JP6398835B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、界磁巻線型の回転電機を制御する制御装置に関する。

車両において、回生発電を行う発電機と、内燃機関の始動用トルクを発生させる電動機とを兼ねる界磁巻線型の回転電機（ISG: Integrated Starter Generator）が用いられている。このような発電機と電動機とを兼ねる回転電機の界磁巻線では、界磁電流の時定数が大きく、界磁電流の立ち上がりに時間を要し、トルク要求に対する応答性が低下するという問題点が知られている。

この問題点を解消すべく、界磁電流の給電開始時と同時以前から界磁電流による界磁磁束とは反対方向の磁束が発生するように電機子巻線にｄ軸電流を流すことで、界磁巻線の自己インダクタンスを打ち消し、また、界磁電流を立ち上げる方向に電磁誘導を行う構成が特許文献１に記載されている。

特開２００４−１４４０１９号公報

ＩＳＧを適用する場合に、ＩＳＧをモータとして駆動するインバータ回路と電源との間の平滑コンデンサを省略する構成が用いられることがある。平滑コンデンサを省略する構成では、インバータ回路におけるリンギングを抑制するために、パルス幅変調制御に代えて、矩形波駆動を行うことが好ましい。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、矩形波駆動を実施する回転電機の制御装置において、ｄ軸電流を負の方向に増加させることで、界磁電流を高応答に立ち上げる制御を実施することを主たる目的とする。

本発明は、回転電機（１０）に電力を供給するインバータの複数の半導体スイッチング素子（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ２）を、前記回転電機の電気角の回転周期における所定の通電期間にわたって、それぞれオン状態とする矩形波駆動を実施する回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機は、界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、３相以上の電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）と、を備え、前記回転電機に対するトルク指令値の増加に伴う前記界磁巻線に流れる界磁電流の増加の開始後において、前記界磁電流による界磁磁束とは反対方向の磁束が発生する向きで前記電機子巻線に流れるｄ軸電流を増加させるために、前記複数の半導体スイッチング素子の前記通電期間をそれぞれ進角方向に進める制御を実施する。

進角方向に通電期間を進めることで、印加電圧の位相を進角させ、回転電機に流れる相電流を進角させる。これにより、ｄ軸電流を負の方向に増加させ、界磁電流を増加させる構成とした。つまり、矩形波駆動を実施する回転電機の制御装置において、ｄ軸電流を負の方向に増加させることで、界磁電流を高応答に立ち上げる制御を実施することが可能となる。

本実施形態の電気的構成図。 モータをｄｑ軸モデルで表した図。 進角方向に通電期間を１２０度から１８０度へ増加させる制御を表す図。 本実施形態及び従来技術におけるｄｑ軸電流の変化を表すタイミングチャート。 本実施形態及び従来技術における界磁電流の変化を表すタイミングチャート。 本実施形態及び従来技術における出力トルクの変化を表すタイミングチャート。 本実施形態及び従来技術におけるインバータの入力電流を表すタイミングチャート。

以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期モータ（３相回転電機）である。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。

特に本実施形態では、エンジン２０の初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。

モータ１０を構成するロータ１２（回転子）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。

モータ１０のステータ１３（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。

モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源である高圧バッテリ２２が並列接続されている。高圧バッテリ２２には、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３によって昇圧された低圧バッテリ２４の出力電圧が印加可能とされている。低圧バッテリ２４（例えば、鉛蓄電池）の出力電圧は、高圧バッテリ２２（例えば、リチウムイオン蓄電池）の出力電圧よりも低く設定されている。

第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１（半導体スイッチング素子）としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２（半導体スイッチング素子）としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。

界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを制御する。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ３０、電圧センサ３１、界磁電流センサ３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角センサ３０は、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ３１は、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧を検出する。界磁電流センサ３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを検出する。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流（固定座標系における第１巻線群１０ａに流れる電流）と、第２巻線群１０ｂの各相電流を検出する。なお、回転角センサ３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、界磁電流センサ３２及び相電流検出部３３としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、モータ１０の制御量をその指令値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。ここで、力行時におけるモータ１０の制御量は、クランク軸２０ａに出力される出力トルクＴであり、その指令値は、トルク指令値Ｔ＊である。

界磁巻線型のモータ１０の出力トルクＴは、
Ｔ＝２Ｐｎ｛Ｍｆ・Ｉｆ・Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ＋Ｍｄ−Ｍｑ）Ｉｄ・Ｉｑ｝
と表すことができる。Ｐｎはロータ１２の極対数、Ｍｆはロータ１２・ステータ１３間の相互インダクタンス、Ｉｆは界磁電流、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｑはｑ軸電流、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。なお、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、第１巻線群１０ａ、及び、第２巻線群１０ｂにそれぞれ流れるｄ軸電流及びｑ軸電流である。つまり、モータ１０は、界磁電流Ｉｆ、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを適切に調整することで、出力トルクＴを制御することができる。

制御装置４０は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆ及び電機子巻線群１０ａ，１０ｂに流れる相電流を調整することで、モータ１０の出力トルクＴをトルク指令値Ｔ＊に近づける制御を行うことができる。ここで、ロータ１２の界磁巻線１１は、ステータ１３の電機子巻線群１０ａ，１０ｂに比べて、ターン数が多く、リアクタンス値が大きく、回路の時定数が大きい。このため、界磁電流Ｉｆの立ち上がりは、相電流に比べて遅く、出力トルクＴの応答性が低下する。

そこで、本実施形態の構成では、ｄ軸電流Ｉｄを時間変化させることで、ｄ軸インダクタンスＬｄによって生じるｄ軸磁束φｄを変化させる。そして、ｄ軸磁束φｄの変化によって、界磁巻線１１に電磁誘導を生じさせることで、界磁電流Ｉｆと同じ向きに誘導電流ΔＩｆを流す構成とする。

図２にモータ１０をｄｑ軸モデルで表した図を示す。界磁巻線１１の自己インダクタンスＬｆによる界磁磁束φａと、ｄ軸インダクタンスＬｄによるｄ軸磁束φｄとは、対向して生じる。

界磁巻線１１に対する印加電圧をＶｆ、界磁巻線１１の抵抗成分である巻線抵抗をＲｆ、微分演算子をｓとした場合に、印加電圧Ｖｆを、
Ｖｆ＝Ｒｆ・Ｉｆ＋ｓ・Ｌｆ・Ｉｆ＋ｓ・Ｍｆ・Ｉｄ
と表すことができる。この式を変形することで、界磁電流Ｉｆを、
Ｉｆ＝（Ｖｆ−ｓ・Ｍｆ・Ｉｄ）／（Ｌｆ・ｓ＋Ｒｆ）
と表すことができる。

ここで、ｄ軸電流Ｉｄの寄与により生じる誘導電流ΔＩｆは、
ΔＩｆ＝−（Ｍｆ・ｓ（Ｉｄ））／（Ｌｆ・ｓ＋Ｒｆ）
となる。界磁電流Ｉｆと同じ向き（正の向き）の誘導電流ΔＩｆを発生させることで、界磁電流Ｉｆの時間遅れを補うことができる。界磁電流Ｉｆを正の値とするには、ｄ軸電流Ｉｄに微分演算子を作用させたｓ（Ｉｄ）を負の値にすればよい。

つまり、界磁電流Ｉｆによる界磁磁束φａとは反対方向のｄ軸磁束φｄが発生する向きでｄ軸電流Ｉｄを増加させることで、界磁電流Ｉｆを増加させることができる。さらに、ｄ軸電流Ｉｄを急峻に増加させることで、効率的に誘導電流ΔＩｆを発生させることができる。

本実施形態のモータ１０は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２と高圧バッテリ２２との間の平滑コンデンサを省略する構成としている。このような平滑コンデンサを省略する構成では、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるリンギングを抑制するために、パルス幅変調制御に代えて、矩形波駆動を行うことが好ましい。

本実施形態の制御装置４０は、モータ１０に電力を供給するインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２を、モータ１０の電気角の回転周期における所定の通電期間にわたって、それぞれオン状態とする矩形波駆動を実施する。さらに、制御装置４０は、巻線群１０ａ，１０ｂに印加される電圧（印加電圧）の振幅を一定値にするとともに印加電圧の位相δを調整することで、電圧位相制御を実施する。電圧位相制御によって、矩形波駆動においてｄ軸電流Ｉｄを変化させることが可能になる。

ここで、電圧位相制御では、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとを独立して制御することが困難である。このため、スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２の通電期間を進角することで、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させると、ｑ軸電流Ｉｑが減少することが懸念される。このため、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させた場合に、ｑ軸電流Ｉｑが減少することでマグネットトルクが減少し、かえってトルク応答性が悪化するということが懸念される。

そこで、本実施形態の制御装置４０は、図３に示すように、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２の通電期間を１２０度とした状態から、進角方向に通電期間を増加させる。より具体的には、進角方向に通電期間を６０度増加させ、通電期間を１２０度から１８０度に増加させる。これにより、印加電圧Ｖａの実効値を増加させつつ、印加電圧Ｖａの位相δを進角させることができる。具体的には、印加電圧Ｖａの実効値を√（３／２）倍とし、印加電圧の位相δを３０度進角させることができる。これにより、ｑ軸電流Ｉｑの減少を抑制しつつ、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に急峻に増加させることが可能となる。また、通電期間を１２０度から１８０度に切り替える際に、モータ１０の回転周期におけるオフタイミングを固定する。

さらに、本実施形態では、トルク要求の発生後に、ｄ軸電流Ｉｄを０Ａにする制御を実施する。その後、通電期間を進角方向に広げる制御を実施することで、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に急峻に増加させる。また、界磁電流Ｉｆが、界磁電流指令値Ｉｆ＊から、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に急峻に増加させることで発生する誘導電流ΔＩｆを減算した値に達した場合に、通電期間を進角方向に広げる制御を実施する。これにより、界磁電流Ｉｆを応答性よく界磁電流指令値Ｉｆ＊に近づけることができる。

図４〜図７を用いて、本実施形態の制御と、従来の制御との比較を行う。図４に本実施形態の制御（実線）、及び、従来の制御（破線）を実施した場合のｄｑ軸電流の変化をタイミングチャートとして示す。従来の制御では、トルク要求の発生後に通電期間１８０度で、最大トルク制御を実施する。

時刻Ｔ０において、トルク要求が発生する。従来の制御では、時刻Ｔ０において、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２の通電幅が１８０度とされるとともに、最大トルク制御が実施される。これにより、トルク指令値Ｔ＊の増加に伴って、ｑ軸電流Ｉｑが正の方向に増加するとともに、ｄ軸電流Ｉｄが負の方向に増加する。

一方、本実施形態の制御では、時刻Ｔ０において、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２の通電幅が１２０度とされるとともに、Ｉｄ＝０制御が実施される。これにより、トルク指令値Ｔ＊の増加に伴ってｑ軸電流Ｉｑが正の方向に増加する一方、ｄ軸電流Ｉｄが０とされる。その後、時刻Ｔ１において、通電期間が１２０度から１８０度に増加されるとともに電圧位相δが進角されることで、ｄ軸電流Ｉｄが急峻に減少する。その後、通電期間１８０度の状態で最大トルク制御が実施される。

図５に本実施形態の制御（実線）、及び、従来の制御（破線）を実施した場合の界磁電流Ｉｆの変化をタイミングチャートとして示す。

時刻Ｔ０において、トルク要求の発生（トルク指令値Ｔ＊の増加）に伴い、界磁電流Ｉｆの増加が開始する。従来の制御では、時刻Ｔ０において、ｄ軸電流Ｉｄが増加することで、誘導電流ΔＩｆが生じる。これにより、界磁電流Ｉｆが急峻に増加する。その後、界磁巻線１１の時定数に応じた速度で界磁電流Ｉｆが増加し、時刻Ｔ２において、界磁電流Ｉｆが界磁電流指令値Ｉｆ＊に達する。

一方、本実施形態の制御では、時刻Ｔ０において、Ｉｄ＝０制御が実施されるため、誘導電流ΔＩｆが生じない。このため、界磁巻線１１の時定数に応じた速度で界磁電流Ｉｆが増加していく。その後、時刻Ｔ１において、界磁電流Ｉｆが、界磁電流指令値Ｉｆ＊から、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に急峻に増加させることで発生する誘導電流ΔＩｆを減算した値に達すると、通電期間を進角方向に広げる制御が実施される。これにより、ｄ軸電流Ｉｄが急峻に増加し、誘導電流ΔＩｆが生じる。誘導電流ΔＩｆにより、界磁電流Ｉｆが界磁電流指令値Ｉｆ＊に達する。このように、本実施形態における制御を実施することで、従来の制御に比べて、界磁電流Ｉｆを界磁電流指令値Ｉｆ＊まで高速に立ち上げることができる。

図６に本実施形態の制御（実線）、及び、従来の制御（破線）を実施した場合の出力トルクＴの変化をタイミングチャートとして示す。

時刻Ｔ０において、トルク要求が発生する。トルク要求の発生に伴い、トルク指令値Ｔ＊が０から２２．５Ｎｍに増加する。従来の制御では、界磁電流Ｉｆの立ち上がり及びｑ軸電流Ｉｑの立ち上がりに応じて、時刻Ｔ０において、出力トルクＴが急峻に立ち上がる。その後、緩やかに出力トルクＴがトルク指令値Ｔ＊に近づいていく。

一方、本実施形態の制御では、時刻Ｔ０において、従来の制御に比べて緩やかに出力トルクＴが立ち上がる。その後、時刻Ｔ１において、出力トルクＴは、界磁電流Ｉｆの立ち上がりによって急峻に立ち上がり、トルク指令値Ｔ＊に達する。

図７に本実施形態の制御（実線）、及び、従来の制御（破線）を実施した場合のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力電流Ｉｄｃをタイミングチャートとして示す。

時刻Ｔ０において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電流である相電流Ｉｄｑが増加する結果、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力電流Ｉｄｃが急増する。ここで、従来制御では、時刻Ｔ０において１８０度通電を実施し、本実施形態の制御では、時刻Ｔ０において１２０度通電を実施する。これにより、本実施形態の制御では、従来制御に比べて、トルク要求の発生後に流れる突入電流を抑制することが可能となる。

以下、本実施形態の作用を述べる。

進角方向に通電期間を進めることで、印加電圧の位相を進角させ、回転電機に流れる相電流を進角させる。これにより、ｄ軸電流を負の方向に増加させ、界磁電流を増加させることができる。さらに、進角方向に通電期間を広げることで、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させ、界磁電流Ｉｆを増加させる構成とした。これにより、界磁電流Ｉｆの応答性を向上させることができる。また、進角方向に通電期間を広げる構成では、単純に通電期間を進角する構成と比べて、電機子巻線群１０ａ，１０ｂに印加される電圧振幅が増加する。このため、ｑ軸電流Ｉｑの減少を抑制することができる。つまり、ｑ軸電流Ｉｑの減少を抑制しつつ、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させることで、界磁電流Ｉｆを高応答に立ち上げる制御を実施することができる。

本実施形態では、通電期間を１２０度から１８０度に切り替える際に、モータ１０の回転周期におけるオフタイミングを固定する構成とした。このように回転周期におけるオフタイミングを固定することで、通電期間の増加分をｄ軸電流Ｉｄの増加に寄与させることができ、より効率的に界磁電流Ｉｆの応答性を向上させることができる。

通電当初の通電期間を１２０度とすることで、駆動開始時における通電期間を１８０度とする構成に比べて、電機子巻線群１０ａ，１０ｂに流れる突入電流を減少させることができる。

ｄ軸電流Ｉｄを０とした後にパルス幅を進角方向に広げる構成とした。このような構成にすることで、ｄ軸電流Ｉｄを急峻に負の方向に変化させることが可能になる。

印加電圧Ｖｆを界磁巻線１１に印加することで生じる界磁電流Ｉｆの変化は、いわゆるステップ応答波形であるため、界磁電流Ｉｆの増加量は、界磁電流指令値Ｉｆ＊と界磁電流Ｉｆとの差に比例する。つまり、界磁電流指令値Ｉｆ＊と界磁電流Ｉｆとの差が大きいほど、界磁電流Ｉｆの増加量は大きくなる。そこで、界磁電流Ｉｆ、及び、その指令値Ｉｆ＊の差と、界磁電流Ｉｆによる界磁磁束φａとは反対方向の磁束が発生する向きで電機子巻線群１０ａ，１０ｂに流れるｄ軸電流Ｉｄを増加させることによる界磁電流の増加量ΔＩｆと、が等しくなった場合に、通電期間を進角方向に広げる制御を実施する構成とした。このような構成とすることで、界磁巻線１１に印加電圧Ｖｆが印加されることで生じる界磁電流Ｉｆの増加を利用して、界磁電流Ｉｆの応答性を向上させることができる。この構成は、電圧位相δを進角させることで生じる誘導電流ΔＩｆが、界磁電流Ｉｆと界磁電流指令値Ｉｆ＊との差より小さい場合に特に有効である。

本実施形態では、通電期間を進角方向に広げる制御を実施した後、通電期間をそれぞれ広げたまま、モータ１０のトルクが最大値となるように電機子巻線群１０ａ，１０ｂに印加される電圧の位相δを制御する構成とした。このように通電期間を広げたまま電圧位相制御を実施することで、電圧利用率を増加させることができ、トルク応答性を向上させることができる。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、通電期間を１２０度から１８０度に変更する構成としたが、これを変更してもよい。例えば、１８０度を超えない範囲で、初期の通電期間を１２０度より大きくしてもよい。

・電気角の回転周期において、スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ２のオフタイミングを固定しつつ、通電期間を進角方向に広げる構成としたがこれを変更してもよい。例えば、電気角の回転周期において、通電期間全体が進角方向に移動しつつ、通電期間を進角方向に広げる構成としてもよい。

・モータは３相以上の回転電機であってもよい。

・ｄ軸電流Ｉｄが０となるように電圧位相を制御した状態において、通電期間を進角方向に広げる制御を実施する構成としたがこれを変更してもよい。

・界磁電流Ｉｆ、及び、その指令値Ｉｆ＊の差と、界磁電流Ｉｆによる界磁磁束φａとは反対方向の磁束が発生する向きで電機子巻線群１０ａ，１０ｂに流れるｄ軸電流Ｉｄを増加させることによる界磁電流の増加量ΔＩｆと、が等しくなった場合に、通電期間を進角方向に広げる制御を実施する構成とした。これを変更し、異なるタイミングで通電期間を進角方向に広げる制御を実施する構成としてもよい。

・通電期間を進角方向に広げる制御を実施した後、通電期間をそれぞれ広げたまま、モータ１０の出力トルクＴが最大値となるように最大トルク制御を実施する構成とした。これを変更し、通電期間を進角方向に広げる制御を実施した後、所定時間経過後に、通電期間を元の値（例えば、１２０度）に戻す構成としてもよい。また、最大トルク制御以外の制御（例えば、最大効率制御）を実施する構成としてもよい。

・通電期間を進角方向に広げる制御を実施する構成としたが、これを変更し、通電期間の長さを固定したまま、通電期間を進角方向に進める制御を実施する構成としてもよい。

１０…モータ、１０ａ…第１巻線群、１０ｂ…第２巻線群、１１…界磁巻線、１２…ロータ、１３…ステータ、４０…制御装置、インバータ…ＩＮＶ１，ＩＮＶ２。

Claims (6)

1. 回転電機（１０）に電力を供給するインバータ（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）の複数の半導体スイッチング素子（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ２）を、前記回転電機の電気角の回転周期における所定の通電期間にわたって、それぞれオン状態とする矩形波駆動を実施する回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機は、界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、３相以上の電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）と、を備え、
   前記回転電機に対するトルク指令値の増加に伴う前記界磁巻線に流れる界磁電流の増加の開始後において、前記界磁電流による界磁磁束とは反対方向の磁束が発生する向きで前記電機子巻線に流れるｄ軸電流を増加させるために、前記複数の半導体スイッチング素子の前記通電期間をそれぞれ進角方向に進める制御を実施し、
   前記通電期間を進角方向に進めるに際し、前記通電期間を進角方向に広げる制御を実施することを特徴とする制御装置。
2. 前記制御装置は、前記回転電機の電気角の回転周期において、前記複数の半導体スイッチング素子のオフタイミングをそれぞれ固定しつつ、前記通電期間を進角方向に広げる制御を実施することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記通電期間を進角方向に広げる制御を実施した後、前記通電期間をそれぞれ広げたまま、前記回転電機のトルクが最大値となるように前記電機子巻線に印加される電圧の位相を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 前記制御装置は、前記ｄ軸電流が０となるように前記電機子巻線に印加される電圧の位相を制御した状態において、前記通電期間を進角方向に進める制御を実施することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御装置。
5. 前記回転電機は、前記電機子巻線が３相である３相回転電機であり、
   前記制御装置は、前記通電期間を進角方向に進めるに際し、前記回転電機に対するトルク指令値の増加に伴う前記界磁巻線に流れる界磁電流の増加の開始時に前記通電期間を１２０度とし、その後に前記通電期間を進角方向に広げることで、前記通電期間を１８０度とする制御を実施することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 前記界磁電流、及び、その指令値の差と、前記界磁電流による界磁磁束とは反対方向の磁束が発生する向きで前記電機子巻線に流れるｄ軸電流を増加させることによる界磁電流の増加量と、が等しくなった場合に、前記通電期間を進角方向に進める制御を実施することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。

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