JP6299538B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、界磁巻線を有する回転子と、電機子巻線を有する固定子とを備える回転電機に適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、直流電源から界磁巻線に供給される界磁電流を制御する界磁電流制御手段と、直流電源の電力を交流電力に変換して電機子巻線に給電する電力変換器とを備えるものが知られている。詳しくは、この制御装置では、内燃機関の始動時において、界磁電流制御手段によって界磁巻線に給電を開始すると同時に、または給電開始直前に、界磁巻線に電流を流すことによって生じる磁束とは反対方向の磁束が発生するように、電力変換器から電機子巻線に通電している。

特開２００４−１４４０１９号公報

ここで、上記特許文献１に記載された界磁電流の制御手法では、界磁電流を流し始めてから、界磁電流がその目標値に到達するまでの時間を必ずしも最短にできるとは限らない。このため、界磁電流の制御手法については、未だ改善の余地を残すものとなっている。

本発明は、界磁電流を流し初めてから、界磁電流がその目標値に到達するまでの時間を好適に短縮できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、前記界磁巻線に流す界磁電流を制御する界磁電流制御手段（４０ｊ，４０ｋ）と、前記界磁電流を流すことによって生じる界磁磁束を、前記電機子巻線に電流を流すことによって生じる磁束で打ち消すように、前記電機子巻線に流す電流を制御する電機子電流制御手段（４０ｃ，４０ｄ，４０ｆ，４０ｈ，４０ｉ）と、前記界磁電流制御手段によって前記界磁電流を流し始めてから、前記界磁電流が増大してその目標値に到達する前までの期間において、前記電機子電流制御手段によって前記電機子巻線に流す電流を前記界磁磁束の打ち消し方向に増加させるタイミングを、前記界磁電流制御手段によって前記界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させる遅延手段とを備えることを特徴とする。

界磁電流を流し始めた後、界磁電流はその目標値に向かって上昇するものの、界磁電流の上昇速度は時間経過とともに徐々に低下する。これは、界磁電流が大きくなるほど、界磁巻線の抵抗成分における電圧降下量が増大し、界磁巻線のインダクタンス成分に対する印加電圧が低下するためである。ここで、本発明者は、界磁電流を流し始めてから界磁電流が目標値に到達するまでの期間のうち、界磁電流の流し始め直後の期間における界磁電流の上昇速度が比較的高いことに着目した。そして、界磁電流を流し始めてから界磁電流の上昇速度が比較的高い期間が経過した後、界磁磁束を打ち消す方向に電機子巻線に流す電流を増加させることで、界磁電流を流し初めてから、界磁電流がその目標値に到達するまでの時間を短縮できることを見出した。

そこで、上記発明では、界磁電流を流し始めてから、界磁電流が目標値に到達する前までの期間において、界磁磁束の打ち消し方向に電機子巻線に流す電流を増加させるタイミングを、界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させる。このため、例えば界磁磁束の打ち消し方向に電機子巻線に流す電流の増加タイミングと界磁電流の流通開始タイミングとを同時に設定する構成と比較して、界磁電流を流し初めてから、界磁電流が目標値に到達するまでの時間を短縮することができる。これにより、回転電機のトルクを迅速に立ち上げることができる。

第１実施形態にかかる車載モータ制御システムの全体構成図。 制御装置における各種処理を示すブロック図。 弱め界磁電流を増加させるｄ軸電流切替処理を示すフローチャート。 界磁巻線等の等価回路を示す図。 第１実施形態の効果を説明するためのタイムチャート。 界磁電流の推移を１次遅れ要素でモデル化した図。 第２実施形態にかかるｄ軸電流切替処理を示すフローチャート。 第３実施形態にかかるｄ軸電流切替処理を示すフローチャート。 第４実施形態にかかるｄ軸電流切替処理を示すフローチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、エンジン２０の初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。

モータ１０を構成するロータ１２は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。

モータ１０のステータ１３には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。

モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源である高圧バッテリ２２が並列接続されている。高圧バッテリ２２には、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３によって昇圧された低圧バッテリ２４の出力電圧が印加可能とされている。低圧バッテリ２４（例えば、鉛蓄電池）の出力電圧は、高圧バッテリ２２（例えば、リチウムイオン蓄電池）の出力電圧よりも低く設定されている。

第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。

界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流を制御する。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ３０、電圧センサ３１、界磁電流センサ３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角センサ３０は、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ３１は、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧（入力電圧ともいう）を検出する。界磁電流センサ３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流を検出する。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流（固定座標系における第１巻線群１０ａに流れる電流）と、第２巻線群１０ｂの各相電流を検出する。なお、回転角センサ３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、界磁電流センサ３２及び相電流検出部３３としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、モータ１０の制御量（トルク）をその指令値（指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。詳しくは、制御装置４０は、指令トルクＴｒｑ＊を実現するための指令電流とモータ１０の第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流とが一致するように、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２をオンオフ操作する。本実施形態では、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれについて独立したモータ制御（ベクトル制御）を行う。なお、図１には、第１インバータＩＮＶ１の各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータＩＮＶ２の各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。なお、上記界磁回路３６は、制御装置４０に内蔵されていてもよいし、制御装置４０に対して外付けされていてもよい。

続いて、図２を用いて、モータ制御について説明する。なお、本実施形態では、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれでモータ制御手法が同一である。このため、図２では、第１インバータＩＮＶ１を例にして説明する。

指令電流設定部４０ａは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、第１巻線群１０ａに対応する回転座標系（ｄｑ座標系）の電流指令値であるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。詳しくは、ｄ軸は、界磁磁束の向きに沿う方向で定義され、ｑ軸は、ｄ軸と直交する方向で定義されている。本実施形態では、損失低減の観点から、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を０に設定している。

２相変換部４０ｂは、回転角センサ３０によって検出された電気角θと、相電流検出部３３によって検出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷとに基づき、第１巻線群１０ａに対応する固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、回転座標系におけるｄ軸電流Ｉｄｒと、ｑ軸電流Ｉｑｒとに変換する。

切替部４０ｃは、指令電流設定部４０ａから出力されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、切替ｄ軸電流Ｉｄｃとのいずれか一方を選択してｄ軸指令電流として出力する。

ｄ軸偏差算出部４０ｄは、切替部４０ｃから出力されたｄ軸指令電流と、２相変換部４０ｂから出力されたｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸偏差ΔＩｄを算出する。具体的には、切替部４０ｃから出力されたｄ軸指令電流からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することで、ｄ軸偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部４０ｅは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、２相変換部４０ｂから出力されたｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸偏差ΔＩｑを算出する。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することで、ｑ軸偏差ΔＩｑを算出する。

ｄ軸制御器４０ｆは、ｄ軸偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒを切替部４０ｃから出力されたｄ軸指令電流にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。本実施形態では、ｄ軸偏差ΔＩｄに基づく比例積分制御によってｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。ｑ軸制御器４０ｇは、ｑ軸偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。本実施形態では、ｑ軸偏差ΔＩｑに基づく比例積分制御によってｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。

３相変換部４０ｈは、電気角θに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、固定座標系における３相の指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する。変調部４０ｉは、第１インバータＩＮＶ１の各相電圧を指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊とするための第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。本実施形態では、電圧センサ３１によって検出された電源電圧ＶＩＮＶにて指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を規格化したものと、キャリア（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波ＰＷＭ処理によって第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。変調部４０ｉは、生成された第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を第１インバータＩＮＶ１に出力する。これにより、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ、Ｗ相には、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電流が流れることとなる。

界磁偏差算出部４０ｊは、界磁電流センサ３２によって検出された界磁電流Ｉｆｒとその目標電流Ｉｆ＊との偏差である界磁偏差ΔＩｆを算出する。具体的には、目標電流Ｉｆ＊から界磁電流Ｉｆｒを減算することで界磁偏差ΔＩｆを算出する。なお、目標電流Ｉｆ＊は、可変設定されてもよいし、固定値に設定されてもよい。

界磁制御器４０ｋは、界磁偏差ΔＩｆに基づいて、界磁電流Ｉｆｒを目標電流Ｉｆ＊にフィードバック制御するための操作量として、界磁巻線１１に印加する直流電圧指令値である界磁指令電圧Ｖｆを算出する。本実施形態では、界磁偏差ΔＩｆに基づく比例積分制御によって界磁指令電圧Ｖｆを算出する。界磁回路３６は、界磁巻線１１に界磁指令電圧Ｖｆを印加するように操作される。なお、本実施形態において、上記各処理部４０ｃ，４０ｄ，４０ｆ，４０ｈ，４０ｉが「電機子電流制御手段」に相当する。また、界磁偏差算出部４０ｊ及び界磁制御器４０ｋが「界磁電流制御手段」に相当する。

判定部４０ｌは、指令電流設定部４０ａから出力されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、切替ｄ軸電流Ｉｄｃとのいずれか一方を選択してｄ軸偏差算出部４０ｄに出力するｄ軸電流切替処理を行う。以下、この処理を設ける理由について説明する。

モータ１０のトルクは、下式（ｅｑ１）によって表される。

上式（ｅｑ１）において、「Ｐｎ」はモータ１０の極対数を示し、「Ｍｆ」は各巻線群１０ａ，１０ｂのそれぞれと界磁巻線１１とのｄ軸上における相互インダクタンスを示し、「Ｉｆ」は界磁巻線１１に流れる界磁電流を示す。また、「Ｉｑ１，Ｉｑ２」は第１，第２インバータＩＮ１，ＩＮＶ２におけるｑ軸電流を示し、「Ｉｄ１，Ｉｄ２」は第１，第２インバータＩＮ１，ＩＮＶ２におけるｄ軸電流を示す。さらに、「Ｌｄ」は第１，第２インバータＩＮ１，ＩＮＶ２におけるｄ軸インダクタンスを示し、「Ｌｑ」は第１，第２インバータＩＮ１，ＩＮＶ２におけるｑ軸インダクタンスを示す。加えて、「Ｍｄ」は第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間におけるｄ軸相互インダクタンスを示し、「Ｍｑ」は第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間におけるｑ軸相互インダクタンスを示す。

上式（ｅｑ１）は、モータ１０のトルクＴが、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｑ１，Ｉｑ２のみならず、界磁電流Ｉｆによっても制御できることを表している。ただし、界磁電流Ｉｆの時定数は大きいため、界磁電流Ｉｆの調整によるトルク制御の応答性は著しく低い。したがって、例えばアイドリングストップ機能によるエンジン２０の再始動時において、エンジン２０の始動が開始されてから完了されるまでの時間が長くなる懸念がある。そこで本実施形態では、界磁電流をその目標電流Ｉｆ＊に迅速に到達させるべく、上記ｄ軸電流切替処理を行う。

図３に、ｄ軸電流切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０（判定部４０ｌ）によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、モータ１０の始動指示がなされたか否かを判断する。本実施形態では、アイドリングストップ機能によるエンジン２０の再始動指令がなされた場合に本ステップにおいて肯定判断する。

ステップＳ１０において肯定判断した場合には、界磁電流の目標電流Ｉｆ＊を規定電流（＞０）までステップ状に立ち上げてステップＳ１１に進む。ステップＳ１１では、現在の処理周期における目標値Ｉｔｇｔ［ｋ］と、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］との差である界磁偏差ΔＩｆ［ｋ］を算出する。本実施形態では、現在の処理周期における目標値Ｉｔｇｔ［ｋ］から現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］を減算することで界磁偏差ΔＩｆ［ｋ］を算出する。ここで、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］は、現在の処理周期において界磁電流センサ３２によって検出された界磁電流である。

続くステップＳ１２では、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］、界磁指令電圧Ｖｆ、及び切替ｄ軸電流Ｉｄｃに基づいて、次回の処理周期における界磁電流の予測値（以下、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］）を算出する。詳しくは、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］は、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれのｄ軸電流を０から負方向に増加させたと仮定した場合（すなわち、弱め界磁電流を増加させたと仮定した場合）における次回の処理周期の界磁電流のことである。本実施形態では、下式（ｅｑ２）を用いて予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］を算出する。

上式（ｅｑ２）において、「Ｌｆ」は界磁巻線１１の自己インダクタンスを示し、「Ｒｆ」は界磁巻線１１の巻線抵抗を示し、「Ｔｓ」は制御装置４０の処理周期（処理タイミングの時間間隔）を示す。また、「Ｖｐｌ」はｄ軸電流と界磁電流との干渉項を示す。上式（ｅｑ２）は、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれのｄ軸電流を負方向に変化させることにより、干渉項Ｖｐｌを正の値として増加させ、界磁電流Ｉｆｒを増加できることを示している。上式（ｅｑ２）は、界磁巻線１１の電圧方程式を元にしたモデル式である。より詳しくは、下式（ｅｑ３）の電圧方程式を後退差分によって離散化することで上式（ｅｑ２）が導かれる。下式（ｅｑ３）において、「ｓ」はラプラス演算子（微分演算子）を示す。なお、図４に、界磁巻線１１の等価回路を示した。

先の図３の説明に戻り、続くステップＳ１３では、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］から現在の処理周期の界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］を減算した値が、ステップＳ１１で算出した界磁偏差ΔＩｆ［ｋ］以上であるか否かを判断する。この処理は、界磁電流を流し始めた後、次回の処理周期において負方向へのｄ軸電流の増加を完了させたと仮定した場合に、次回の処理周期において界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達するか否かを判断するための処理である。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「到達判断手段」に相当する。

ステップＳ１３において否定判断した場合、上記ステップＳ１１に戻る。一方、ステップＳ１３において肯定判断した場合、次回の処理周期において到達すると判断し、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれのｄ軸電流を、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊から切替ｄ軸電流Ｉｄｃへとステップ状に変化させる。本実施形態では、切替ｄ軸電流Ｉｄｃとして、ｄ軸電流の負方向の許容値（以下、負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」）に設定する。負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」は、モータ１０の信頼性を維持する観点から設定されている。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「遅延手段」に相当する。

以上説明した構成によれば、図５に示すように、関連技術と比較して、界磁電流を流し初めてから、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間を短縮することができる。図５には、関連技術と本実施形態とのそれぞれにおけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと界磁電流Ｉｆとの推移を示す。ここで、関連技術とは、界磁電流を流し始めるタイミングと、ｄ軸電流を０から負方向に増加させるタイミングとを同一に設定した技術である。

図示されるように、関連技術では、時刻ｔ１ａにおいて界磁電流Ｉｆｒを流し始めるとともに、ｄ軸電流Ｉｄｒを０から負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」にステップ状に増加させている。また、時刻ｔ１ａにおいて、トルクに大きく寄与するｑ軸電流Ｉｑｒもステップ状に増加させている。ここで、ｄ軸電流Ｉｄｒを負方向へ１回増加させても、界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達しない。この場合、その後の界磁電流Ｉｆｒの上昇速度が過度に低下することとなる。なお、その後、時刻ｔ２ａにおいて界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達する。

これに対し、本実施形態では、時刻ｔ２ａにおいて界磁電流Ｉｆｒを流し始めた後、時刻ｔ２ｂにおいてｄ軸電流Ｉｄｒを０から負方向にステップ状に増加させる。これにより、界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間ＴＢを、関連技術における到達時間ＴＡよりも大きく短縮することができる。

本実施形態において、界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間を、関連技術よりも短縮できるのは、以下の理由による。図６に示すように、界磁電流Ｉｆｒを流し始めた後、界磁電流Ｉｆｒは目標電流Ｉｆ＊に向かって上昇するものの、界磁電流Ｉｆｒの上昇速度は時間経過とともに徐々に低下する。図６では、界磁電流Ｉｆｒの推移を１次遅れ要素で表現している。界磁電流Ｉｆｒの上昇速度が徐々に低下するのは、界磁電流Ｉｆｒが大きくなるほど、界磁巻線１１の巻線抵抗における電圧降下量「Ｒｆ×Ｉｆｒ」が増大し、界磁巻線１１の自己インダクタンスＬｆに対する印加電圧が低下するためである。ここで、界磁電流Ｉｆｒを流し始めてから界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの期間のうち、界磁電流Ｉｆｒの流し始め直後の期間における界磁電流Ｉｆｒの上昇速度は、図６に示すように、界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に近くなる期間における上昇速度よりも十分高い。このため、界磁電流Ｉｆｒの上昇速度が十分高い期間を有効利用した後、ｄ軸電流を負方向に増加させることにより、界磁電流Ｉｆｒが目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間を短縮できる。

以上説明したように、本実施形態では、界磁電流を流し始めてから、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達する前までの期間において、ｄ軸電流を０から負方向に増加させるタイミングを、界磁電流を流し始めるタイミングよりもあえて遅延させた。このため、界磁電流を流し初めてから、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間を好適に短縮することができる。これにより、モータ１０のトルクを迅速に立ち上げることができ、例えばエンジン２０の再始動を迅速に完了することができる。

特に本実施形態では、ｄ軸電流Ｉｄｒを負方向に増加させることにより、次回の処理周期において界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達すると判断された場合、現在の処理周期においてｄ軸電流Ｉｄｒを負方向に増大させた。こうした構成が、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間を短縮することに大きく寄与している。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ｄ軸電流切替処理手法を変更する。

図７に、上記処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０（判定部４０ｌ）によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図７において、先の図３と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断した場合、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、ステップＳ１０において肯定判断してから（目標電圧Ｉｆ＊が０から規定電流までステップ状に増加されてから）、規定時間Ｔγ経過したか否かを判断する。ここで、規定時間Ｔγは、界磁電流を流し始めてから界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達するまでの時間よりも短い時間であって、ｄ軸電流を０から負方向に１回増加させることにより、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊以上になると想定される最短時間（先の図５の時刻ｔ１ｂ〜ｔ２ｂまでの時間）に設定されている。なお、本実施形態において、規定時間Ｔγは、目標電流Ｉｆ＊、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］、及び負方向へのｄ軸電流の増加量ΔＩｄｇ（切替ｄ軸電流Ｉｄｃ）と関係付けられたマップを用いて算出すればよい。本実施形態では、切替ｄ軸電流Ｉｄｃが負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」に設定されていることから、規定時間Ｔγは、実質的には、目標電流Ｉｆ＊及び現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］と関係付けられることとなる。なお、上記マップは、制御装置４０の記憶手段（例えばメモリ）に記憶されている。

ステップＳ１５において肯定判断した場合には、ステップＳ１４に進む。

以上説明した本実施形態によれば、ｄ軸電流の負方向への切り替えを簡易な構成で行うことができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ｄ軸電流切替処理手法を変更する。

図８に、上記処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０（判定部４０ｌ）によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図８において、先の図３と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１１の処理の完了後、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、予測増加量ΔＩｆｇを算出する。本実施形態において、予測増加量ΔＩｆｇは、ｄ軸電流を負方向に増加させたと仮定した場合において、現在の処理周期から次回の処理周期までの期間における界磁電流Ｉｆｒの増加量のことである。本実施形態において、予測増加量ΔＩｆｇは、界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］及びｄ軸電流の増加量ΔＩｄｇとが関係付けられたマップを用いて算出する。このマップは、制御装置４０の上記記憶手段に記憶されている。

続くステップＳ１７では、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］に予測増加量ΔＩｆｇを加算した値が、ステップＳ１１で算出された界磁偏差ΔＩｆ［ｋ］以上であるか否かを判断する。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「到達判断手段」に相当する。

ステップＳ１７において否定判断した場合には、上記ステップＳ１１に戻る。一方、ステップＳ１７において肯定判断した場合には、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、ｄ軸電流をｄ軸指令電流Ｉｄ＊から切替ｄ軸電流Ｉｄｃに切り替える。なお、本実施形態では、切替ｄ軸電流Ｉｄｃを、０未満の値であってかつ負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」以上の任意の値に可変設定するものとしている。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ｄ軸電流切替処理手法を変更する。

図９に、上記処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０（判定部４０ｌ）によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図９において、先の図３と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１３において肯定判断した場合には、ステップＳ１９に進む。ステップＳ１９では、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれにおけるｄ軸電流を、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊から切替ｄ軸電流Ｉｄｃに切り替える。本実施形態では、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれにおけるｄ軸指令電流Ｉｄ＊を、正の値で定義される正側許容値Ｉｄｍａｘｐに設定する。正側許容値Ｉｄｍａｘｐは、モータ１０の信頼性を維持する観点から設定されている。

このように、本実施形態では、正側許容値Ｉｄｍａｘｐから負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」の範囲内にｄ軸電流を収めることを条件として、正側許容値Ｉｄｍａｘｐから負側許容値「−Ｉｄｍａｘｎ」へとｄ軸電流を増加させるタイミングを、界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させた。このため、ｄ軸電流がその許容値で制限される場合であっても、ｄ軸電流の負方向への増加量を大きくすることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１，第３，第４実施形態では、ｄ軸電流を負方向に増加させたと仮定した場合に界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達すると判断された場合、ｄ軸電流を負方向に増加させたがこれに限らない。界磁電流を流し始めた後であれば、界磁電流が目標電流Ｉｆ＊に到達すると判断されると想定されるタイミングよりも前において、ｄ軸電流を負方向に増加させてもよい。この場合であっても、上記第１実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

・上記第４実施形態において、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を、例えば、０よりも大きい値であってかつ正側許容値Ｉｄｍａｘｐよりも小さい値に設定してもよい。

・上記第３実施形態では、界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］及びｄ軸電流の増加量ΔＩｄｇと予測増加量ΔＩｆｇとが関係付けられたマップを増加量予測情報として用いたがこれに限らない。例えば、界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］及びｄ軸電流の増加量ΔＩｄｇと予測増加量ΔＩｆｇとが関係付けられた数式を作成可能であれば、この数式を増加量予測情報として用いて予測増加量ΔＩｆｇを算出してもよい。

・上記第１実施形態の図３のステップＳ１３の処理を、ステップＳ１２で予測された界磁電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］が目標電流Ｉｆ＊以上になったか否かを判断する処理に置換してもよい。

・モータの制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。また、モータとしては、多重巻線型同期モータに限らず、１つの電機子巻線群を備える同期モータであってもよい。この場合、例えば、第２インバータＩＮＶ２を除去すればよい。さらに、モータの用途としては、エンジンの始動に限らず、車載補機の駆動用等、他の用途であってもよい。

１０…モータ、１１…界磁巻線、１２…ロータ、１３…ステータ、１０ａ，１０ｂ…第１，第２巻線群、４０…制御装置。

Claims (9)

1. 界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、
   前記界磁巻線に流す界磁電流を制御する界磁電流制御手段（４０ｊ，４０ｋ）と、
   前記界磁電流を流すことによって生じる界磁磁束を、前記電機子巻線に電流を流すことによって生じる磁束で打ち消すように、前記電機子巻線に流す電流を制御する電機子電流制御手段（４０ｃ，４０ｄ，４０ｆ，４０ｈ，４０ｉ）と、
   前記界磁電流制御手段によって前記界磁電流を流し始めてから、前記界磁電流が増大してその目標値に到達する前までの期間において、前記電機子電流制御手段によって前記電機子巻線に流す電流を前記界磁磁束の打ち消し方向に増加させるタイミングを、前記界磁電流制御手段によって前記界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させる遅延手段とを備えることを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記界磁電流を流し始めた後、前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させたと仮定した場合に前記界磁電流が前記目標値に到達するか否かを判断する到達判断手段をさらに備え、
   前記遅延手段は、前記到達判断手段によって到達すると判断された場合、前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させる請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記界磁電流を流し始めた後、前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させたと仮定した場合における次回の処理周期の前記界磁電流を予測する予測手段をさらに備え、
   前記到達判断手段は、前記予測手段によって予測された前記界磁電流が前記目標値以上となることに基づいて、次回の処理周期の前記界磁電流が前記目標値に到達すると判断し、
   前記遅延手段は、次回の処理周期の前記界磁電流が前記目標値に到達すると前記到達判断手段によって判断された場合、前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させる請求項２記載の回転電機の制御装置。
4. 前記予測手段は、前記界磁巻線の印加電圧、前記界磁電流、前記界磁巻線の抵抗成分、及び前記界磁巻線のインダクタンス成分を関係付けるモデル式を用いて、次回の処理周期の前記界磁電流を予測する請求項３記載の回転電機の制御装置。
5. 前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させたと仮定した場合における次回の処理周期の前記界磁電流の増加量を、前記界磁磁束の打ち消し方向への前記電機子巻線に流す電流の増加量と前記界磁電流と関係付けた情報を、増加量予測情報とし、
   前記予測手段は、前記増加量予測情報を用いて、次回の処理周期の前記界磁電流を予測する請求項３記載の回転電機の制御装置。
6. 前記遅延手段は、前記界磁電流を流し始めてから規定時間経過したタイミングにおいて、前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流を増加させ、
   前記規定時間は、前記界磁電流を流し始めてから前記界磁電流が増大して前記目標値に到達するまでの時間よりも短い時間であって、前記電機子巻線に流す電流の前記界磁磁束の打ち消し方向への１回の増加により、前記界磁電流が前記目標値以上になると想定される時間に設定されている請求項１記載の回転電機の制御装置。
7. 前記電機子巻線に流れる電流のうち、前記回転電機の回転座標系において定義される電流であって、前記界磁磁束の向きに沿う電流をｄ軸電流と定義し、
   前記界磁磁束を打ち消す方向に流れるｄ軸電流を負の値として定義し、
   前記遅延手段は、０から負の所定値へとｄ軸電流を増加させるタイミングを、前記界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させる請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記電機子巻線に流れる電流のうち、前記回転電機の回転座標系において定義される電流であって、前記界磁磁束の向きに沿う電流をｄ軸電流と定義し、
   前記界磁磁束を打ち消す方向に流れるｄ軸電流を負の値として定義し、
   前記遅延手段は、正の値で定義される正側許容値から、負の値で定義される負側許容値の範囲内にｄ軸電流を収めることを条件として、正の所定値から負の所定値へとｄ軸電流を増加させるタイミングを、前記界磁電流を流し始めるタイミングよりも遅延させる請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に流す電流の増加量は、前記界磁電流を流し始めるタイミングと同時に前記界磁磁束の打ち消し方向に前記電機子巻線に電流を流したとしても、前記界磁電流が前記目標値に到達しない量に設定されている請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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