１１とを備え、交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御することで高調波電流を低減し、交流電源１と９０°位相のずれた無効電流を調整することによって単相誘導電動機２の印加電圧を可変することができ、回転数の制御が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、単相誘導電動機の回転数を制御する制御装置に関するものである。

従来、単相誘導電動機の回転数を制御できるインバータ回路を有する装置においては、交流電源電圧を一度直流電圧に整流してからインバータ回路を介して単相誘導電動機を駆動することから、整流の際に交流電源電圧歪みの原因となる高調波電流を発生していた。そして、この高調波電流を低減する必要から、交流リアクタあるいは直流リアクタとスイッチング素子を組み合わせたコンバータ回路を用いて高調波電流の低減を図る方法が一般的に取られてきた。

例えば従来の単相誘導電動機の制御装置としては、４つのスイッチング素子からなるコンバータ回路と６個のスイッチング素子を用いたインバータ回路から構成されもの（例えば特許文献１参照）がある。

以下、図面を参照しながら従来の単相誘導電動機の制御装置について図１０から図１２を用いて説明する。図１０は特許文献１に記載されている従来の単相誘導電動機の制御装置の回路図を示している。交流電源１は単相の商用交流電源であり、コンバータ回路１９は４個のスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ４から構成されている。平滑コンデンサ２０は直流電圧を平滑するためのものである。インバータ回路４は６個のスイッチング素子Ｑ１からＱ６からなり、２つの電動機巻線２ａと２ｂとからなる単相誘導電動機２を駆動する。ここで単相誘導電動機２の電動機巻線２ａはインバータ回路４の点ＵＶ間に、電動機巻線２ｂはインバータ回路４の点ＵＷ間に設けられる。なお、点Ｕはインバータ用スイッチング素子Ｑ１とＱ２間、点Ｖはインバータ用スイッチング素子Ｑ３とＱ４間、点Ｗはインバータ用スイッチング素子Ｑ５とＱ６間である。

以上のように構成された従来の単相誘導電動機の制御装置において、インバータ回路４の動作タイミング図をＱ１からＱ４のオン、オフ信号と電動機巻線２ａに印加される電圧Ｖｕｖについて図１１に示す。なお、図１１においてＶｄｃは平滑コンデンサ２０の両端電圧を示す。また、図１２は従来の単相誘導電動機の制御装置の制御系を示す。図１２に示す制御系は、周波数指令値ｆを設定する周波数指令設定器２１と、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを演算する電圧指令値演算手段２２と、電圧指令値Ｖに基づきスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ４のオン、オフ制御パルスを出力するコンバータスイッチパターン生成器２３と、周波数指令値ｆに基づきスイッチング素子Ｑ１からＱ６のオン、オフ制御パルスを出力するインバータスイッチパターン生成器２４とで構成される。ここで、電圧指令値演算手段２２では電圧指令値Ｖと周波数指令値ｆとの関係は、図１２に示すように予め定められているので、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを求めることができ、コンバータ回路１９によって入力電流波形を正弦波状に制御しつつ平滑コンデンサ２０の両端電圧を電圧指令値Ｖに制御する。そして、同時にインバータ回路４によって出力周波数を周波数指令値ｆに制御することで図１１に示すような各部の電圧波形が得られ、図１１における電気角θを適切に選定することにより単相誘導電動機２の騒音を低減できるとともに、入力高調波電流の低減と単相誘導電動機２の回転数を制御することが可能となる。
特開平７−４６８８７号公報

しかしながら、前記従来の構成では、交流の入力を直流に変換するためのコンバータ回
路１９が必要なので、回路が複雑で損失と発生ノイズが大きいという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、高調波電流を低減しつつコンバータ回路を不要とした単相誘導電動機の制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の単相誘導電動機の制御装置は、交流電源と単相誘導電動機を構成する２つの巻線のうち１つの巻線が交流電源に対して交流リアクタと直列になるように接続するとともに、単相誘導電動機の２つの巻線を６個のスイッチング素子と６個のダイオードからなるインバータ回路を接続したものである。

そして、インバータ回路は交流リアクタに流れる電流を正弦波状に保ちつつ、無効電流の振幅を変化させることで交流リアクタを介して交流電源に接続された単相誘導電動機の一方の巻線に印加される交流電圧を所定の値に制御し、有効電流の振幅を変化させることでインバータ回路の直流電圧も所定の値に保つように動作する。また、インバータ回路は同時に単相誘導電動機の他方の巻線には、一方の巻線に対して所定の位相差を持った等しい交流電圧を印加するよう制御される。

このことによって、交流リアクタを流れる電流は正弦波状に保たれるため高調波電流を低減することが可能となり、単相誘導電動機の２つの巻線には所定の位相差を持った所定値の２相交流電圧が印加されるため、高調波低減のためのコンバータ回路を不要として単相誘導電動機の回転数を制御することが可能となる。

本発明の単相誘導電動機の制御装置は、コンバータ回路を不要として入力電流を正弦波状に制御可能であるため高調波電流を低減できるとともに、単相誘導電動機に印加する２相電圧を所定の電圧と位相差に制御することで回転数を制御することができる。

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源と接続される交流リアクタと、２つの巻線のうち１つの巻線が前記交流電源に対して前記交流リアクタと直列になるように接続した単相誘導電動機と、前記単相誘導電動機の２つの巻線に接続された６個のスイッチング素子と６個のダイオードからなるインバータ回路と、前記インバータ回路の直流電圧を平滑する電解コンデンサと、前記交流電源と並列に接続された高周波電流を吸収するためのコンデンサと、前記交流リアクタに流れる電流を検出するリアクタ電流検出手段と、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電解コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記交流リアクタを流れる電流を制御するとともに前記電解コンデンサの直流電圧と前記インバータ回路の２相出力電圧とを制御するインバータ制御回路を備えたことにより、高調波電流を低減しつつ前記単相誘導電動機に印加する２相の電圧の位相差と電圧値を所定の値に保つことで回転数を一定に制御することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明に回転数指令に応じて前記インバータ制御回路に出力電圧指令値を送出する出力電圧指令値発生手段を備えたことにより、回転数指令に応じて前記単相誘導電動機に印加する交流電圧の値を変化させることができ、高調波電流を低減しつつ前記単相誘導電動機の回転数を所望の回転数とすることができる。

第３の発明は、特に、第１の発明に前記単相誘導電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、回転数検出手段で検出した回転数と回転数指令との差に応じて前記インバータ制御回路に出力電圧指令値を送出する回転数制御手段とを備えたことにより、回転数指令と
前記回転数検出手段によって検出した回転数が等しくなるように前記単相誘導電動機に印加する交流電圧の値を制御することができ、高調波電流を低減しつつ前記単相誘導電動機の回転数を精度良く所望の回転数とすることができる。

第４の発明は、特に、第１から３のいずれか１つの発明に回転数指令に応じて前記インバータ制御回路に出力位相指令値を送出する出力位相指令値発生手段を備えたことにより、前記単相誘導電動機の２つの巻線に印加される電圧の位相差を制御することが可能となり、高調波電流を低減しつつ前記単相誘導電動機の回転数を広い範囲で制御することができる。

第５の発明は、交流電源と、前記交流電源と接続される交流リアクタと、２つの巻線のうち１つの巻線が前記交流電源に対して前記交流リアクタと直列になるように接続した単相誘導電動機と、６個のスイッチング素子と６個のダイオードからなるインバータ回路と、前記インバータ回路の直流電圧を平滑する電解コンデンサと、前記インバータ回路と前記単相誘導電動機の間に接続されたフィルタ回路と、前記単相誘導電動機の１つの巻線に並列接続された負荷装置と、前記交流リアクタに流れる電流を検出するリアクタ電流検出手段と、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電解コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記交流リアクタを流れる電流を制御するとともに前記電解コンデンサの直流電圧と前記インバータ回路の２相出力電圧とを制御するインバータ制御回路を備えたことにより、高調波電流を低減しつつ前記単相誘導電動機に印加する２相の電圧の位相差と電圧値を所定の値に保つことで回転数を一定に制御することができ、前記負荷装置には交流電源の電圧変動の影響を受けない所定の電圧の単相交流電圧を供給することが可能となる。

第６の発明は、特に、第５の発明に前記負荷装置に流れる電流を検出する負荷電流検出手段を備えることによって、前記インバータ制御回路において前記交流リアクタに流れる電流の目標値から負荷電流検出値を減算し、負荷電流に含まれる高調波電流の影響を低減することができる。従って、本発明においては前記単相誘導電動機に印加する２相の電圧の位相差と電圧値を所定の値に保つことで前記単相誘導電動機の回転数を一定に制御することができ、前記負荷装置には交流電源の電圧変動の影響を受けない所定の電圧の単相交流電圧を供給することが可能となるとともに、前記負荷装置の影響を受けることなく高調波電流を低減することが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

図１において、交流電源１は商用の単相交流電源であり、単相誘導電動機２は２つの巻線２ａと２ｂからなり、これら２つの巻線の接続点を共通端子として３つの端子を持つ誘導電動機である。交流リアクタ３は、交流電源１と単相誘導電動機２の間に交流電源１から見て巻線２ａと直列になるよう接続される。インバータ回路４は６個のスイッチング素子Ｑ１からＱ６と６個のダイオードＤ１からＤ６からなり、単相誘導電動機２の電動機巻線２ａはインバータ回路４のＵＶ間に、電動機巻線２ｂはインバータ回路４のＵＷ間に接続される。なお、点Ｕはスイッチング素子Ｑ１とＱ２間、点Ｖはスイッチング素子Ｑ３とＱ４間、点Ｗはスイッチング素子Ｑ５とＱ６間である。電解コンデンサ５はインバータ回路４の直流部を平滑するためのコンデンサであり、フィルムコンデンサ６は交流電源１に
並列に接続されて交流リアクタ３に流れる高周波電流成分を吸収するためのコンデンサである。また、電源電圧検出手段７は交流電源１の電圧ゼロ点を検出し、リアクタ電流検出手段８は交流リアクタ３を流れる電流を、直流電圧検出手段９は電解コンデンサ５の両端電圧を、出力電圧検出手段１０はインバータ回路４の出力電圧をそれぞれ検出するためのものである。そして、インバータ制御回路１１は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１からＱ６を制御する制御回路である。

以上の構成において、以下その動作、作用を説明する。

まず電解コンデンサ５の両端の直流電圧（以下、単に直流電圧とする。）と、単相誘導電動機２の巻線２ａに印加されるインバータ回路４のＵＶ間の電圧を所定の値に制御するインバータ制御回路１１の動作について図１と図２を用いて説明する。図２は本発明の第１の実施の形態におけるインバータ制御回路１１の直流電圧制御機能とＵＶ端子間電圧制御機能を示すインバータ制御機能ブロック図である。

インバータ制御回路１１は、電源電圧検出手段７によって交流電源１の電圧を検出し、正弦波発生回路１１ａで交流電源１の電圧ゼロ点に同期した基準正弦波を発生させ、余弦波発生回路１１ｂでは基準正弦波と９０°の位相差を持った基準余弦波を発生させる。また、直流電圧検出手段９によって検出した直流電圧検出値と直流電圧基準値との差を第１の誤差増幅器１１ｃで増幅し、第１の乗算回路１１ｄによって基準正弦波と乗算することにより交流電源１に位相が一致した有効電流目標値を作成する。そして、出力電圧検出手段１０によって検出した疑似正弦波であるところのインバータ回路４のＵＶ間出力電圧は、平均値検出回路１１ｅにて直流電圧レベルに変換され、出力電圧基準値との差を第２の誤差増幅器１１ｆで増幅して第２の乗算回路１１ｇで基準余弦波と乗算されて無効電流目標値が作成される。次いで、この有効電流目標値と無効電流目標値を加算することによって交流リアクタ３に流れるリアクタ電流目標値を作成するとともに、リアクタ電流検出手段８によって検出したリアクタ電流検出値と第３の誤差増幅器１１ｈでその差を増幅して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御するためのＵ相変調波（以下、単にＵ相変調波とする。）を作成する。さらに、Ｕ相変調波を反転回路１１ｉで反転してスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御するためのＶ相変調波（以下、単にＶ相変調波とする。）を作成する。そして、これら２つの変調波は第１の比較器１１ｊおよび第２の比較器１１ｋで搬送波と比較され、スイッチング素子Ｑ１とＱ３の駆動信号を発生する。また、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号はスイッチング素子Ｑ１の駆動信号を反転して得られ、同様にスイッチング素子Ｑ４の駆動信号はスイッチング素子Ｑ２の駆動信号を反転して得られる。

以上のように動作することでインバータ制御回路１１は、交流リアクタ３を流れるリアクタ電流をリアクタ電流目標値に等しくなるよう制御することが可能となり、直流電圧とインバータ回路４のＵＶ間出力電圧を所定の値に保つことが可能となる。つまり、直流電圧検出値が所定の直流電圧値を下回れば交流リアクタ３に流れる有効電流目標値を大きくなるよう制御して交流電源１からのエネルギー供給を増加させ、所定の直流電圧を上回れば有効電流目標値を逆極性になるよう制御することによって、交流電源１にエネルギーを放出して直流電圧を制御する。また、ＵＶ間出力電圧が所定の交流電圧値を下回れば交流電源１から見て９０°進み電流となる無効電流目標値の振幅を大きくし、交流リアクタ３に交流電源１と同相の交流電圧を発生させてＵＶ間出力電圧を増加させ、逆にＵＶ間出力電圧が所定の交流電圧値を上回れば無効電流目標値を逆極性になるよう制御することによって、交流電源１から見て９０°遅れ電流となる無効電流の振幅を大きくし、交流リアクタ３に交流電源１と逆相の交流電圧を発生させてＵＶ間出力電圧を減少させるように動作してＵＶ間出力電圧を制御するものである。

次に、インバータ回路４のＵＷ間出力電圧をＵＶ間出力電圧に対して所定の位相差に保つとともに所定の値に制御する動作について図３を用いて説明する。図３はインバータ制御回路１１のＵ相変調波Ｃｕと、Ｖ相変調波Ｃｖと、スイッチング素子Ｑ５のスイッチングを制御するためのＷ相変調波（以下、単にＷ相変調波とする。）Ｃｗと、搬送波ｆｃと、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号Ｇｕと、スイッチング素子Ｑ３の駆動信号Ｇｖと、スイッチング素子Ｑ５の駆動信号Ｇｗと、疑似正弦波であるＵＶ間出力電圧Ｖｕｖと、ＵＷ間出力電圧Ｖｕｗとを示した各部電圧波形図であり、ＵＶ間出力電圧に対してＵＷ間出力電圧が９０°の位相遅れを持った等しい電圧値に制御されている状態を示したものである。また、図３には示していないが、スイッチング素子Ｑ６の駆動信号は前述のスイッチング素子Ｑ２とＱ４の駆動信号と同様にスイッチング素子Ｑ５の駆動信号を反転して得ることができる。

ここで、Ｕ相変調波ＣｕとＶ相変調波Ｃｖは前述のように直流電圧とＵＶ間出力電圧を所定の値に維持するように制御された変調波であり、１８０°の位相差を持った波形である。従って、Ｕ相変調波Ｃｕをｓｉｎθと表すとＶ相変調波Ｃｖは−ｓｉｎθとなり、ＵＶ間出力電圧はＣｕ−Ｃｖ＝２ｓｉｎθに比例した電圧と考えることができる。そうすると、ＵＷ間出力電圧はＣｕ−Ｃｗに比例した電圧と考えられるから、変調波ＣｗはＣｕ−Ｃｗ＝２ｓｉｎ（θ−９０°）となるよう制御すれば所望のＵＷ間出力電圧を得ることができ、このときの変調波ＣｗはＣｗ＝Ｃｕ−２ｓｉｎ（θ−９０°）から、およそ２．２４×ｓｉｎ（θ＋６６°）となる。以上のように３つの変調波を制御した場合には、図３に示すようなＧｕからＧｗの駆動信号が得られ、また、９０°の位相差を持った電圧値の等しい疑似正弦波であるＵＶ間出力電圧ＶｕｖとＵＷ間出力電圧Ｖｕｗが得られる。なお、ここで位相差を９０°としたのは単相誘導電動機を最も効率よく動作させるためには２つの巻線に印加される電圧の位相差が９０°であるという広く知られた事実によるものである。

以上のように、本実施の形態においては直流電圧とＵＶ間出力電圧を所定の値に維持するよう交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御するとともに、ＵＷ間出力電圧をＵＶ間出力電圧に対して９０°の位相差を持った等しい電圧値に制御することにより、単相誘導電動機２の２つの巻線には位相差９０°の所定の電圧値の疑似正弦波電圧が印加されることとなり、インバータ回路４のみで高調波電流を低減するとともに効率よく単相誘導電動機の回転数を一定制御することができる。

なお、本実施の形態では、ＵＷ間出力電圧を制御する変調波ＣｗをＵＶ間出力電圧を制御する変調波ＣｕとＣｖから直接演算して定める構成としたが、出力電圧検出手段１０によって検出したＵＶ間出力電圧の位相と電圧値から、位相差９０°の等しい電圧値を出力するためのＵＷ間出力電圧の基準波形を作成し、同様に出力電圧検出手段１０で検出したＵＷ間出力電圧と、この基準波形との差から変調波Ｃｗを発生させるように構成してもよい。

（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態の単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

本実施の形態においては、実施の形態１の構成に対して回転数指令に応じてインバータ制御回路１１に出力電圧指令値を送出する出力電圧指令値発生手段１２を備えた構成となっている。従って、回転数指令に応じてインバータ回路４の出力電圧値が変化すること以外の動作については実施の形態１と同様である。

そこで、インバータ回路４の出力電圧、つまり単相誘導電動機２の巻線に印加する電圧を変化させることで回転数が制御できることについて図５を用いて説明する。

図５は単相誘導電動機２の回転数−トルク特性を示したものである。図５で示されるように単相誘導電動機２の発生トルクは回転数が上昇するに連れて減少して行き、同期回転数ｎ０で発生トルクがゼロとなる。また、この発生トルクは単相誘導電動機２の巻線に印加される電圧によって変化し、電圧が大きければ発生トルクも高く、電圧が小さければ発生トルクも低くなる。一方、単相誘導電動機２の負荷トルクは、負荷が流体の場合などは回転数の２乗に比例するため図５に示すような曲線となり、結局、単相誘導電動機２は発生トルクと負荷トルクが釣り合う回転数ｎ１からｎ２の間で動作することになる。従って、あらかじめこれらの発生トルクと負荷トルクとの関係がわかっていれば、回転数指令に応じて単相誘導電動機２の巻線に印加する電圧、つまりはインバータ回路４の出力電圧を所望の回転数に応じた値に制御することで回転数の可変制御が可能となる。

以上のように、本実施の形態においては交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御するとともに、インバータ回路４の出力電圧を９０°の位相差を持った回転数指令に応じた電圧値に制御することにより、単相誘導電動機２の回転数を変化させることができ、インバータ回路４のみで高調波電流を低減するとともに単相誘導電動機の回転数を可変制御することができる。

（実施の形態３）
図６は、本発明の第３の実施の形態の単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

本実施の形態においては、実施の形態１の構成に対して単相誘導電動機２の回転数を検出する回転数検出手段１３と、回転数検出手段で検出した回転数と回転数指令との差に応じてインバータ制御回路１１に出力電圧指令値を送出する回転数制御手段１４とを備えた構成となっている。従って、回転数指令に単相誘導電動機２の回転数が一致するようインバータ回路４の出力電圧値が変化すること以外の動作については実施の形態１と同様である。

また、インバータ回路４の出力電圧を変化させることによって単相誘導電動機２の回転数が変化することについても実施の形態２で説明した通りである。ただし、本実施の形態においては単相誘導電動機２の回転数を直接検出し、回転数指令に一致するよう回転数制御手段１４でフィードバック制御している点で実施の形態２とは異なる。そのため、あらかじめ単相誘導電動機２の発生トルクと負荷トルクの関係がわかっている必要はなく、精度よく回転数を制御可能である。

以上のように、本実施の形態においては交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御するとともに、単相誘導電動機２の回転数が回転数指令に一致するようにインバータ回路４の出力電圧を９０°の位相差を持った回転数指令に応じた電圧値に制御することにより、単相誘導電動機２の回転数を変化させることができ、インバータ回路４のみで高調波電流を低減するとともに単相誘導電動機の回転数を精度良く可変制御することができる。

（実施の形態４）
図７は、本発明の第４の実施の形態の単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

本実施の形態においては、実施の形態１の構成に対して回転数指令に応じてインバータ制御回路１１にインバータ回路４のＵＶ間出力電圧と、ＵＷ間出力電圧の位相差（以下、単に位相差とする。）を定める位相差指令値を送出する位相差指令値発生手段１５を備えた構成となっている。従って、回転数指令に単相誘導電動機２の回転数が一致するように位相差が変化すること以外の動作については実施の形態１と同様である。

ここで、単相誘導電動機２の発生トルクは巻線に印加される電圧の位相差によって変化し、位相差が９０°で最大となり９０°に近ければ発生トルクも高く、９０°から離れれば発生トルクも低くなることが広く知られている。また、実施の形態２で説明したように、単相誘導電動機２は発生トルクと負荷トルクが釣り合う回転数で動作することになる。従って、あらかじめこれら発生トルクと負荷トルクとの関係がわかっていれば、回転数指令に応じてインバータ回路４の出力電圧の位相差を所望の回転数に応じた値に制御することで回転数の可変制御が可能となる。

以上のように、本実施の形態においては交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御するとともに、単相誘導電動機２の回転数が回転数指令に一致するようにインバータ回路４の出力電圧の位相差を回転数指令に応じた値に制御することにより、単相誘導電動機２の回転数を変化させ、もしくは一定に制御することができ、インバータ回路４のみで高調波電流を低減するとともに単相誘導電動機２の回転数を制御することができる。

なお、本実施の形態においてはインバータ回路４の出力電圧の位相差を制御することで単相誘導電動機２の発生トルクを大きく変化させることが可能となるため、回転数の制御範囲も広くすることが可能となるが、位相差が小さい場合の単相誘導電動機２の効率は低いものとなってしまう。そこで、実施の形態２もしくは実施の形態３で示したようにインバータ回路４の出力電圧を制御することで回転数を制御できる範囲では出力電圧を制御し、交流電源１の電流制限などによって定まる範囲以上に回転数を下げる場合などには位相差を制御するように構成してもよく、この場合は単相誘導電動機２を効率よく利用することが可能となる。

（実施の形態５）
図８は、本発明の第５の実施の形態の単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

図８において、交流電源１は商用の単相交流電源であり、単相誘導電動機２は２つの巻線２ａと２ｂからなり、これら２つの巻線の接続点を共通端子として３つの端子を持つ誘導電動機である。交流リアクタ３は、交流電源１と単相誘導電動機２の間に交流電源１から見て巻線２ａと直列になるよう接続される。インバータ回路４は６個のスイッチング素子Ｑ１からＱ６と６個のダイオードＤ１からＤ６からなり、電解コンデンサ５はインバータ回路４の直流部を平滑するためのコンデンサであり、フィルタ回路１６はインバータ回路４と単相誘導電動機２の間に接続されてインバータ回路４が出力する疑似正弦波の高周波成分を除去するためのものである。単相誘導電動機２の電動機巻線２ａはフィルタ回路１６を介してインバータ回路４のＵＶ間に、同様に電動機巻線２ｂはインバータ回路４のＵＷ間に接続される。なお、点Ｕはスイッチング素子Ｑ１とＱ２間、点Ｖはスイッチング素子Ｑ３とＱ４間、点Ｗはスイッチング素子Ｑ５とＱ６間である。そして、負荷装置１７は単相誘導電動機２の巻線２ａに並列に接続される。また、電源電圧検出手段７は交流電源１の電圧ゼロ点を検出し、リアクタ電流検出手段８は交流リアクタ２を流れる電流を、直流電圧検出手段９は電解コンデンサ５の両端電圧を、出力電圧検出手段１０はインバータ回路４の出力電圧をそれぞれ検出するためのものである。そして、インバータ制御回路１１は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１からＱ６を制御する制御回路である。

本実施の形態においては、交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御しつつ単相誘導電動機２の回転数を一定に保つ動作については、実施の形態１と同様である。但し、単相誘導電動機２と負荷装置１７に印加される電圧は疑似正弦波電圧ではなく、フィルタ回路１６によって高周波成分をカットした交流電源１に同期した正弦波電圧である。そのため、本実施の形態における単相誘導電動機の制御装置は負荷装置１７に対しては定電圧電源として動作する。

以上のように、本実施の形態においては単相誘導電動機の回転数を一定制御することができ、負荷装置１７に対して定電圧電源として動作するとともに、交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御しているため、負荷装置１７が高調波電流を発生する場合にはアクティブフィルタとして動作し、高調波電流を低減することが可能となる。

（実施の形態６）
図９は、本発明の第６の実施の形態の単相誘導電動機の制御装置のブロック図である。

本実施の形態においては、実施の形態５の構成に対して負荷装置１７に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段１８を備えた構成となっている。

本実施の形態においては、単相誘導電動機２の回転数を一定に制御するとともに、負荷装置１７に一定の正弦波電圧を供給する動作については実施の形態５と同様であるが、負荷電流を検出して負荷電流に含まれる高調波電流の影響を低減するように交流リアクタ３の電流を制御する点で異なる。

実施の形態５の構成では、負荷装置１７がいわゆるコンデンサインプット型と呼ばれる整流器と電解コンデンサの組み合わせの交直変換回路部を持つ場合には、負荷の電流は印加される電圧のピーク付近でのみ流れることとなり、交流リアクタ３に流れる電流を正弦波状に制御しようとしても、急峻な負荷電流変化によって悪影響を受け、高調波電流が増加することとなる。この対応としてはインバータ制御回路１１の交流リアクタ３の電流制御に対する応答速度を速め、制御ゲインを増加することでの対応もできるが、安定性の面で限界がある。そこで、本実施の形態においては、負荷電流を検出してインバータ制御回路１１で交流リアクタ３のリアクタ電流目標値から減算するフィードフォワード制御とすることによって、負荷電流に含まれる高調波電流の影響を低減するものである。

以上のように、本実施の形態においては単相誘導電動機の回転数を一定制御することができ、負荷装置１７に対して定電圧電源として動作するとともに、交流リアクタ３に流れる電流を負荷電流の影響を受けないように制御しているため、負荷が高調波電流を発生する場合にも、高調波電流を大幅に低減することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる単相誘導電動機の制御装置は、高調波電流を低減するとともに、単相誘導電動機に印加する電圧あるいは位相差を制御することで回転数の制御が可能となるので、電圧制御に向いたファンモータの風量制御やポンプ用モータの流量制御の用途に適用できる。

本発明の実施の形態１における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 本発明の実施の形態１における単相誘導電動機の制御装置のインバータ制御回路の機能ブロック図 本発明の実施の形態１における各部電圧波形図 本発明の実施の形態２における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 単相誘導電動機のトルク−回転数特性図 本発明の実施の形態３における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 本発明の実施の形態４における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 本発明の実施の形態５における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 本発明の実施の形態６における単相誘導電動機の制御装置のブロック図 従来の単相誘導電動機の制御装置のブロック図 従来のインバータ回路の動作タイミング図 従来の単相誘導電動機の制御装置の制御系ブロック図

符号の説明

１ 交流電源
２ 単相誘導電動機
３ 交流リアクタ
４ インバータ回路
５ 電解コンデンサ
６ フィルムコンデンサ
７ 電源電圧検出手段
８ リアクタ電流検出手段
９ 直流電圧検出手段
１０ 出力電圧検出手段
１１ インバータ制御回路
１２ 出力電圧指令値発生手段
１３ 回転数検出手段
１４ 回転数制御手段
１５ 位相差指令値発生手段
１６ フィルタ回路
１７ 負荷装置
１８ 負荷電流検出手段

Claims (6)

1. 交流電源と、前記交流電源と接続される交流リアクタと、２つの巻線のうち１つの巻線が前記交流電源に対して前記交流リアクタと直列になるように接続した単相誘導電動機と、前記単相誘導電動機の２つの巻線に接続された６個のスイッチング素子と６個のダイオードからなるインバータ回路と、前記インバータ回路の直流電圧を平滑する電解コンデンサと、前記交流電源と並列に接続された高周波電流を吸収するためのコンデンサと、前記交流リアクタに流れる電流を検出するリアクタ電流検出手段と、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電解コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記交流リアクタを流れる電流を制御するとともに前記電解コンデンサの直流電圧と前記インバータ回路の２相出力電圧とを制御するインバータ制御回路を備えたことを特徴とする単相誘導電動機の制御装置。
2. 回転数指令に応じてインバータ制御回路に出力電圧指令値を送出する出力電圧指令値発生手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の単相誘導電動機の制御装置。
3. 単相誘導電動機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出した回転数と回転数指令との差に応じてインバータ制御回路に出力電圧指令値を送出する回転数制御手段とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の単相誘導電動機の制御装置。
4. 回転数指令に応じてインバータ制御回路に出力位相指令値を送出する出力位相指令値発生手段を備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の単相誘導電動機の制御装置。
5. 交流電源と、前記交流電源と接続される交流リアクタと、２つの巻線のうち１つの巻線が前記交流電源に対して前記交流リアクタと直列になるように接続した単相誘導電動機と、６個のスイッチング素子と６個のダイオードからなるインバータ回路と、前記インバータ回路の直流電圧を平滑する電解コンデンサと、前記インバータ回路と前記単相誘導電動機の間に接続されたフィルタ回路と、前記単相誘導電動機の１つの巻線に並列接続された負荷装置と、前記交流リアクタに流れる電流を検出するリアクタ電流検出手段と、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電解コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記交流リアクタを流れる電流を制御するとともに前記電解コンデンサの直流電圧と前記インバータ回路の２相出力電圧とを制御するインバータ制御回路を備えたことを特徴とする単相誘導電動機の制御装置。
6. 負荷装置に流れる電流を検出する負荷電流検出手段を備えたことを特徴とする請求項５に記載の単相誘導電動機の制御装置。

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