JP2016082863A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】簡易な制御で界磁巻線型の交流回転電機における電力効率の改善を行う。【解決手段】界磁巻線１１を有するロータ１２と、電機子巻線群１０ａ，１０ｂを有するロータ１３とを備えるモータ１０に適用され、界磁巻線１１に流す界磁電流を制御する制御装置４０であって、電機子巻線群１０ａ，１０ｂには、所定の印加電圧が印加されており、ロータ１２の回転に伴い電機子巻線群１０ａ，１０ｂに生じる誘起電圧の振幅と印加電圧の振幅との偏差が所定値以下となる界磁電流最小値に界磁電流を制御する。【選択図】 図１

Description

本発明は、界磁巻線型の回転電機を制御する制御装置に関する。
近年、自動車のスタータ及び発電機として、スタータの機能及び発電機の機能を兼ね備えるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）が用いられている。さらに、ＩＳＧとして、界磁巻線型の交流回転電機が用いられている。このような車載の回転電機は、電力効率の改善が求められている。界磁巻線型の交流回転電機について、電力効率の改善を目的とした技術が提案されている（例えば、特許文献１）。
特許第４６６２１１９号公報
特許文献１に記載の技術では、モータの回転速度が遅い場合には、固定子電流及び界磁電流を大きくすることで発電電力を確保する。そして、回転速度が速くなるにつれて、固定子電流を小さくすることで銅損を削減しつつ、界磁電流を大きいままで維持することで発電電力を確保する。その後、回転速度がさらに高まるにつれて、界磁電流を下げることで鉄損を削減しつつ、固定子電流を大きくすることで発電電力を確保する。
ここで、特許文献１に記載の技術では、出力トルク又は発電電力と回転速度とを入力値とし、固定子電流と界磁電流とを出力値とするマップが必要であり、膨大なテスト及び記憶容量が必要となる。また、固定子電流と界磁電流とを同時に制御するため、制御が複雑化する。
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、簡易な制御で界磁巻線型の交流回転電機における電力効率の改善を行うことを目的とする。
本発明は、界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、前記界磁巻線に流す界磁電流を制御する制御装置であって、前記電機子巻線には、所定の印加電圧が印加されており、前記回転子の回転に伴い前記電機子巻線に生じる誘起電圧の振幅と前記印加電圧の振幅との偏差が所定値以下となる第１界磁電流に前記界磁電流を制御することを特徴とする。
本願の発明者は、誘起電圧と印加電圧とが近づくと、固定子の電機子巻線に流れる相電流の振幅が小さくなることを発見した。この発見に基づいて、誘起電圧と印加電圧との差が所定値以下となるように界磁電流を制御する。これにより、相電流の振幅が小さくなり、電機子巻線に電流が流れることで発生する電力損失を低減することができる。このように、簡易な制御で界磁巻線型の交流回転電機における電力効率の改善を行うことが可能になる。
本実施形態の電気的構成図。 ｄｑ軸電流の界磁電流特性を表す図。 印加電圧を変化させた場合のｄｑ軸電流振幅−界磁電流特性を表す図。 界磁電流を変化させた場合のｄｑ電流振幅−出力特性を表す図。 界磁電流−トルク特性を表す図。 ｄｑ軸座標系における印加電圧一定のベクトル軌跡及びトルク一定のベクトル軌跡を表す図。 制御装置の機能を表す機能ブロック図。 ｄ軸電流目標値の設定による応答性及び電力効率の変化を表す図。 界磁電流目標値の選択処理を表すフローチャート。 本実施形態の動作を表す図。 変形例におけるｄ軸電流目標値及び界磁電流参照値の設定を表す図。
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、エンジン２０の初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。
モータ１０を構成するロータ１２（回転子）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。
モータ１０のステータ１３（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。
モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源である高圧バッテリ２２が並列接続されている。高圧バッテリ２２には、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３によって昇圧された低圧バッテリ２４の出力電圧が印加可能とされている。低圧バッテリ２４（例えば、鉛蓄電池）の出力電圧は、高圧バッテリ２２（例えば、リチウムイオン蓄電池）の出力電圧よりも低く設定されている。
第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。
第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。
第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。
界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを制御する。
本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ３０、電圧センサ３１、界磁電流センサ３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角センサ３０は、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ３１は、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧を検出する。界磁電流センサ３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを検出する。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流（固定座標系における第１巻線群１０ａに流れる電流）と、第２巻線群１０ｂの各相電流を検出する。なお、回転角センサ３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、界磁電流センサ３２及び相電流検出部３３としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。
上記各種センサの検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、モータ１０の制御量をその指令値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。ここで、力行時におけるモータ１０の制御量は、クランク軸２０ａに出力される出力トルクＴであり、その指令値は、指令トルクＴ＊である。また、回生時におけるモータ１０の制御量は、発電によってモータ１０から出力される出力電力Ｐ（回生時における発電電力）であり、その指令値は、指令電力Ｐ＊である。なお、力行時において、モータ１０に入力される入力電力Ｐ（力行時における消費電力）をモータ１０の制御量としてもよいし、回生時において、クランク軸２０ａから入力される入力トルクＴ（発電に伴うロストルク）をモータ１０の制御量としてもよい。
制御装置４０は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆ及び巻線群１０ａ，１０ｂに流れる相電流を調整することで、モータ１０の出力電力Ｐを指令電力Ｐ＊に近づける制御を行うことができる。ここで、ロータ１２の界磁巻線１１は、ステータ１３の電機子巻線群１０ａ，１０ｂに比べて、ターン数が多く、リアクタンス値が大きく、回路の時定数が大きい。このため、界磁電流Ｉｆを調整して、モータ１０の出力電力Ｐを指令電力Ｐ＊に近づける制御を実施すると応答性が低下する。また、力行時も同様に、界磁電流Ｉｆを調整して、モータ１０の出力トルクＴを指令トルクＴ＊に近づける制御を実施すると応答性が低下する。
そこで、本実施形態の制御装置４０は、巻線群１０ａ，１０ｂに印加される電圧（印加電圧）の振幅Ｖａを一定値にするとともに印加電圧の位相δを調整することで、回生時には、モータ１０の出力電力Ｐを指令電力Ｐ＊に近づける制御を実施するとともに、力行時には、モータ１０の出力トルクＴを指令トルクＴ＊に近づける制御を実施する。
そして、制御装置４０は、印加電圧の調整に加えて、界磁回路３６から出力される界磁電流Ｉｆを調整することで、巻線群１０ａ，１０ｂに電流が流れることにともなう銅損を小さくする制御を行う。なお、図１には、第１インバータＩＮＶ１の各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータＩＮＶ２の各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。なお、上記界磁回路３６は、制御装置４０に内蔵されていてもよいし、制御装置４０に対して外付けされていてもよい。
以下、図２〜６を用いて、回生時を前提として、出力電力Ｐ、印加電圧の振幅Ｖａ、印加電圧の位相δ、界磁電流Ｉｆ、入力トルクＴ、及び、ｄｑ軸電流Ｉｄｑの関係を説明する。なお、以下の説明において、出力電力Ｐを入力電力Ｐ、入力トルクＴを出力トルクＴとして適宜読み替えることで力行時の説明となるため、力行時の説明は省略する。
図２に、出力電力Ｐを所定の指令電力Ｐ＊で一定値とする条件下における、印加電圧の振幅Ｖａを一定値（４８Ｖ）としたときの、界磁電流Ｉｆとｄｑ軸電流Ｉｄｑとの関係を示す。図２（ａ）と図２（ｂ）とでは、モータ１０の回転速度が異なっている。ここで、Ｐ＝Ｔ×ωという関係を有する。Ｐは出力電力、Ｔは入力トルク、ωはモータ１０の角速度である。また、ｄｑ軸電流Ｉｄｑは、相電流検出部３３によって検出される巻線群１０ａ，１０ｂに流れる相電流を座標変換することで得られものである。
所定の第１回転速度ＲＳ１における界磁電流Ｉｆとｄｑ軸電流Ｉｄｑの電流振幅Ｉａとの関係を図２（ａ）に示す。また、ｄｑ軸電流Ｉｄｑのｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの関係を図２（ｂ）に示す。ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの組によって表されるベクトルの絶対値が電流振幅Ｉａである。ここで、界磁電流Ｉｆが２Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。また、界磁電流Ｉｆが２Ａから減少又は増加すると、電流振幅Ｉａが増加する。つまり、界磁電流Ｉｆが２Ａとなるときに、巻線群１０ａ，１０ｂに相電流が流れることにともなう電力損失が最小値となる。
所定の第２回転速度ＲＳ２（ＲＳ２＝２・ＲＳ１）における界磁電流Ｉｆとｄｑ軸電流Ｉｄｑの電流振幅Ｉａとの関係を図２（ｃ）に示す。また、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの関係を図２（ｄ）に示す。出力電力Ｐが一定値である条件において、回転速度が第１回転速度ＲＳ１から第２回転速度ＲＳ２となり２倍となることで、入力トルクＴは半減している。界磁電流Ｉｆが１Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。また、界磁電流Ｉｆが１Ａから減少又は増加すると、電流振幅Ｉａが増加する。つまり、界磁電流Ｉｆが１Ａとなるときに、巻線群１０ａ，１０ｂに電流が流れることにともなう電力損失が最小値となる。
図３に、出力電力Ｐを所定の指令電力Ｐ＊で一定とする条件下における印加電圧の振幅Ｖａと、界磁電流Ｉｆと、電流振幅Ｉａとの関係を示す。図３（ａ）と図３（ｂ）とでは、モータ１０の回転速度が異なっている。
所定の第１回転速度ＲＳ１における印加電圧の振幅Ｖａと、界磁電流Ｉｆと、電流振幅Ｉａとの関係を図３（ａ）に示す。印加電圧の振幅Ｖａが４８Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが２Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。印加電圧の振幅Ｖａが３６Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが１．５Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。印加電圧の振幅Ｖａが２４Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが１Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。なお、印加電圧の振幅Ｖａが１２Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが約１．２Ａ以下となるときに、出力電力Ｐを満たせなくなっている。
所定の第２回転速度ＲＳ２における印加電圧の振幅Ｖａと、界磁電流Ｉｆと、電流振幅Ｉａとの関係を図３（ｂ）に示す。印加電圧の振幅Ｖａが４８Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが１Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。印加電圧の振幅Ｖａが３６Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが０．７５Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。印加電圧の振幅Ｖａが２４Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが０．５Ａとなるときに、電流振幅Ｉａが最小値となる。なお、印加電圧の振幅Ｖａが１２Ｖの場合、界磁電流Ｉｆが約１．２Ａ以下となるときに、出力電力Ｐを満たせなくなっている。
ここで、印加電圧の振幅Ｖａが大きいほど、電流振幅Ｉａの最小値が小さくなっている。つまり、印加電圧の振幅Ｖａを大きくし、かつ、最適な界磁電流Ｉｆを流すことで、電流振幅Ｉａを最小にすることができ、巻線群１０ａ，１０ｂに電流が流れることにともなう電力損失を最小値とすることができる。
図４に印加電圧の振幅Ｖａを一定値（４８Ｖ）とする条件下において、界磁電流Ｉｆ及び電圧位相δを変更した場合の、界磁電流Ｉｆと、出力電力Ｐと、電流振幅Ｉａとの関係を示す。図４（ａ）と図４（ｂ）とでは、モータ１０の回転速度が異なっている。
所定の第１回転速度ＲＳ１における界磁電流Ｉｆと、出力電力Ｐと、電流振幅Ｉａとの関係を図４（ａ）に示す。出力電力Ｐが約５０００Ｗ以下の領域において、界磁電流Ｉｆが２Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力電力Ｐが約５０００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが３Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力電力Ｐが約８０００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが４Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。
所定の第２回転速度ＲＳ２（ＲＳ２＝２・ＲＳ１）における界磁電流Ｉｆと、出力電力Ｐと、電流振幅Ｉａとの関係を図４（ｂ）に示す。出力電力Ｐが約２５００Ｗ以下の領域において、界磁電流Ｉｆが１Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力電力Ｐが約２５００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが１．５Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力電力Ｐが約４０００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが２Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力が約６０００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが３Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。出力電力Ｐが約９０００Ｗより大きい領域において、界磁電流Ｉｆが４Ａのときに電流振幅Ｉａが最小となる。
例えば、回転速度が第１回転速度ＲＳ１である図４（ａ）の場合、出力電力Ｐが約５０００Ｗより小さい領域では、界磁電流Ｉｆを２Ａに設定する。出力電力Ｐが約５０００Ｗ以上かつ約８０００Ｗより小さい領域では、界磁電流Ｉｆを３Ａに設定する。出力電力Ｐが約８０００Ｗより大きい領域では、界磁電流Ｉｆを４Ａに設定する。このように出力電力Ｐに応じて界磁電流Ｉｆを設定することで、電流振幅Ｉａを最小にしつつ、出力電力Ｐを上げることができる。なお、出力電力Ｐの変化にあわせて、界磁電流Ｉｆを連続的に変化させてもよい。
また、発明者は、印加電圧の振幅Ｖａを一定値（３７．５Ｖ）とし、回転速度を一定値（３０００ｒｐｍ）とし、かつ、出力電力Ｐを一定値（５００Ｗ）とした条件下での界磁電流Ｉｆと入力トルクＴとの関係を実験により得た。その実験により得られた界磁電流Ｉｆと入力トルクＴとの関係を図５に示す。界磁電流Ｉｆが約０．７５Ａとなるときに、入力トルクＴが最小になり、界磁電流Ｉｆが約０．７５Ａより大きくなるか、又は、小さくなると、発電に寄与しない無効な入力トルクＴが大きくなる。
ここで、Ｉｆ＝０．２５Ａのとき、誘起電圧の振幅Ｖｂは１６．８Ｖ、Ｉｆ＝０．５Ａのとき、誘起電圧の振幅Ｖｂは２７．９Ｖ、Ｉｆ＝０．７５Ａのとき、誘起電圧の振幅Ｖｂは３６．７Ｖ、Ｉｆ＝１Ａのとき、誘起電圧の振幅Ｖｂは４２．１Ｖ、Ｉｆ＝１．２５Ａのとき、誘起電圧の振幅Ｖｂは５２．１Ｖであった。つまり、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとがほぼ一致するとき（Ｖａ＝３７．５Ｖ，Ｖｂ＝３６．７Ｖ）に、指令電力Ｐ＊を満たす入力トルクＴが最小値となるという結果が得られた。
以上の特性に基づいて、制御装置４０は、印加電圧の振幅Ｖａを最大値、即ち、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３の出力電圧の最大値（４８Ｖ）に設定する。印加電圧の振幅Ｖａを最大値に設定することで、相電流が巻線群１０ａ，１０ｂに流れることにともなう銅損を小さくすることができる。また、制御装置４０は位相δを調整することで、回生時には、モータ１０の出力電力Ｐを指令電力Ｐ＊に近づける制御を行い、力行時には、モータ１０の出力トルクＴを指令トルクＴ＊に近づける制御を行う。さらに、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが一致するように界磁電流Ｉｆを設定する。
図６に印加電圧の振幅Ｖａを最大値（４８Ｖ）で固定し、かつ、界磁電流Ｉｆを誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが一致するように設定した条件下での、ｄｑ軸座標系上におけるｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの組み合わせから成る電流ベクトルの円弧状の軌跡（電圧制限円）を示す。また、指令電力Ｐ＊が一定の場合のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの組み合わせから成る電流ベクトルの直線状の軌跡を示す。電圧制限円と、指令電力Ｐ＊が一定の直線状のベクトル軌跡との交点が、印加電圧の振幅Ｖａ及び指令電力Ｐ＊を満たすｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの組み合わせを表す。
モータ１０の回転速度が所定の第１回転速度ＲＳ１の場合の電圧制限円と指令電力Ｐ＊が一定の電流ベクトル軌跡を図６（ａ）に示す。図６（ａ）に示す条件下では、界磁電流Ｉｆが２Ａに設定されている。また、モータ１０の回転速度が所定の第２回転速度ＲＳ２（ＲＳ２＝２・ＲＳ１）の場合の電圧制限円と指令電力Ｐ＊が一定の電流ベクトル軌跡を図６（ｂ）に示す。図６（ｂ）に示す条件下では、界磁電流Ｉｆが１Ａに設定されている。
図６（ｂ）を図６（ａ）と比較すると、回転速度が２倍になるとともに、界磁電流Ｉｆが半減しているため、ほぼ同じｑ軸電流Ｉｑで、同一の電力が出力可能となっている。また、回転速度が２倍になることで、図６（ｂ）の電圧制限円の半径が図６（ｂ）の電圧制限円の半径に比べて半減している。
ｄ軸電流Ｉｄは、
Ｉｄ＝［−φ（Ｉｆ）＋√｛（Ｖａ／ω）＾２−（Ｌｑ・Ｉｑ）＾２｝］／Ｌｄ
として得ることができる。φ（Ｉｆ）は、界磁電流Ｉｆにより生じる鎖交磁束であり、ωは回転速度、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。Ｉｄ＝Ｉｑ＝０とすると、
ω・φ（Ｉｆ）＝Ｖａ
となる。また、ω・φ（Ｉｆ）＝ω・Ｌｆ・Ｉｆは、誘起電圧の振幅と等しい。なお、Ｌｆは界磁巻線１１のインダクタンスである。つまり、誘起電圧の振幅ω・φ（Ｉｆ）と印加電圧の振幅Ｖａとが等しい場合に、電圧制限円の右端が原点と重なる。
電圧制限円の右端が原点（Ｉｄ，Ｉｑ）＝（０，０）と重なる場合に、電圧制限円と、指令電力Ｐ＊が一定の直線状の電流ベクトル軌跡との交点も原点に近くなる。また、その交点におけるｄ軸電流Ｉｄが約０となる。このため、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとの偏差が所定値以下となる界磁電流に界磁電流Ｉｆを制御することで、電流振幅Ｉａを小さくすることができる。本実施形態では、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが一致する界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎ（第１界磁電流）に界磁電流Ｉｆを制御する。
しかしながら、界磁電流Ｉｆを界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎで一定とすると、出力電力Ｐの最大値は、電圧制限円の頂点のｑ軸電流Ｉｑによって制限されることになる。そこで、制御装置４０は、指令電力Ｐ＊又は指令トルクＴ＊が所定値よりも大きくなった場合に、界磁電流Ｉｆが界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎから大きくなるように、界磁電流Ｉｆを制御する。界磁電流Ｉｆを界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎ以上の値に制御することで、電圧制限円とｄ軸との交点（電圧制限円の右端）におけるｄ軸電流Ｉｄが０以下になる。具体的には、ｄ軸電流Ｉｄに基づいて、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃ（第２界磁電流）を算出する。さらに、所定のｄ軸電流目標値Ｉｄ＊（目標電流）を設定し、指令電力Ｐ＊又は指令トルクＴ＊の増加にともなって増加するｄ軸電流Ｉｄの絶対値がｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値を超える場合に、界磁電流Ｉｆが界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃとなるように制御する。
図７に制御装置４０の機能を表す機能ブロック図を示す。本実施形態の制御装置４０は、指令トルクＴ＊が入力され、モータ１０のトルクＴを指令トルクＴ＊に近づける制御を行う。
偏差算出手段４１は、回生時には、指令電力Ｐ＊を満たす指令トルクＴ＊と入力トルクＴの推定値とが入力され、その偏差を算出する。また、力行時には、指令トルクＴ＊と出力トルクＴの推定値とが入力され、その偏差を算出する。ここで、トルクＴの推定値は、トルク推定値算出手段４２によって、ステータ１３に流れる電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値、界磁電流Ｉｆの検出値、及び、モータ１０の回転速度に基づいて算出される。
指令トルクＴ＊とトルクＴの推定値との偏差は、ＰＩＤ制御手段４３に入力される（PID: Proportional Integral Derivative）。ＰＩＤ制御手段４３の出力値が電圧位相指令値δ＊に相当する。電圧位相指令値δ＊は、位相制限手段４４によって上下限が制限され、変調器４５に入力される。変調器４５は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力される電圧位相δ（印加電圧と相電流との位相差）が電圧位相指令値δ＊となるように操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１，ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を出力する。つまり、指令トルクＴ＊とトルクＴとの偏差を入力値とするとともに、電圧位相δを操作量とし、指令トルクＴ＊とトルクＴとの偏差を小さくするようにＰＩＤ制御を実施する。また、出力トルクＴに応じて、ＰＩＤ制御手段４３のゲインが設定される。具体的には、出力トルクＴ又は出力電力Ｐの変動が大きいような出力トルクＴ又は出力電力Ｐの領域において、ＰＩＤ制御手段４３のゲインを大きく設定することで、変動に対する応答性を向上させることができる。
偏差算出手段４６は、ｄ軸電流の検出値Ｉｄとｄ軸電流目標値Ｉｄ＊とが入力され、その偏差を算出する。目標値設定手段４７によるｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の設定方法については後に詳述する。ｄ軸電流の検出値Ｉｄとｄ軸電流目標値Ｉｄ＊との偏差は、ＰＩＤ制御手段４８に入力される。ＰＩＤ制御手段４８の出力値が界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃに相当する。目標値選択手段４９には、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃと界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎとが入力され、いずれか一方が界磁電流目標値Ｉｆ＊として選択される。最小値設定手段５０は、モータ１０の回転速度及びトルクＴを入力値とするマップを用いて、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが一致するような値に界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎを設定する。また、目標値選択手段４９による界磁電流目標値Ｉｆ＊の選択については後に詳述する。
偏差算出手段５１には、界磁電流目標値Ｉｆ＊と界磁電流の検出値Ｉｆとが入力され、その偏差を算出する。界磁電流目標値Ｉｆ＊と界磁電流の検出値Ｉｆとの偏差は、ＰＩＤ制御手段５２に入力される。ＰＩＤ制御手段５２の出力値が界磁電圧指令値Ｖｆ＊に相当する。
ここで、図８を用いて目標値設定手段４７によるｄ軸電流目標値Ｉｄ＊について説明を行う。図８（ａ）に、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を電圧制限円の中心寄りに設定した場合の電圧制限円を示し、図８（ｂ）に、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を電圧制限円の右端寄りに設定した場合の電圧制限円を示す。ここで、電圧制限円において、ｑ軸電流Ｉｑが最大となる頂点よりｑ軸側に電流ベクトルが属するようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定している。
図８（ａ）における界磁電流Ｉｆは、図８（ｂ）における界磁電流Ｉｆより小さく設定されている。界磁電流Ｉｆを大きく設定するほど電圧制限円はｑ軸から負の方向に遠ざかることになる。
また、図８（ａ）におけるトルクＴと、図８（ｂ）におけるトルクＴとは同一である一方、図８（ａ）における界磁電流Ｉｆが図８（ｂ）における界磁電流Ｉｆより小さい。トルクＴは、ｑ軸電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｆに比例するため、同一のトルクＴを実現するためのｑ軸電流Ｉｑが、図８（ｂ）と比較して図８（ａ）において大きくなっている。
図８（ａ）のようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を電圧制限円の中心寄り（頂点側）に設定することで、ｑ軸電流Ｉｑを大きくすることができ、小さい界磁電流Ｉｆで所定のトルクＴを実現することができる。小さい界磁電流Ｉｆが設定されることで、トルクＴへの寄与が低いｄ軸電流Ｉｄを抑制することができ、電力効率が向上する。一方で、現在のトルクＴと最大トルクとの差、即ち、ｑ軸電流Ｉｑの現在値とｑ軸電流Ｉｑの最大値との差が小さいため、トルクＴを指令トルクＴ＊に追従させるために、界磁電流Ｉｆを増加させる必要が生じる。界磁電流Ｉｆは相電流に比べて応答性が低いため、トルクＴの応答性が低下する。
図８（ｂ）のようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を電圧制限円の右端寄り（ｑ軸側）に設定することで、ｑ軸電流Ｉｑが小さくなり、所定のトルクＴを実現するために界磁電流Ｉｆが大きく設定される。大きい界磁電流Ｉｆが設定されることで、ｑ軸電流Ｉｑの変化に伴うトルクＴの変化が大きくなるとともに、現在のトルクＴと最大トルクとの差が大きくなり、トルクＴの変化に対する応答性が向上する。一方で、トルクＴに寄与しないｄ軸電流Ｉｄが大きくなるため、電力効率が低下する。
そこで、本実施形態では、電力効率を重視する場合に、指令トルクＴ＊の変動に対する応答性を重視する場合に比べて、電圧制限円において頂点側に軸電流ベクトルが属するようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する。電圧制限円の右端におけるｄ軸電流Ｉｄの大きさは、（−Ｌｆ・Ｉｆ＋Ｖａ／ω）／Ｌｄである。また、電圧制限円の中心におけるｄ軸電流Ｉｄの大きさは、−Ｌｆ・Ｉｆ／Ｌｄである。つまり、ｄ軸インダクタンスＬｄ、及び、界磁巻線１１のインダクタンスＬｆを予め取得しておき、界磁電流Ｉｆ、印加電圧の振幅Ｖａ、及び、回転角速度ωの検出値を取得すれば、電圧制限円の右端及び中心におけるｄ軸電流Ｉｄを算出することができる。
目標値設定手段４７は、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を
Ｉｄ＊＝α×（−Ｌｆ・Ｉｆ／Ｌｄ）＋（１−α）×｛（−Ｌｆ・Ｉｆ＋Ｖａ／ω）／Ｌｄ｝
と設定する。例えば、αを０にすると、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊は電圧制限円の右端に重なる。また、αを１にすると、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊は電圧制限円の頂点に重なる。また、αを０．５にすると、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊は電圧制限円の右端と頂点との中点に重なる。つまり、電力効率を重視する場合、頂点よりｑ軸側のｄ軸の範囲における中央より頂点側に属するようにαを０．５より大きい値に設定する。また、出力トルクＴの応答性、及び、出力電力Ｐの応答性を重視する場合、頂点よりｑ軸側のｄ軸の範囲における中央より右端側に属するようにαを０．５以下の値に設定する。
目標値選択手段４９による界磁電流目標値Ｉｆ＊の選択について、図９に示すフローチャートを用いて説明する。
ステップＳ０１において、界磁電流目標値Ｉｆ＊として、界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎが選択されているか否かを判定する。界磁電流目標値Ｉｆ＊として界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎが選択されている場合（Ｓ０１：ＹＥＳ）、ステップＳ０２において、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値がｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値を超えているか否かを判定する。ｄ軸電流Ｉｄの絶対値がｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値を超えている場合（Ｓ０２：ＹＥＳ）、ステップＳ０３において、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流目標値Ｉｄ＊との偏差に基づいて、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを算出する。そして、ステップＳ０４において、界磁電流目標値Ｉｆ＊として界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを選択して処理を終了する。ステップＳ０２において、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値がｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値以下の場合（Ｓ０２：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
一方、界磁電流目標値Ｉｆ＊として、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃが選択されている場合（Ｓ０１：ＮＯ）、ステップＳ０５において、電圧制限円の右端（−Ｌｆ・Ｉｆ＋Ｖａ／ω）／Ｌｄが０以下であるか否かを判定する。電圧制限円の右端が０以上であると判定されると（Ｓ０５：ＹＥＳ）、ステップＳ０６において、モータ１０の回転速度及び出力電力Ｐ又は出力トルクＴを入力値とするマップを用いて、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが一致するような界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎを算出する。ステップＳ０７において、界磁電流目標値Ｉｆ＊として、界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎを選択し、処理を終了する。電圧制限円の右端が０より小さい場合（Ｓ０５：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
ここで、ステップＳ０２におけるｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値との比較において、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値と、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊の絶対値から許容値ΔＩを引いた値｜Ｉｄ＊−ΔＩ｜とを比較し、｜Ｉｄ｜＞｜Ｉｄ＊｜−ΔＩが成立した場合に、界磁電流目標値Ｉｆ＊として界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを選択する構成としてもよい。このような処理を行うことで、出力電力Ｐ及び出力トルクＴの応答性を向上することができる。
図１０に指令トルクＴ＊が所定値Ｔ１から所定値Ｔ２に変化する場合のｄｑ軸電流Ｉｄｑの変化、及び、界磁電流目標値Ｉｆ＊の変化を示す。
図１０（ｂ）の時刻ｔ１において、指令トルクＴ＊が所定値Ｔ１から上昇し始める。指令トルクＴ＊の上昇に伴って、図１０（ａ）に示すように、ｑ軸電流Ｉｑが増加し始めるとともに、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加し始める（図１０（ｃ）の状態）。
図１０（ａ）の時刻ｔ２において、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸電流目標値Ｉｄ＊に達する。これにより、図１０（ｂ）に示すように、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃが界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎより大きくなり、界磁電流目標値Ｉｆ＊が増加し始める（図１０（ｄ）の状態）。
図１０（ａ）の時刻ｔ３において、界磁電流目標値Ｉｆ＊の増加に界磁回路３６の時定数に相当する時間遅れて、界磁電流Ｉｆが増加し始める。このため、指令トルクＴ＊に追従するためのｑ軸電流Ｉｑが減少し始めるとともに、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が減少し始める（図１０（ｅ）の状態）。
図１０（ｂ）の時刻ｔ４において、指令トルクＴ＊が所定値Ｔ２に達する。これにより、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄ及び界磁電流Ｉｆの変化が停止する（図１０（ｆ）の状態）。
以下、本実施形態の効果を述べる。
本願の発明者は、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとが近づくと、相電流（ｄｑ軸電流Ｉｄｑ）の振幅Ｉａが最小となることを発見した。この発見に基づいて、誘起電圧の振幅Ｖｂと印加電圧の振幅Ｖａとの差が所定値以下となるように界磁電流Ｉｆを制御する。これにより、電流振幅Ｉａが小さくなり、相電流が流れることで発生する電力損失（銅損）を低減することができる。このように、簡易な制御でモータ１０における電力効率の改善を行うことが可能になる。
具体的には、界磁電流Ｉｆを、電圧制限円とｄ軸との交点におけるｄ軸電流Ｉｄが０になるような界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎ、又は、電圧制限円とｄ軸との交点におけるｄ軸電流Ｉｄが０以下になるような界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃとなるように制御を行う。
界磁電流Ｉｆを界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎに固定すると、電機子巻線群１０ａ，１０ｂと鎖交する鎖交磁束の大きさが固定される。ここで、モータ１０の出力トルクＴ及び出力電力Ｐは、電機子巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流と、鎖交磁束によって決定される。このため、鎖交磁束が制限されると、出力トルクＴ及び出力電力Ｐの最大値が制限されることになる。そこで、出力トルクＴ又は出力電力Ｐの指令値である指令トルクＴ＊又は指令電力Ｐ＊が所定値よりも大きくなった場合に、界磁電流Ｉｆを界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎより大きな界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃに設定する構成にした。これにより、電力損失を抑制しつつ、出力トルクＴ及び出力電力Ｐの最大値が制限されることを防ぐことができる。
ｄ軸電流Ｉｄの増加に伴って、相電流が流れることによって生じる電力損失が大きくなる。そこで、ｄ軸電流Ｉｄに基づいて界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃの大きさを設定することで、ｄ軸電流Ｉｄの増加に伴う電力損失を抑制することが可能になる。
出力トルクＴや出力電力Ｐの増加に伴って、ｄ軸電流Ｉｄは増加する。ここで、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定し、ｄ軸電流Ｉｄの検出値がｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を超えたことを条件として、界磁電流目標値Ｉｆとして界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを選択する構成とした。これにより、出力トルクＴ又は出力電力Ｐを指令トルクＴ＊又は指令電力Ｐ＊に近づけつつ、電流振幅Ｉａが大きくなることを抑制することができる。
電圧制限円の頂点よりｑ軸側にｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定した。このようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定することで、出力トルクＴ又は出力電力Ｐを一定値とするベクトル軌跡と電圧制限円との交点と、原点との距離が短くなる。つまり、電流振幅Ｉａが大きくなることを抑制することができる。
出力トルクＴ及び出力電力Ｐは、主としてｑ軸電流Ｉｑに応じて変化する。そこで、電力効率を重視する場合、指令トルクＴ＊又は指令電力Ｐ＊の変動に対する応答性を重視する場合に比べて、電圧制限円においてｄ軸電流Ｉｄに対するｑ軸電流Ｉｑの変化が大きくなるように、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する。
具体的には、電力効率を重視する場合に、電圧制限円において、頂点と右端との中点から頂点側にｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する。このような設定を行うことで、ｑ軸電流Ｉｑの値が大きくなり、界磁電流Ｉｆの値が小さくなる。そして、界磁電流Ｉｆの値が小さくなることで、ｄｑ電流の振幅が小さくなり、電力効率を向上させることができる。
また、応答性を重視する場合に、電圧制限円において、頂点と右端との中点からｑ軸側にｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する。このような設定を行うことで、ｄ軸電流Ｉｄに対するｑ軸電流Ｉｑの変化が大きくなる。
印加電圧の振幅Ｖａを一定としつつ、印加電圧の位相δを調整することで、出力トルクＴ及び出力電力Ｐを制御する構成とした。このような構成にすることで制御を簡易化できる。また、例えば、印加電圧（昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３及びインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のデューティ）を最大値とすることで、電流振幅Ｉａを低減することができ、電力効率が向上する。
（その他の実施形態）
・上記実施形態では、印加電圧の振幅Ｖａと誘起電圧の振幅Ｖｂとの偏差が０になるように界磁電流目標値Ｉｆ＊の設定を行う構成とした。これを変更し、印加電圧の振幅Ｖａと誘起電圧の振幅Ｖｂとの偏差が所定値以下となるように界磁電流目標値Ｉｆ＊の設定を行う構成としてもよい。
・界磁電流目標値Ｉｆ＊を常に界磁電流最小値Ｉｆ＿ｍｉｎとする制御を行ってもよい。この場合、出力電力Ｐ及び出力トルクＴの最大値が小さくなる一方、電力効率を向上させることができる。
・界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃは、指令トルクＴ＊とトルクＴの偏差に基づいて設定してもよい。
・印加電圧の振幅Ｖａを最大値で固定する構成としたが、これを変更してもよい。
・制御装置は、指令電力Ｐ＊が入力され、モータ１０の入出力電力Ｐを指令電力Ｐ＊に近づける制御を行うものであってもよい。この場合、指令電力Ｐ＊と入出力電力Ｐとの偏差を入力値とするとともに、電圧位相δを操作量とし、指令電力Ｐ＊と入出力電力Ｐとの偏差を小さくするようにＰＩＤ制御を実施する。
・さらに、上記実施形態を下記のように変更してもよい。
電流振幅Ｉａが、その上限値である振幅上限値ＩａＭＡＸを超えないように、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する構成とする。ここで、振幅上限値ＩａＭＡＸは、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２から電機子巻線群１０ａ，１０ｂに対して入出力可能な電流の振幅の最大値に設定されている。このような制御を行うことで、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２と電機子巻線群１０ａ，１０ｂとの間で過剰な電流が流れ、スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２などに損傷が生じることを抑制できる。
さらに、電流振幅Ｉａが振幅上限値ＩａＭＡＸを超えないように設定されたｄ軸電流目標値Ｉｄ＊に基づいて、トルクＴ（又は電力Ｐ）が最大となるように、界磁電流目標値Ｉｆ＊を設定する構成とする。なお、トルクＴは、図１０に示すように、Ｔ＝Ｌｆ・Ｉｆ・Ｉｑとして表すことができる。このような構成にすることで、電流振幅Ｉａが、振幅上限値ＩａＭＡＸを超えないように制御しつつ、トルクＴ（又は電力Ｐ）を最大化することが可能になる。
具体的には、振幅上限値ＩａＭＡＸとｄ軸電流目標値Ｉｄ＊との偏差が所定値以下になった場合（即ち、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊が振幅上限値ＩａＭＡＸに近づいた場合）、電流振幅Ｉａを振幅上限値ＩａＭＡＸとしつつ、電流ベクトルの位相が小さくなるように界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃ（第２界磁電流）を減少させることで、トルクＴ（又は電力Ｐ）が最大となるように、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを設定する。さらに具体的には、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの組み合わせである電流ベクトルが電圧制限円の頂点に達するまで、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを減少させる。これにより、トルクＴ（又は電力Ｐ）が最大となるように、界磁電流目標値Ｉｆ＊を設定することができる。
図１１を用いて、本変形例におけるｄ軸電流目標値Ｉｄ＊及び界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃの設定を説明する。ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊が増加することで、振幅上限値ＩａＭＡＸに近づいた場合、電流振幅Ｉａが振幅上限値ＩａＭＡＸとなるようにｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を設定する（破線）。さらに、界磁電流参照値Ｉｆ＿ｃを減少させることで、電圧制限円をｑ軸側に移動させる。界磁電流Ｉｆが減少する一方で、ｑ軸電流Ｉｑが増加することで、トルクＴが増加していく。そして、電流ベクトルが電圧制限円の頂点に達するまで、界磁電流Ｉｆを下げるように調整する（実線）。これにより、トルクＴを最大とすることができる。
１０ａ…第１巻線群、１０ｂ…第２巻線群、１１…界磁巻線、１２…ロータ、１３…ステータ、４０…制御装置。

Claims (16)

  1. 界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、前記界磁巻線に流す界磁電流を制御する制御装置（４０）であって、
    前記電機子巻線には、所定の印加電圧が印加されており、
    前記回転子の回転に伴い前記電機子巻線に生じる誘起電圧の振幅と前記印加電圧の振幅との偏差が所定値以下となる第１界磁電流に前記界磁電流を制御することを特徴とする回転電機の制御装置。
  2. ｄｑ軸座標系上において前記電機子巻線に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流の組から成る電流ベクトルで表す場合に、前記印加電圧の振幅を一定値とする円弧状の前記電流ベクトルの軌跡である電圧制限円とｄ軸との交点におけるｄ軸電流が０以下になるように、前記界磁電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 前記回転電機の入出力トルク又は入出力電力の指令値が所定値よりも大きくなった場合に、前記界磁電流を前記第１界磁電流より大きな第２界磁電流に制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 前記電機子巻線に流れるｄ軸電流に基づいて、前記第２界磁電流の大きさを制御することを特徴とする請求項３に記載の回転電機の制御装置。
  5. ｄｑ軸座標系上において前記電機子巻線に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流の組から成る電流ベクトルで表す場合に、前記印加電圧の振幅を一定値とする円弧状の前記電流ベクトルの軌跡である電圧制限円において、前記ｄ軸電流の目標値である目標電流を設定し、
    前記ｄ軸電流の検出値の絶対値が前記目標電流の絶対値を超えたことを条件として、前記界磁電流を前記第２界磁電流に制御することを特徴とする請求項４に記載の回転電機の制御装置。
  6. 前記電圧制限円において、前記電機子巻線に流れるｑ軸電流が最大となる頂点よりｑ軸側に前記電流ベクトルが属するように、前記目標電流を設定することを特徴とする請求項５に記載の回転電機の制御装置。
  7. 電力効率を重視する場合に、前記入出力トルク又は前記入出力電力の指令値の変動に対する応答性を重視する場合に比べて、前記電圧制限円において前記頂点側に前記電流ベクトルが属するように、前記目標電流を設定することを特徴とする請求項６に記載の回転電機の制御装置。
  8. 前記電力効率を重視する場合に、前記電圧制限円において前記頂点よりｑ軸側のｄ軸の範囲の中央より前記頂点側に前記電流ベクトルが属するように、前記目標電流を設定することを特徴とする請求項７に記載の回転電機の制御装置。
  9. 前記応答性を重視する場合に、前記電圧制限円において前記頂点よりｑ軸側のｄ軸の範囲の中央より前記ｑ軸側に前記電流ベクトルが属するように、前記目標電流を設定することを特徴とする請求項７又は８に記載の回転電機の制御装置。
  10. ｄｑ軸座標系上において前記電機子巻線に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流の組から成る電流ベクトルで表す場合に、前記印加電圧の振幅を一定値とする円弧状の前記電流ベクトルの軌跡である電圧制限円において、前記ｄ軸電流の目標値である目標電流を設定し、
    前記回転電機には、前記電機子巻線に対して電力の入出力を行うインバータが接続されており、
    前記電機子巻線に流れる電流の振幅である電流振幅の上限値である振幅上限値を、前記インバータから前記電機子巻線に対して入出力可能な電流の振幅の最大値に設定し、
    前記電流振幅が前記振幅上限値を超えないように、前記目標電流を設定することを特徴とする請求項４乃至９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  11. 前記電流振幅が前記振幅上限値を超えないように設定された前記目標電流に基づいて、前記入出力トルク又は前記入出力電力が最大となるように、前記第２界磁電流を設定することを特徴とする請求項１０に記載の回転電機の制御装置。
  12. 前記振幅上限値と前記目標電流との偏差が所定値以下になった場合、前記電流振幅を前記振幅上限値としつつ、かつ、前記電流ベクトルの位相が小さくなるように前記第２界磁電流を減少させることで、前記入出力トルク又は前記入出力電力が最大となるように、前記第２界磁電流を設定することを特徴とする請求項１１に記載の回転電機の制御装置。
  13. 前記電圧制限円において、前記電機子巻線に流れるｑ軸電流が最大となる頂点に、前記電流ベクトルが達するまで、前記第２界磁電流を減少させることを特徴とする請求項１２に記載の回転電機の制御装置。
  14. 前記印加電圧の振幅は一定とされており、
    前記印加電圧の位相を調整することで、前記回転電機の入出力トルク又は入出力電力を制御することを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  15. 前記入出力トルク又は前記入出力電力と、前記入出力トルク又は前記入出力電力の指令値との偏差を入力値とするとともに、前記印加電圧の位相を操作量とし、前記偏差を小さくするようにＰＩＤ制御を行うことを特徴とする請求項１４に記載の回転電機の制御装置。
  16. 前記入出力トルク又は前記入出力電力の指令値に基づいて、前記ＰＩＤ制御におけるゲインを設定することを特徴とする請求項１５に記載の回転電機の制御装置。
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