WO2024053459A1 - 回転電機の制御装置、及びプログラム - Google Patents

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WO2024053459A1
WO2024053459A1 PCT/JP2023/031003 JP2023031003W WO2024053459A1 WO 2024053459 A1 WO2024053459 A1 WO 2024053459A1 JP 2023031003 W JP2023031003 W JP 2023031003W WO 2024053459 A1 WO2024053459 A1 WO 2024053459A1
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WO
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field
current
phase
stator
winding
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PCT/JP2023/031003
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English (en)
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正弘 瀬口
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株式会社デンソー
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using supply voltage with constant frequency and variable amplitude
    • H02P27/024—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using supply voltage with constant frequency and variable amplitude using AC supply for only the rotor circuit or only the stator circuit
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the disclosure in this specification relates to a control device and a program for a rotating electric machine.
  • Patent Document 1 there has been known a field-wound rotating electric machine having a stator including a stator winding and a rotor including a field winding.
  • this rotating electrical machine in order to control the torque of the rotating electrical machine to a command torque, the current flowing through the stator winding and the field current flowing through the field winding are manipulated.
  • field weakening can also be considered in the above-mentioned winding field type rotating electric machine.
  • a suitable configuration be constructed in order to make the field amount by the field winding variable.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and aims to provide a control device and a program for a rotating electrical machine that can reduce the required voltage and improve the output of the rotating electrical machine.
  • a control device for a rotating electric machine in the present disclosure includes: It is applied to a system equipped with a winding field type rotating electric machine having a stator including a stator winding, and a rotor having a plurality of magnetic poles arranged in the circumferential direction and including a field winding provided for each magnetic pole.
  • a control unit that controls a stator current flowing through the stator winding and a field current flowing through the field winding; an acquisition unit that acquires a rotation parameter indicating a rotational state of the rotor; Equipped with The control unit controls the magnitude of the field current and the phase of the stator current based on the rotational parameter, and when the rotational speed of the rotor is in a high rotational state higher than a predetermined rotational speed. , the field current is made higher than in the case where the high rotational speed is not present, and the phase of the stator current is controlled to a field-weakening phase that weakens the field magnetic flux of the field winding.
  • the phase of the stator current is controlled to weaken the field magnetic flux of the field winding. Control to set the field phase is performed.
  • the phase of the stator current is controlled to weaken the field magnetic flux of the field winding. Control to set the field phase is performed.
  • the phase of the stator current is controlled to weaken the field magnetic flux of the field winding. Control to set the field phase is performed.
  • the stator current by increasing the field current, it is possible to increase the field magnetic flux while reducing the inductance at the center of the magnetic pole (d-axis) of the rotor.
  • the stator current with a field weakening phase the interlinkage magnetic flux interlinking with the stator windings is reduced. This makes it possible to increase the output torque of the rotating electrical machine while reducing the drive voltage applied to the stator windings. As a result, it is possible to reduce the required voltage of the rotating electrical machine and improve its output.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system for a rotating electrical machine.
  • FIG. 2 is a diagram showing an inverter and its peripheral configuration
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the rotor and stator
  • FIG. 4 is a diagram showing an electric circuit provided in the rotor
  • FIG. 5 is a functional block diagram of torque control
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in fundamental wave current and harmonic current
  • FIG. 7 is a diagram showing the magnetic flux generated between the stator and rotor in a field weakening state
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system for a rotating electrical machine.
  • FIG. 2 is a diagram showing an inverter and its peripheral configuration
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the rotor and stator
  • FIG. 4 is a diagram showing an electric circuit provided in the rotor
  • FIG. 5 is a functional block diagram of torque control
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in fundamental wave current and harmonic current
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the field current and the phase of the stator current with respect to the output torque when field weakening is performed.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between field current and required voltage
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between current phase and torque
  • FIG. 11 is a time chart showing changes in U-phase current, U-phase voltage, output torque, and field current
  • FIG. 12 is a time chart showing changes in U-phase current, U-phase voltage, output torque, and field current
  • FIG. 13 is a time chart showing changes in the fundamental wave current and harmonic current for one phase, and changes in the harmonic superimposed current
  • FIG. 14 is a diagram illustrating energization control for each operating state of the rotating electric machine, FIG.
  • FIG. 15 is a flowchart showing the energization control process
  • FIG. 16 is a flowchart showing a processing procedure for increasing field magnetic flux in a high rotation and high load state
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between rotor rotation speed and field current, and the relationship between rotor rotation speed and stator current phase.
  • the control device constitutes a control system for the rotating electric machine, and the control system is mounted on a vehicle.
  • the rotating electrical machine is a driving power source for a vehicle.
  • the control system includes a DC power supply 10, an inverter 20, a control device 30, and a rotating electric machine 40.
  • the rotating electric machine 40 is a winding field type synchronous machine.
  • a mechanical and electrical integrated drive device may be configured by including the rotating electrical machine 40, the inverter 20, and the control device 30, or each of the rotating electrical machine 40, the inverter 20, and the control device 30 may be configured by each component.
  • the rotating electric machine 40 includes a housing 41 and a stator 50 and a rotor 60 housed within the housing 41.
  • the rotating electrical machine 40 of this embodiment is an inner rotor type rotating electrical machine in which the rotor 60 is disposed inside the stator 50 in the radial direction.
  • the stator 50 includes a stator core 51 and a stator winding 52.
  • the stator winding 52 is made of, for example, copper wire, and includes U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W that are arranged 120 degrees apart from each other in electrical angle.
  • the rotor 60 includes a rotor core 61 and a field winding 70.
  • the field winding 70 is formed by compression molding, for example. This improves the space factor and improves the ease of assembling the field winding 70.
  • the field winding 70 may be made of, for example, aluminum wire.
  • the aluminum wire has a low specific gravity and can reduce centrifugal force when the rotor 60 rotates.
  • Aluminum wire has lower strength and hardness than copper wire, and is suitable for compression molding.
  • the field winding 70 is not limited to aluminum wire, and may be, for example, copper wire or CNT (carbon nanotube). Furthermore, the field winding does not have to be compression molded.
  • the rotating shaft 32 is inserted through the center hole of the rotor core 61.
  • the rotating shaft 32 is rotatably supported by the housing 41 via a bearing 42.
  • the inverter 20 includes a series connection body of U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn. .
  • U, V, W phase windings 52U, 52V, 52W are connected to the connection points between the U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and the U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn. The first ends of the two are connected. The second ends of the U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W are connected at the neutral point.
  • each of the switches SUp to SWn is an IGBT. Freewheel diodes are connected in antiparallel to each of the switches SUp to SWn.
  • the positive terminal of the DC power supply 10 is connected to the collectors of the U, V, and W phase upper arm switches SUp, SVp, and SWp.
  • the negative terminal of the DC power supply 10 is connected to the emitters of the U, V, and W phase lower arm switches SUn, SVn, and SWn. Note that a smoothing capacitor 11 is connected in parallel to the DC power supply 10.
  • stator 50 and rotor 60 will be explained using FIG. 3.
  • the stator 50 and the rotor 60 are both arranged coaxially with the rotating shaft 32.
  • the direction in which the rotating shaft 32 extends is referred to as the axial direction
  • the direction extending radially from the center of the rotating shaft 32 is referred to as the radial direction
  • the direction extending circumferentially around the rotating shaft 32 as the center is referred to as the circumferential direction.
  • the stator core 51 is made of laminated steel plates made of soft magnetic material, and has an annular back yoke 51a and a plurality of teeth 51b protruding radially inward from the back yoke 51a.
  • a plurality of slots 54 arranged in the circumferential direction are formed between adjacent teeth 51b.
  • the stator winding 52 is configured by accommodating the phase windings of each phase in each of these slots 54 in a predetermined order.
  • the stator 50 adopts a segment coil structure using a plurality of conductor segments.
  • the structure of the stator winding 52 is arbitrary.
  • the rotor core 61 is made of a soft magnetic material, for example, a laminated steel plate.
  • the rotor core 61 has a cylindrical portion 61a and a plurality of main pole portions 62 that protrude radially outward from the cylindrical portion 61a.
  • eight main pole portions 62 are provided at equal intervals in the circumferential direction.
  • the field winding 70 includes a first winding portion 71a and a second winding portion 71b.
  • a first winding portion 71a is wound on the outside in the radial direction
  • a second winding portion 71b is wound on the inside in the radial direction of the first winding portion 71a.
  • the first winding portion 71a and the second winding portion 71b have the same winding direction.
  • the winding direction of each winding part 71a, 71b wound on one side is opposite to the winding direction of each winding part 71a, 71b wound on the other side. It has become.
  • the magnetization directions of the main pole portions 62 adjacent to each other in the circumferential direction are opposite to each other.
  • a plurality of magnetic poles (field poles) arranged in the circumferential direction are formed by each main pole part 62 in the rotor core 61 and a field winding 70 wound around each main pole part 62.
  • FIG. 4 shows an electric circuit on the rotor 60 side, which includes winding portions 71a and 71b wound around the main pole portion 62.
  • the first winding portion 71a and the second winding portion 71b are connected in series, and a diode 80 as a rectifying element is connected between both ends of the series connection body made up of the respective winding portions 71a and 71b. That is, the first end of the first winding part 71a is connected to the cathode of the diode 80, and the first end of the second winding part 71b is connected to the second end of the first winding part 71a. There is. An anode of a diode 80 is connected to the second end of the second winding portion 71b.
  • a capacitor 90 is connected in parallel to the second winding portion 71b. Note that a capacitor 90 may be connected in parallel to the first winding part 71a instead of the second winding part 71b.
  • L1 represents the inductance of the first winding portion 71a
  • L2 represents the inductance of the second winding portion 71b
  • C represents the capacitance of the capacitor 90.
  • a series resonant circuit consisting of the first winding portion 71a, the capacitor 90, and the diode 80 is configured, and a parallel resonant circuit consisting of the second winding portion 71b and the capacitor 90 is configured.
  • the first resonant frequency which is the resonant frequency of the series resonant circuit
  • the second resonant frequency which is the resonant frequency of the parallel resonant circuit
  • Resonant frequencies f1 and f2 are expressed by the following equations (eq1) and (eq2).
  • the control system includes a current sensor 21, an angle sensor 22, a voltage sensor 23, and an accelerator sensor 24.
  • the current sensor 21 detects at least two phase currents among the phase currents flowing through the rotating electrical machine 40 .
  • the angle sensor 22 detects the rotation angle (electrical angle) of the rotor 60.
  • Voltage sensor 23 includes a sensor that detects the voltage of DC power supply 10 and a sensor that detects back electromotive voltage of each phase winding 52U to 52W.
  • the accelerator sensor 24 detects the amount of operation of an accelerator operation member (specifically, an accelerator pedal) operated by the driver of the vehicle. The detected values of each sensor 21 to 24 are input to a control device 30.
  • the control device 30 generates drive signals that turn on and off each of the switches SUp to SWn that make up the inverter 20. Specifically, the control device 30 turns on and off each arm switch SUp to SWn in order to convert the DC power output from the DC power supply 10 into AC power and supply it to the U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W. A drive signal is generated, and the generated drive signal is supplied to the gates of each arm switch SUp to SWn.
  • the control device 30 turns on and off each of the switches SUp to SWn so that a combined current of the fundamental wave current and harmonic current flows through each phase winding 52U, 52V, and 52W.
  • the fundamental wave current is a current that mainly causes the rotating electric machine 40 to generate torque.
  • the harmonic current is a current that mainly excites the field winding 70.
  • the phase currents flowing through the phase windings 52U, 52V, and 52W are shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • the control device 30 is mainly composed of a microcomputer (corresponding to a computer), and the microcomputer includes a CPU.
  • the functions provided by a microcomputer can be provided by software recorded in a physical memory device and a computer that executes it, by only software, only by hardware, or by a combination thereof.
  • a microcomputer when a microcomputer is provided by an electronic circuit that is hardware, it can be provided by a digital circuit including a large number of logic circuits, or an analog circuit.
  • a microcomputer executes a program stored in a non-transitory tangible storage medium that serves as a storage unit included in the microcomputer.
  • the program includes, for example, a program for processing shown in FIG. 15, which will be described later. By executing the program, a method corresponding to the program is executed.
  • the storage unit is, for example, a nonvolatile memory. Note that the program stored in the storage unit can be updated via a communication network such as the Internet, for example, OTA (Over The Air).
  • Torque control of the rotating electrical machine 40 executed by the control device 30 will be described using FIG. 5.
  • the two-phase conversion unit 100 converts the U, V, and W phase currents in the three-phase fixed coordinate system into two-phase rotating coordinate systems based on the detected value of the current sensor 21 and the electrical angle ⁇ e detected by the angle sensor 22. (dq coordinate system) into a d-axis current Idr and a q-axis current Iqr.
  • the command current calculation unit 101 calculates d- and q-axis command currents Id* and Iq* based on the command torque Trq*.
  • the d and q-axis command currents Id* and Iq* have values that reflect the fundamental wave current and the harmonic current that excites the field winding 70.
  • the command current calculation unit 101 calculates the d- and q-axis command currents based on the command torque Trq* and map information in which the command torque Trq* and the d- and q-axis command currents Id* and Iq* are related. Calculate Id* and Iq*.
  • the command torque Trq* is set to be larger as the accelerator operation amount detected by the accelerator sensor 24 is larger.
  • the command current calculation unit 101 sets the d-axis command current Id* so that field weakening control is executed when the rotational speed Nm of the rotor 60 becomes high and enters the field weakening region.
  • the current control unit 102 increases the d-axis command current Id* in the negative direction in the field weakening region. Note that the rotational speed Nm of the rotor 60 may be calculated based on the detected value of the angle sensor 22.
  • the current control unit 102 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id by subtracting the d-axis current Idr from the d-axis command current Id*.
  • the current control unit 102 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq by subtracting the q-axis current Iqr from the q-axis command current Iq*.
  • the current control unit 102 calculates the d-axis command voltage Vd* as a manipulated variable for feedback-controlling the d-axis current Idr to the d-axis command current Id*.
  • Current control unit 102 calculates q-axis command voltage Vq* as a manipulated variable for feedback-controlling q-axis current Iqr to q-axis command current Iq* based on q-axis current deviation ⁇ Iq.
  • the three-phase conversion unit 103 converts the d- and q-axis command voltages Vd and Vq in the two-phase rotating coordinate system into U and U in the three-phase fixed coordinate system based on the d- and q-axis command voltages Vd* and Vq* and the electrical angle ⁇ e.
  • V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* The U, V, and W phase voltage command values VU*, VV*, and VW* have waveforms whose phases are shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • the frequency of the harmonic components included in the U, V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* is set to a frequency near the first resonance frequency f1 or a frequency near the second resonance frequency f2. There is. Thereby, the excitation property can be increased, the amplitude of harmonic current can be reduced, and the torque ripple of the rotating electric machine 40 can be reduced.
  • the envelope of the harmonic current has a period that is 1/2 that of the fundamental current.
  • the envelope is shown by a dashed line in FIG. 6(b).
  • the values on the vertical axis shown in FIG. 6 indicate the relative relationship between the sizes of the waveforms shown in FIGS. 6(a) and 6(b).
  • the timing at which the envelope reaches its peak value is shifted from the timing at which the fundamental wave current reaches its peak value. Specifically, the timing at which the envelope reaches its peak value is the timing at which the fundamental wave current reaches its fluctuation center (0).
  • timing at which the envelope of the harmonic current reaches its peak value may be, for example, the timing at which the fundamental wave current reaches its peak value.
  • the signal generation unit 104 generates a three-phase signal based on the U, V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* and the voltage Vdc of the DC power supply 10 detected by the voltage sensor 23. Through modulation, drive signals for the upper and lower arm switches of U, V, and W phases are generated. The generated drive signal is input to the gate of each switch. Thereby, the switching operation of the inverter 20 is executed.
  • the field current flowing through the field winding 70 is controlled when the rotor rotational speed is in a high rotational state higher than a predetermined rotational speed.
  • the phase of the stator current flowing through the stator winding 52 is set to be a weakening field phase that weakens the field magnetic flux of the field winding 70.
  • the high rotational state of the rotating electric machine 40 includes a rotational state in a rotational speed range in which the drive voltage of the stator winding 52 reaches a saturation region, that is, a field weakening region.
  • the threshold value for determining whether the rotating electrical machine is in a high rotational state may be, for example, a rotational speed that is 1/2 or 1/3 of the maximum rotational speed of the rotating electric machine 40.
  • the field weakening phase is the angle between the q-axis and the current vector defined by the d-axis current Id and the q-axis current Iq (in detail, the counterclockwise direction from the q-axis is positive) in the d-q coordinate system. angle), and may be, for example, 45° or more.
  • the field weakening phase ranges from 45 to 90 degrees.
  • the field weakening phase ranges from 90 to 135 degrees.
  • the range of the field weakening phase may be set in a range other than this, for example, the lower limit value of the range of the field weakening phase in the power running state may be 40 degrees, the upper limit value may be 85 degrees, etc.
  • FIG. 7 is a diagram showing the magnetic flux generated between the stator 50 and the rotor 60 in a field weakening state.
  • a U-phase current flows through the U-phase windings (U+, U-), and as the current flows, magnetic fluxes ⁇ 1 and ⁇ 2 in opposite directions are generated between the stator 50 and the rotor 60.
  • a field current is induced in the field winding 70 by the harmonic current included in the U-phase current, and the field current generates a field magnetic flux.
  • one main pole part 62 (on the left side of the figure) is the north pole, and the other main pole part 62 (on the right side of the figure) is the south pole, and the rotor 60 rotates counterclockwise. do.
  • FIG. 8 shows the relationship between the field current and the phase of the stator current with respect to the output torque when field weakening is performed in the high rotational state of the rotating electric machine 40. Note that the stator current is assumed to be constant here.
  • the field current of the field winding 70 When increasing the field current of the field winding 70, when commanding an increase in the field current to bring the field magnetic flux into a state of increase, the field current gradually increases after the command to increase the current is given. .
  • the phase of the stator current is set to a weakening field phase before the field current increases sufficiently (that is, before the field magnetic flux increases due to the excitation of the field winding 70), then before the field current increases, , the drive voltage (required voltage) required to energize the stator winding 52 increases.
  • the stator current is initially applied in a weakening field phase while the field current remains 0.
  • the rotating electrical machine 40 temporarily becomes a reluctance motor state, and the inductance increases on the d-axis, making it easier for magnetic flux to flow, resulting in an increase in the required voltage.
  • a1 to a4 indicate the relationship between current phase and voltage when the field currents are different.
  • a1 is 0A
  • a2 is 10A
  • a3 is 20A
  • a4 is 30A.
  • the effective value of the stator current is constant (250 Arms).
  • a11 has a field current of 30A and an effective value of the stator current of 150 Arms.
  • FIG. 10 shows the relationship between current phase and torque.
  • b1 to b4 indicate the relationship between current phase and torque when the field currents are different.
  • b1 is 0A
  • b2 is 10A
  • b3 is 20A
  • b4 is 30A.
  • the effective value of the stator current is constant. According to FIG. 10, it can be seen that in the field weakening state (for example, phase -60°), the higher the field current, the higher the torque.
  • the phase of the stator current when increasing the field current, the phase of the stator current is not shifted until the field current increases in response to a command to increase the field current and the field magnetic flux increases. Leave the field-weakening phase out of phase. Then, after the field current increases and the field magnetic flux increases, the phase of the stator current is set to a weakening field phase, and the stator current is increased. For example, a state in which the field current reaches a command value (target value) in response to a command to increase the field current is a state in which the field magnetic flux increases. However, a state in which the field current increases to a predetermined value less than the command value after a command to increase the field current may be a state in which the field magnetic flux increases.
  • the field winding 70 is configured to be excited by harmonic current (harmonic excitation), and in the initial state of harmonic excitation, the field current is sufficiently induced by the harmonic current. It is possible that the field magnetic flux is not in the desired state. In this case, if the field magnetic flux is not in a desired state, there is a concern that the required voltage will exceed the power supply voltage due to the weakening field phase of the stator current as described above.
  • Figure 11 shows the transition of one-phase stator current (U-phase current) with a predetermined harmonic current superimposed, and one-phase stator current (U-phase current) in a state where the phase of the stator current (fundamental wave current) is set to the field-weakening phase.
  • 3 is a time chart showing changes in driving voltage (U-phase voltage), changes in output torque, and changes in field current. Note that the rotor rotational speed is 9000 rpm, the effective value of the stator current is 260 Arms, and the stator current phase is -60°.
  • the phase of the stator current is in the field weakening phase from the initial state immediately after the start of harmonic excitation. Further, as the U-phase current, which is a harmonic superimposed current, is energized, the field current gradually increases. In this case, the drive voltage exceeds the power supply voltage at the beginning of harmonic excitation, and gradually decreases as the field current increases. Furthermore, the torque gradually increases as the field current increases. However, at the beginning of harmonic excitation, when the field current is low, the output torque is negative.
  • the amplitude and phase of the stator current are made different between the initial state immediately after the start of harmonic excitation and the subsequent state where excitation is completed.
  • the rotor rotation speed is 9000 rpm
  • the effective value of the stator current is 150 Arms
  • the stator current phase is -30° in the initial state
  • the effective value of the stator current is 260 Arms
  • the stator current phase is -60° in the excitation completed state.
  • the field current in the process of increasing and sufficient field magnetic flux is not generated, so the phase of the stator current (U-phase current) is not changed to the weakening field phase (t1 to t2 in the figure). period). Then, at timing t2, the phase of the stator current is shifted to the field weakening phase, and at timing t3, the amplitude of the stator current is amplified. In this case, after the command to increase the field current is issued, the stator current is shifted to the field weakening phase and the amplitude of the stator current is increased, waiting for the field current to increase. This prevents the U-phase voltage from exceeding the power supply voltage throughout the entire period including the initial state in FIG. Further, the output torque gradually increases from the initial state as the field current increases. Note that the timing of shifting the phase of the stator current to the field weakening phase and the timing of increasing the amplitude of the stator current may be the same.
  • FIG. 13(a) shows the transition of the fundamental wave current and harmonic current for one phase and the composite current (harmonic superimposed current) of the fundamental wave current and harmonic current in the initial state (X1 in FIG. 12).
  • the graph shows the changes in
  • Fig. 13(b) shows the transition of the fundamental wave current and harmonic current for one phase and the composite current of the fundamental wave current and harmonic current (harmonic wave (superimposed current).
  • the operating range of the rotating electric machine 40 is divided into a low rotation range, a high rotation low load range, and a high rotation high load range, and stator current control and field current control are performed in each of these ranges. This will be carried out individually.
  • 14(a) shows the state of energization control in the low rotation region
  • FIG. 14(b) shows the state of energization control in the high rotation and low load region
  • FIG. 14(c) shows the state of energization control in the high rotation and low load region. The state of energization control in a high load area is shown.
  • the phase of the stator current (fundamental current phase) is at or near the phase without field weakening (current phase 0°), and a request for increased torque occurs in the low rotation state.
  • the torque is increased by increasing the stator current and field current.
  • the voltage drop due to back electromotive force and inductance is small, so even if the field magnetic flux is increased without field weakening, it can be handled within the power supply voltage.
  • the setting of the field current and stator current may be determined by efficiency.
  • the phase of the stator current (fundamental current phase) is set to the phase without field weakening (current phase 0°) or close to it, as in the low rotation region. If an attempt is made to increase the torque by increasing the stator current and field current in this state, there is a concern that the drive voltage will exceed the power supply voltage as the stator current and field current increase. Therefore, the phase of the stator current is not set to a weakening field phase, and the field current is not made higher than when it is not in a high rotation state (in other words, it is made equal to or lower than the low rotation state), while the amplitude of the stator current is changed to a high rotation state.
  • the relationship between the command value of the stator current (d, q axis command current Id*, Iq*) with respect to the command torque is that when the command torque is the same, when the rotation is high, the rotation is low. It is preferable that a relationship is established in which the command value of the stator current is larger than that in the case where the stator current is in the state. In this case, by lowering the field current and reducing the linkage flux, the back electromotive voltage is suppressed and the drive voltage is reduced. If the flux linkage is small, torque will be limited, but it is an effective means in the low load region.
  • the phase of the stator current (fundamental current phase) is set to a weakening field phase, and the field current is increased under that state. That is, the field current is made higher than in the case where the rotation speed is not high, and the phase of the stator current is set to a weakening field phase.
  • the relationship between the command value of the field current and the command torque is such that the command value of the field current is higher in the high rotation state than in the low rotation state when compared with the same command torque. It would be good if the relationship that grows is defined.
  • the d-axis inductance is reduced and the output can be improved, so this is an effective means in a high load region.
  • FIG. 15 is a flowchart showing the energization control process in this embodiment, and this process is executed by the control device 30 at a predetermined period.
  • step S11 it is determined whether the rotor 60 is in a predetermined high rotation state. Specifically, it is determined whether the rotor rotation speed is higher than a predetermined rotation speed (for example, 6000 rpm). At this time, the rotor rotation speed calculated based on the detected value of the angle sensor 22 is acquired as a rotation parameter indicating the rotation state of the rotor 60 (acquisition unit), and the rotor 60 is rotated at high speed based on the rotor rotation speed. It is preferable to determine whether or not the state is the same. If the rotor 60 is not in a high rotation state, the process advances to step S12, and if the rotor 60 is in a high rotation state, the process advances to step S13. In step S12, the rotating electric machine 40 is controlled in low rotation mode. That is, the stator current and the field current are controlled based on the command torque without setting the phase of the stator current to the field weakening phase.
  • a predetermined rotation speed for example, 6000 rpm
  • step S13 it is determined whether the command torque of the rotating electric machine 40 is in a high load state that is larger than a predetermined value (torque determination section). If it is determined in step S13 that it is not a high load state (i.e., it is a high rotation, low load state), the process advances to step S14, and if it is determined in step S13 that it is a high load state (i.e., a high rotation, high load state), the process proceeds to step S14. state), the process advances to step S15.
  • a predetermined value torque determination section
  • step S14 the rotating electric machine 40 is controlled in high rotation low load mode.
  • the phase of the stator current is not set to a weakening field phase, and the field current is not made higher than when it is not in a high rotation state (i.e., the field current is made equal to or lower than that in a low rotation state), while it is not in a high rotation state.
  • the rotating electric machine 40 is controlled in a high rotation high load mode. That is, the field current is made higher than in the case where the rotation speed is not high, and the phase of the stator current is weakened to a field phase. Furthermore, the amplitude of the stator current is increased compared to the case where the rotation speed is not high.
  • FIG. 16 is a flowchart showing the processing procedure for increasing the field magnetic flux when the engine is in a high rotation and high load state. This process is executed, for example, in step S15 of FIG.
  • step S21 it is determined whether the situation is such that the field magnetic flux is increased. Under a vehicle running state, for example, an acceleration operation is performed from a high rotational state of the rotating electric machine 40, and step S21 is affirmed in a situation where the command torque is increased. In other words, when the rotating electric machine 40 shifts from the high rotation and low load state to the high rotation and high load state, step S21 is affirmed. If step S21 is affirmed, the process advances to step S22.
  • a vehicle running state for example, an acceleration operation is performed from a high rotational state of the rotating electric machine 40, and step S21 is affirmed in a situation where the command torque is increased.
  • step S21 is affirmed. If step S21 is affirmed, the process advances to step S22.
  • step S22 a command is given to start harmonic excitation in order to increase the field current. Specifically, the amplitude of harmonic current included in the stator current is increased. At this time, the start of harmonic excitation is commanded in a state where the phase of the stator current is not in the field weakening phase.
  • step S23 it is determined whether a predetermined time Ta has elapsed since the start of the command to increase the field current, and on condition that step S23 is affirmed, the process proceeds to the subsequent step S24.
  • step S24 the phase of the stator current is set to a weakening field phase.
  • step S25 it is determined whether a predetermined time Tb (>Ta) has elapsed since the start of the command to increase the field current, and on condition that step S25 is affirmed, the process proceeds to the subsequent step S26.
  • step S26 the amplitude of the fundamental wave current is amplified.
  • the process of step S25 is omitted, and when a predetermined time Ta has elapsed from the start of the command to increase the field current, the field weakening of the stator current (step S24) and the amplitude of the fundamental wave current are performed.
  • a configuration may also be adopted in which the amount is increased (step S26).
  • the phase of the stator current is controlled to weaken the field magnetic flux of the field winding 70.
  • the configuration is configured to perform phase control. In this case, by increasing the field current, the field magnetic flux can be increased while reducing the d-axis inductance of the rotor 60. Further, by controlling the stator current with a field weakening phase, the interlinkage magnetic flux interlinking with the stator winding 52 is reduced. This makes it possible to increase the output torque of the rotating electrical machine 40 while reducing the drive voltage applied to the stator winding 52. As a result, it is possible to reduce the required voltage of the rotating electrical machine 40 and improve its output.
  • the amplitude of the stator current is controlled when the rotor 60 is not in a high rotation state.
  • the configuration is designed to control the size of the target.
  • the field current gradually increases after the command to increase the current is issued.
  • the phase of the stator current is set to a weakening field phase before the field current increases sufficiently (that is, before the field magnetic flux increases due to the excitation of the field winding 70)
  • an increase in the driving voltage of the stator winding 52 occurs.
  • the phase of the stator current is set to a weakening field phase after the field magnetic flux increases due to a command to increase the field current, so when the field current increases, it includes the period immediately after the increase command. During this period, the effects of reducing the drive voltage applied to the stator winding 52 and increasing the torque of the rotating electrical machine 40 can be suitably achieved.
  • the phase of the stator current is weakened to the field phase before the field current increases sufficiently (that is, before the field magnetic flux increases due to the excitation of the field winding 70).
  • the drive voltage of the stator winding 52 increases before the field current increases.
  • the effects of reducing the drive voltage applied to the stator winding 52 and increasing the torque of the rotating electrical machine 40 can be suitably achieved.
  • the harmonic current is switched to a command value corresponding to the increase in the field magnetic flux, and after the field current is induced by the switching and the field magnetic flux increases, the phase of the stator current is weakened. Since the field phase is set, the effect of reducing the drive voltage applied to the stator winding 52 and increasing the torque of the rotating electric machine 40 is preferably achieved during a period including immediately after commanding the harmonic current when the field current increases. can be realized.
  • the control device 30 increases the field current and stator current when the rotor rotational speed is relatively high compared to when the rotor rotational speed is relatively low. It is better to advance the phase. Specifically, when the rotor 60 is in a high rotation state, the control device 30 increases the field current by harmonic current included in the phase current of each phase (for example, step S22 in FIG. 16), It is preferable to increase the field current based on the relationship shown in FIG. 17(a). In FIG.
  • the field current is set to a predetermined value (lower limit value) regardless of the rotor rotational speed, while the rotor rotational speed is greater than or equal to the predetermined value Nx.
  • a relationship is established in which the higher the rotor rotational speed, the higher the field current.
  • the control device 30 sets the phase of the stator current to the field weakening phase (for example, step S24 in FIG. 16) based on the relationship shown in FIG. 17(b). , it is preferable to advance the phase of the stator current.
  • the phase of the stator current in FIG. 17(b), in a rotating state where the rotor rotational speed is less than a predetermined value Nx, the phase of the stator current is set to a predetermined value (the most retarded value) regardless of the rotor rotational speed, while the rotor rotational speed is set to a predetermined value.
  • a relationship is established in which the phase of the stator current is advanced as the rotor rotation speed is higher.
  • the field current and stator current phase may be determined in multiple stages according to the rotor rotational speed under the high rotational state of the rotor 60.
  • the control device 30 may determine the rotational state of the rotor 60 based on the drive voltage of the stator winding 52 using the correlation between the drive voltage applied to the stator winding 52 and the rotor rotation speed. In a rotating electric machine, the higher the rotor rotation speed, the higher the driving voltage of the stator winding 52. In this case, the drive voltage of the stator winding 52 corresponds to the "rotation parameter".
  • control device 30 may calculate the rotor rotational speed based on the voltage command value of the stator winding 52, and determine the rotational state of the rotor 60 based on the rotor rotational speed.
  • the rotor rotation speed calculated from the voltage command value of the stator winding 52 corresponds to the "rotation parameter.”
  • step S11 it is determined whether the rotor 60 is in a high rotation state by comparing the rotor rotation speed and a predetermined rotation speed (for example, 6000 rpm) (step S11), and the rotor 60 is in a high rotation state.
  • a predetermined rotation speed for example, 6000 rpm
  • the field current is made higher than in the case where the rotation speed is not high, and the phase of the stator current is controlled to a weakening field phase.
  • the rotor rotational state is not determined by comparing the rotor rotational speed and a predetermined rotational speed, but the relationship shown in FIGS.
  • the field current may be made higher than in the case where the rotation speed is not high, and the phase of the stator current may be controlled to a weakening field phase.
  • the command current calculation unit 101 in FIG. 5 is configured to calculate the d and q axis command currents to values that reflect the fundamental wave current and harmonic current. May be changed. For example, based on the command torque, calculate the d and q-axis command currents as values that reflect the fundamental wave current, and calculate the fundamental wave voltage command values of the U, V, and W phases from the d and q-axis command currents. On the other hand (command current calculation unit 101, current control unit 102, three-phase conversion unit 103), harmonic voltage command values of U, V, and W phases are calculated for harmonic current set according to command torque.
  • the voltage command values for the U, V, and W phases are calculated by adding the fundamental wave voltage command values and the harmonic voltage command values for the U, V, and W phases, and the voltage command values for the inverter 20 are calculated using the voltage command values for each phase. Perform switching control.
  • the capacitor 90 forming the resonant circuit may be connected in parallel to the first winding part 71a instead of the second winding part 71b. Further, in the resonant circuit, of the series connection body of the first and second winding parts 71a and 71b, the anode of the diode 80 is connected to the first winding part 71a side, and the diode 80 is connected to the second winding part 71b side. cathodes may be connected.
  • the second winding part 71b may be arranged closer to the stator 50 in the radial direction than the first winding part 71a.
  • the rotating electrical machine is not limited to an inner rotor type rotating electrical machine, but may be an outer rotor type rotating electrical machine.
  • the main pole portion projects radially inward from the rotor core.
  • the rotating electric machine is not limited to a star-connected rotating electric machine, but may be a delta-connected rotating electric machine.
  • the stator core may be a stator core without teeth.
  • the configuration for passing field current through the field winding is not limited to the circuit shown in FIG. 4, but may include, for example, a brush electrically connected to the field winding and a The configuration may also include a power source.
  • the control device 30 controls the field current flowing through the field winding by increasing the output voltage of the power supply electrically connected to the brushes when the rotor 60 is in a high rotation state. Note that when a brush is used, there is no need to flow harmonic current in the stator winding for inducing field current.
  • the rotating electric machine is not limited to a rotating electric machine used as a main engine on a vehicle, but may also be a rotating electric machine used as an ISG (Integrated Starter Generator), which is a motor and generator.
  • ISG Integrated Starter Generator
  • the moving object on which the control system is mounted is not limited to a vehicle, but may be an aircraft or a ship, for example. Further, the control system is not limited to a system mounted on a moving object, but may be a stationary system.
  • control unit and the method described in the present disclosure are implemented by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program. may be done.
  • the controller and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by a processor configured with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control unit and the method described in the present disclosure may be implemented using a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may be implemented by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may also be stored as instructions executed by a computer on a computer-readable non-transitory tangible storage medium.
  • a control unit that controls a stator current flowing through the stator winding and a field current flowing through the field winding; an acquisition unit that acquires a rotation parameter indicating a rotational state of the rotor; Equipped with The control unit controls the magnitude of the field current and the phase of the stator current based on the rotational parameter, and when the rotational speed of the rotor is in a high rotational state higher than a predetermined rotational speed.
  • a control device for a rotating electrical machine that increases the field current higher than when the high rotational speed is not in the state, and controls the phase of the stator current to a field weakening phase that weakens the field magnetic flux of the field winding.
  • the control unit When increasing the field current under the high-speed rotation state, the control unit is configured to weaken the phase of the stator current after the field magnetic flux is increased in response to a command to increase the field current.
  • the control unit When increasing the field current under the high-speed rotation state, the control unit is configured to weaken the phase of the stator current after the field magnetic flux is increased in response to a command to increase the field current.
  • the control device for a rotating electric machine according to any one of configurations 1 to 3, which increases the field phase and the amplitude of the stator current.
  • the system includes an inverter (20) electrically connected to the stator windings;
  • the rotor has a rotor core (61) and a main pole part (62) provided for each magnetic pole and protruding from the rotor core in the radial direction,
  • the field winding has a series connection body of a first winding part (71a) and a second winding part (71b), The first winding portion and the second winding portion are wound around each of the main pole portions,
  • a rectifying element (80) is connected between both ends of the series connection body, and a capacitor (90) is connected in parallel to either the first winding part or the second winding part,
  • the control unit includes: A fundamental wave current corresponding to the command torque of the rotating electrical machine is caused to flow through the stator winding, and a harmonic current having a shorter period than the fundamental wave current and for inducing the field current in the field winding is caused to flow.
  • a switching operation of the inverter is performed to cause the flow to flow into the stator winding,
  • the harmonic current is switched to a command value corresponding to an increase in the field magnetic flux, and after the field current is induced due to the switching, the field magnetic flux is increased.
  • the control device for a rotating electric machine according to any one of configurations 1 to 5, wherein the phase of the stator current is the field weakening phase.
  • [Configuration 7] comprising a torque determination unit that determines whether the command torque of the rotating electric machine is larger than a predetermined value;
  • the control unit includes: When it is determined that the high rotation state is a high load state in which the command torque is larger than the predetermined value, the field current is made higher than when the high rotation state is not, and the stator current is Let the phase be the field weakening phase, When it is determined that the state is in the high rotation state and the command torque is in a low load state where the command torque is smaller than the predetermined value, the phase of the stator current is not set to the field weakening phase and the state is not in the high rotation state. 7.
  • control device for a rotating electric machine according to any one of configurations 1 to 6, wherein the field current is not made higher than that of the rotary electric machine, while the amplitude of the stator current is made larger than that of a case where the rotational speed is not high.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

巻線界磁式の回転電機（４０）は、ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、周方向に並ぶ複数の磁極を有しその磁極ごとに設けられた界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する。制御装置（３０）は、ステータ巻線に流れるステータ電流及び界磁巻線に流れる界磁電流を制御する制御部と、ロータの回転状態を示す回転パラメータを取得する取得部と、を備える。制御部は、回転パラメータに基づいて界磁電流の大きさとステータ電流の位相とを制御するものであり、ロータの回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くし、かつステータ電流の位相を、界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相に制御する。

Description

回転電機の制御装置、及びプログラム 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２２年９月８日に出願された日本出願番号２０２２－１４３３２６号と、２０２３年６月２０日に出願された日本出願番号２０２３－１００６６２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　この明細書における開示は、回転電機の制御装置、及びプログラムに関する。
　従来、例えば特許文献１に記載されているように、ステータ巻線を含むステータと、界磁巻線を含むロータとを有する巻線界磁式の回転電機が知られている。この回転電機においては、回転電機のトルクを指令トルクに制御するために、ステータ巻線に流れる電流及び界磁巻線に流れる界磁電流が操作される。
特開２０１８－１０２１１１号公報
　ところで、磁石埋込式の回転電機（ＩＰＭモータ）では、高回転領域において弱め界磁制御を行うことが知られている。これは、ステータ巻線への鎖交磁束を低減（逆起電力の低減）することで、リラクタンストルクの増加を図るものとなっている。
　一方、上記のような巻線界磁式の回転電機においても弱め界磁を行うことが考えられる。この場合、界磁巻線による界磁量を可変とする上で、好適なる構成が構築されることが望まれる。
　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであり、回転電機の必要電圧の低下と出力向上とを実現することができる回転電機の制御装置、及びプログラムを提供することを目的とする。
　本開示における回転電機の制御装置は、
　ステータ巻線を含むステータと、周方向に並ぶ複数の磁極を有しその磁極ごとに設けられた界磁巻線を含むロータと、を有する巻線界磁式の回転電機を備えるシステムに適用され、
　前記ステータ巻線に流れるステータ電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する制御部と、
　前記ロータの回転状態を示す回転パラメータを取得する取得部と、
を備え、
　前記制御部は、前記回転パラメータに基づいて前記界磁電流の大きさと前記ステータ電流の位相とを制御するものであり、前記ロータの回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を、前記界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相に制御する。
　上記構成では、ロータが所定の高回転状態である場合に、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くする制御と、ステータ電流の位相を、界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相とする制御とが行われる。この場合、界磁電流を高くすることによりロータの磁極中心（ｄ軸）のインダクタンスを低減しつつ、界磁磁束を大きくすることが可能となる。また、ステータ電流が弱め界磁位相で制御されることで、ステータ巻線に鎖交する鎖交磁束が低減される。これにより、ステータ巻線に印加される駆動電圧の低減を図りつつ、回転電機の出力トルクの増加が可能となる。その結果、回転電機の必要電圧の低下と出力向上とを実現することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、回転電機の制御システムの全体構成図であり、 図２は、インバータ及びその周辺構成を示す図であり、 図３は、ロータ及びステータの横断面図であり、 図４は、ロータに備えられる電気回路を示す図であり、 図５は、トルク制御の機能ブロック図であり、 図６は、基本波電流及び高調波電流の推移を示す図であり、 図７は、弱め界磁の状態でステータとロータとの間に生じる磁束を示す図であり、 図８は、弱め界磁を行った場合の界磁電流とステータ電流の位相との関係を出力トルクに対して表した図であり、 図９は、界磁電流と必要電圧との関係を示す図であり、 図１０は、電流位相とトルクとの関係を示す図であり、 図１１は、Ｕ相電流、Ｕ相電圧、出力トルク、界磁電流の推移を示すタイムチャートであり、 図１２は、Ｕ相電流、Ｕ相電圧、出力トルク、界磁電流の推移を示すタイムチャートであり、 図１３は、１相分の基本波電流及び高調波電流の推移と高調波重畳電流の推移とを示すタイムチャートであり、 図１４は、回転電機の運転状態ごとの通電制御を説明する図であり、 図１５は、通電制御処理を示すフローチャートであり、 図１６は、高回転高負荷状態である場合に界磁磁束を増加させる処理手順を示すフローチャートであり、 図１７は、ロータ回転速度と界磁電流との関係、ロータ回転速度とステータ電流位相との関係を示す図である。
　以下、本開示に係る制御装置を具体化した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。制御装置は、回転電機の制御システムを構成し、制御システムは車両に搭載されている。回転電機は、車両の走行動力源である。
　図１に示すように、制御システムは、直流電源１０、インバータ２０、制御装置３０及び回転電機４０を備えている。回転電機４０は、巻線界磁式の同期機である。例えば、回転電機４０、インバータ２０及び制御装置３０を備えて機電一体型駆動装置が構成されたり、回転電機４０、インバータ２０及び制御装置３０それぞれが各コンポーネントで構成されたりする。
　回転電機４０は、ハウジング４１と、ハウジング４１内に収容されるステータ５０及びロータ６０とを備えている。本実施形態の回転電機４０は、ロータ６０がステータ５０の径方向内側に配置されたインナロータ型の回転電機である。
　ステータ５０は、ステータコア５１と、ステータ巻線５２とを備えている。ステータ巻線５２は、例えば銅線で構成されており、電気角で互いに１２０°ずれた状態で配置されたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗを含む。
　ロータ６０は、ロータコア６１と、界磁巻線７０とを備えている。界磁巻線７０は、例えば圧縮成形にて構成されている。これにより、占積率が向上し、界磁巻線７０の組付性が向上する。なお、界磁巻線７０は、例えばアルミ線で構成されていればよい。アルミ線は、比重が小さく、ロータ６０が回転する場合における遠心力を低減できる。アルミ線は、銅線に比べて強度及び硬さが低く、圧縮成形する場合に好適である。また、界磁巻線７０は、アルミ線に限らず、例えば、銅線又はＣＮＴ（カーボンナノチューブ）等であってもよい。また、界磁巻線は、圧縮成形のものでなくてもよい。
　ロータコア６１の中心孔には、回転軸３２が挿通されている。回転軸３２は、軸受４２を介してハウジング４１に回転可能に支持されている。
　図２に示すように、インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗの第２端は、中性点で接続されている。すなわち、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗは星形結線されている。なお、本実施形態において、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎは、ＩＧＢＴである。各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのコレクタには、直流電源１０の正極端子が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのエミッタには、直流電源１０の負極端子が接続されている。なお、直流電源１０には、平滑コンデンサ１１が並列接続されている。
　続いて、図３を用いて、ステータ５０及びロータ６０について説明する。
　ステータ５０及びロータ６０は、いずれも回転軸３２とともに同軸上に配置されている。以下の記載では、回転軸３２が延びる方向を軸方向とし、回転軸３２の中心から放射状に延びる方向を径方向とし、回転軸３２を中心として円周状に延びる方向を周方向としている。
　ステータコア５１は、軟磁性体からなる積層鋼板により構成されており、円環状のバックヨーク５１ａと、バックヨーク５１ａから径方向内側に向かって突出する複数のティース５１ｂとを有している。隣り合うティース５１ｂの間に、周方向並ぶ複数のスロット５４が形成されている。これら各スロット５４に各相の相巻線が所定順序で収容されることにより、ステータ巻線５２が構成されている。例えば、ステータ５０において、複数の導体セグメントを用いたセグメントコイル構造が採用されているとよい。ただし、ステータ巻線５２の構造は任意である。
　ロータコア６１は、軟磁性体からなり、例えば積層鋼板により構成されている。ロータコア６１は、円筒状の円筒部６１ａと、円筒部６１ａから径方向外側に向かって突出する複数の主極部６２とを有している。本実施形態において、主極部６２は、周方向において等間隔に８個設けられている。
　界磁巻線７０は、第１巻線部７１ａ及び第２巻線部７１ｂを備えている。各主極部６２において、径方向外側に第１巻線部７１ａが巻回され、第１巻線部７１ａよりも径方向内側に第２巻線部７１ｂが巻回されている。各主極部６２において、第１巻線部７１ａ及び第２巻線部７１ｂの巻方向は互いに同じになっている。また、周方向に隣り合う主極部６２のうち、一方に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂの巻方向と、他方に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂの巻方向とが逆になっている。このため、周方向に隣り合う主極部６２同士で互いに磁化方向が逆になる。ロータ６０では、ロータコア６１における各主極部６２と、その各主極部６２に巻装された界磁巻線７０とにより、周方向に並ぶ複数の磁極（界磁極）が形成されている。
　図４に、主極部６２に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂを備えるロータ６０側の電気回路を示す。第１巻線部７１ａ及び第２巻線部７１ｂは直列接続されており、それら各巻線部７１ａ，７１ｂからなる直列接続体の両端間に整流素子としてのダイオード８０が接続されている。つまり、ダイオード８０のカソードには、第１巻線部７１ａの第１端が接続され、第１巻線部７１ａの第２端には、第２巻線部７１ｂの第１端が接続されている。第２巻線部７１ｂの第２端には、ダイオード８０のアノードが接続されている。第２巻線部７１ｂには、コンデンサ９０が並列接続されている。なお、第２巻線部７１ｂに代えて、第１巻線部７１ａにコンデンサ９０が並列接続されていてもよい。図４において、Ｌ１は第１巻線部７１ａのインダクタンスを示し、Ｌ２は第２巻線部７１ｂのインダクタンスを示し、Ｃはコンデンサ９０の静電容量を示す。
　本実施形態では、第１巻線部７１ａ、コンデンサ９０及びダイオード８０からなる直列共振回路が構成され、第２巻線部７１ｂ及びコンデンサ９０からなる並列共振回路が構成されている。直列共振回路の共振周波数である第１共振周波数をｆ１とし、並列共振回路の共振周波数である第２共振周波数をｆ２とする。各共振周波数ｆ１，ｆ２は、下式（ｅｑ１），（ｅｑ２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　図２の説明に戻り、制御システムは、電流センサ２１、角度センサ２２、電圧センサ２３及びアクセルセンサ２４を備えている。電流センサ２１は、回転電機４０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。角度センサ２２は、ロータ６０の回転角（電気角）を検出する。電圧センサ２３は、直流電源１０の電圧を検出するセンサと、各相巻線５２Ｕ～５２Ｗの逆起電圧を検出するセンサとを含む。アクセルセンサ２４は、車両のドライバにより操作されるアクセル操作部材（具体的にはアクセルペダル）の操作量を検出する。各センサ２１～２４の検出値は、制御装置３０に入力される。
　制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。詳しくは、制御装置３０は、直流電源１０から出力された直流電力を交流電力に変換してＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成し、生成した駆動信号を各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎのゲートに供給する。
　制御装置３０は、各相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに基本波電流及び高調波電流の合成電流を流すように各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする。基本波電流は、回転電機４０にトルクを発生させることを主とする電流である。高調波電流は、界磁巻線７０を励磁することを主とする電流である。各相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに流れる相電流は、電気角で１２０°ずつずれている。
　制御装置３０は、マイコン（コンピュータに相当）を主体として構成され、マイコンは、ＣＰＵを備えている。マイコンが提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコンがハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコンは、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、後述する図１５等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えばＯＴＡ（Over The Air）等、インターネット等の通信ネットワークを介して更新可能である。
　図５を用いて、制御装置３０により実行される回転電機４０のトルク制御について説明する。
　２相変換部１００は、電流センサ２１の検出値と、角度センサ２２により検出された電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。
　指令電流算出部１０１は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、基本波電流と、界磁巻線７０を励磁する高調波電流とが反映された値になっている。詳しくは、指令電流算出部１０１は、指令トルクＴｒｑ＊と、指令トルクＴｒｑ＊及びｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が関係付けられたマップ情報とに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。ここで、指令トルクＴｒｑ＊は、アクセルセンサ２４により検出されたアクセル操作量が大きいほど大きく設定される。指令電流算出部１０１は、ロータ６０の回転速度Ｎｍが高くなって弱め界磁領域に入ると、弱め界磁制御が実行されるようにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。電流制御部１０２は、弱め界磁領域においてｄ軸指令電流Ｉｄ＊を負の方向に大きくする。なお、ロータ６０の回転速度Ｎｍは、角度センサ２２の検出値に基づいて算出されればよい。
　電流制御部１０２は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。電流制御部１０２は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
　電流制御部１０２は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。電流制御部１０２は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。
　３相変換部１０３は、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、２相回転座標系におけるｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ，Ｖｑを、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、電気角で位相が１２０度ずつずれた波形となる。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に含まれる高調波成分の周波数は、上記第１共振周波数ｆ１近傍の周波数、又は上記第２共振周波数ｆ２近傍の周波数にされている。これにより、励磁性を高めて高調波電流の振幅を低減でき、回転電機４０のトルクリップルを低減できる。
　図６に示すように、高調波電流の包絡線は、基本波電流の１／２の周期を有している。包絡線を、図６（ｂ）に一点鎖線にて示す。図６に示す縦軸の値は、図６（ａ），（ｂ）に示す波形の大きさの相対関係を示す。包絡線がそのピーク値となるタイミングが、基本波電流がそのピーク値となるタイミングからずれている。具体的には、包絡線がそのピーク値となるタイミングが、基本波電流がその変動中心（０）となるタイミングとされている。
　なお、高調波電流の包絡線がそのピーク値となるタイミングが、例えば、基本波電流がそのピーク値となるタイミングになっていてもよい。
　図５の説明に戻り、信号生成部１０４は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊と、電圧センサ２３により検出された直流電源１０の電圧Ｖｄｃとに基づく３相変調により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上，下アームスイッチの駆動信号を生成する。生成された駆動信号は、各スイッチのゲートに入力される。これにより、インバータ２０のスイッチング操作が実行される。
　本実施形態では、巻線界磁式の回転電機４０において、ロータ回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、界磁巻線７０に流れる界磁電流を高回転状態でない場合に比べて高くし、かつステータ巻線５２に流れるステータ電流の位相を、界磁巻線７０の界磁磁束を弱める弱め界磁位相とすることとしている。ここで、回転電機４０の高回転状態は、ステータ巻線５２の駆動電圧が飽和領域、すなわち弱め界磁領域に到達する回転速度域での回転状態を含む状態である。高回転状態であることの判定閾値は、例えば回転電機４０の最高回転速度の１／２或いは１／３の回転速度であるとしてもよい。また、弱め界磁位相は、ｄ－ｑ座標系において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑにより定められる電流ベクトルとｑ軸とのなす角度（詳しくはｑ軸から反時計回り方向を正とする角度）であり、例えば４５°以上であるとよい。この場合、力行状態では、弱め界磁位相の範囲が４５～９０°である。また、回生状態では、弱め界磁位相の範囲が９０～１３５°である。なお、弱め界磁位相の範囲がこれ以外の範囲で設定されていてもよく、例えば力行状態において弱め界磁位相の範囲の下限値が４０°、上限値が８５°等であってもよい。
　図７は、弱め界磁の状態でステータ５０とロータ６０との間に生じる磁束を示す図である。図７では、例えばＵ相巻線（Ｕ＋，Ｕ－）にＵ相電流が流れ、その通電に伴いステータ５０とロータ６０との間に互いに逆向きの磁束φ１，φ２が発生している。また、Ｕ相電流に含まれる高調波電流により界磁巻線７０に界磁電流が誘起され、その界磁電流により界磁磁束が生じるものとなっている。図７では、ロータ６０において一方（図の左側）の主極部６２がＮ極、他方（図の右側）の主極部６２がＳ極になっており、ロータ６０は反時計回り方向に回転する。
　図7では、ステータ電流の位相が進角側にずれていることにより弱め界磁位相となっている。この場合、ステータ巻線５２に鎖交する鎖交磁束を低減させつつ、界磁電流の通電により界磁磁束が生じていることで主磁束トルクの低下が抑制されるものとなっている。回転電機４０の高回転状態では、図７に示す状態での通電制御が行われるようになっている。以下には、回転電機４０の高回転状態におけるステータ電流及び界磁電流の制御について詳しく説明する。
　図８は、回転電機４０の高回転状態において、弱め界磁を行った場合の界磁電流とステータ電流の位相との関係を出力トルクに対して表したものである。なおここでは、ステータ電流を一定としている。
　図８から分かるように、界磁電流が低い場合には、トルクを確保する上でステータ電流の弱め界磁の度合は比較的小さいものとなるが、界磁電流の増加に伴い、トルクを確保する上でステータ電流の弱め界磁の度合が大きくなっている。また、界磁電流を増加させ、ステータ電流の弱め界磁の度合を大きくする（図の電流位相を大きくする）ことで、出力トルクが増加することが分かる。
　次に、高回転状態での弱め界磁を行う場合の課題について説明する。
　界磁巻線７０の界磁電流を増加させる場合、界磁電流の増加を指令して界磁磁束増加の状態にする際には、その電流増加の指令後において界磁電流が徐々に増加する。この場合、界磁電流が十分に増加する前（すなわち界磁巻線７０の励磁による界磁磁束の増加前）にステータ電流の位相を弱め界磁位相とすると、その界磁電流の増加前において、ステータ巻線５２の通電に必要な駆動電圧（必要電圧）の増加が生じる。例えば、界磁電流が０の状態から界磁電流を増加させる際には、その当初において界磁電流が０のままステータ電流が弱め界磁位相で通電される。この場合、回転電機４０が一時的にリラクタンスモータ状態になり、ｄ軸でインダクタンスが高くなり磁束が流れ易くなることにより、必要電圧が高くなることが懸念される。
　界磁電流と必要電圧との関係を、図９を用いて説明する。図９において、ａ１～ａ４は各々界磁電流が異なる場合の電流位相と電圧との関係を示す。界磁電流の例としてａ１は０Ａ、ａ２は１０Ａ、ａ３は２０Ａ、ａ４は３０Ａである。ａ１～ａ４はステータ電流の実効値を一定（２５０Ａｒｍｓ）としている。また、ａ１１は、界磁電流を３０Ａ、ステータ電流の実効値を１５０Ａｒｍｓとしている。
　図９では、弱め界磁を行う場合（例えば電流位相４５°以上の場合）において、界磁電流が低いほど、回転電機４０での必要電圧が高くなり、その傾向は弱め界磁の度合が大きくなるほど顕著になることが分かる。一方、界磁電流が高い状態では、弱め界磁位相にすることで必要電圧が低くなり、その傾向は界磁電流を大きくするほど顕著となることが分かる。つまり、界磁電流が高くなると、ロータ６０においてｄ軸インダクタンスが小さくなり、界磁極にステータ電流起因の磁束が流れにくくなる。この場合、弱め界磁位相にすることにより、必要電圧を低くすることが可能となる。また、弱め界磁状態における同一の界磁電流での比較においして、ステータ電流が高い場合には、ステータ電流が低い場合に比べて必要電圧が低いことが分かる。
　また、図１０には、電流位相とトルクとの関係を示す。図１０において、ｂ１～ｂ４は各々界磁電流が異なる場合の電流位相とトルクとの関係を示す。界磁電流の例としてｂ１は０Ａ、ｂ２は１０Ａ、ｂ３は２０Ａ、ｂ４は３０Ａである。ステータ電流の実効値は一定である。図１０によれば、弱め界磁の状態（例えば位相－６０°）において、界磁電流が高いほど、トルクが高いことが分かる。
　そこで本実施形態では、界磁電流を増加させる場合において、界磁電流の増加の指令に伴い界磁電流が増加し、界磁磁束増加の状態となるまでは、ステータ電流の位相を移行させず弱め界磁位相でないままとする。そして、界磁電流が増加し、界磁磁束増加の状態となった後に、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とするとともに、ステータ電流を増加させることとしている。例えば、界磁電流の増加の指令に伴い界磁電流が指令値（目標値）に達した状態が、界磁磁束増加の状態である。ただし、界磁電流の増加の指令後において、界磁電流が指令値未満の所定値まで上昇した状態が、界磁磁束増加の状態であってもよい。
　また、本実施形態では、界磁巻線７０に対して高調波電流による励磁（高調波励磁）を行う構成としており、高調波励磁の初期状態において、高調波電流による界磁電流の誘起が十分でなく、界磁磁束が所望の状態になっていないことが考えられる。この場合、界磁磁束が所望の状態になっていないと、上述したとおりステータ電流を弱め界磁位相とすることに伴い必要電圧が電源電圧を超えることが懸念される。
　図１１は、ステータ電流（基本波電流）の位相を弱め界磁位相とした状態において、所定の高調波電流を重畳させた状態の１相分ステータ電流（Ｕ相電流）の推移と、１相分の駆動電圧（Ｕ相電圧）の推移と、出力トルクの推移と、界磁電流の推移とを示すタイムチャートである。なお、ロータ回転速度は９０００ｒｐｍ、ステータ電流の実効値は２６０Ａｒｍｓ、ステータ電流位相は－６０°である。
　図１１では、高調波励磁の開始直後である初期状態からステータ電流の位相が弱め界磁位相になっている。また、高調波重畳電流であるＵ相電流の通電に伴い、界磁電流が徐々に増加する。この場合、高調波励磁の開始当初において駆動電圧が電源電圧を超過し、界磁電流の増加に伴い徐々に低下する。また、トルクは、界磁電流の増加に伴い徐々に増加する。ただし、高調波励磁の開始当初において、界磁電流が低い状態では出力トルクが負トルクとなっている。
　これに対して、図１２では、高調波励磁の開始直後である初期状態と、その後の励磁完了状態とで、ステータ電流の振幅と位相とを相違させるようにしている。なお、ロータ回転速度は９０００ｒｐｍ、初期状態においてステータ電流の実効値は１５０Ａｒｍｓ、ステータ電流位相は－３０°であり、励磁完了状態においてステータ電流の実効値は２６０Ａｒｍｓ、ステータ電流位相は－６０°である。
　図１２において、初期状態では、界磁電流が増加途中であり、十分な界磁磁束が生じていないため、ステータ電流（Ｕ相電流）の位相を弱め界磁位相にしない（図のｔ１～ｔ２の期間）。そして、タイミングｔ２において、ステータ電流の位相が弱め界磁位相に移行され、タイミングｔ３において、ステータ電流の振幅が増幅される。この場合、界磁電流の増加の指令後において界磁電流の増加を待って、ステータ電流の弱め界磁位相への移行と、ステータ電流の振幅の増加とが行われる。これにより、図１２において初期状態を含む全期間を通じて、Ｕ相電圧が電源電圧を超過することが抑制される。また、出力トルクは、初期状態から界磁電流の増加に伴い徐々に増加する。なお、ステータ電流の位相を弱め界磁位相に移行するタイミングと、ステータ電流の振幅を増加させるタイミングとは同じであってもよい。
　初期状態と励磁完了状態とでは、ステータ電流において基本波電流の振幅が異なっている。図１３（ａ）には、初期状態（図１２のＸ１）において、１相分の基本波電流及び高調波電流の推移と、それら基本波電流及び高調波電流の合成電流（高調波重畳電流）の推移とを示す。また、図１３（ｂ）には、励磁完了状態（図１２のＸ２）において、１相分の基本波電流及び高調波電流の推移と、それら基本波電流及び高調波電流の合成電流（高調波重畳電流）の推移とを示す。これら各図に示すように、初期状態では、基本波電流の振幅が低めに設定されるのに対し、励磁完了状態では、基本波電流の振幅が増幅されるようになっている。
　また、本実施形態では、回転電機４０の運転領域を、低回転領域と、高回転低負荷領域と高回転高負荷領域とに分け、これら各領域で、ステータ電流制御と界磁電流制御とを個別に実施することとしている。図１４（ａ）は、低回転領域での通電制御の状態を示し、図１４（ｂ）は、高回転低負荷領域での通電制御の状態を示し、図１４（ｃ）は、高回転低高荷領域での通電制御の状態を示す。
　図１４（ａ）に示す低回転領域では、ステータ電流の位相（基本波電流位相）を弱め界磁無しの位相（電流位相０°）又はその近傍とし、低回転状態でトルク増加の要求が生じた場合には、ステータ電流及び界磁電流の増加によるトルク増加を行うようにしている。低回転領域では逆起電圧やインダクタンスによる電圧降下が小さいため、弱め界磁無しの状態で界磁磁束を大きくしても電源電圧内での対応が可能となっている。この場合、界磁電流とステータ電流の設定は効率によって決定されるとよい。
　図１４（ｂ）に示す高回転低負荷領域では、低回転領域と同様にステータ電流の位相（基本波電流位相）を弱め界磁無しの位相（電流位相０°）又はその近傍としており、その状態で、ステータ電流及び界磁電流の増加によるトルク増加を行おうとすると、ステータ電流及び界磁電流の増加に伴い、駆動電圧が電源電圧を超えることが懸念される。そこで、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とせず、かつ高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くしない（すなわち低回転状態と同等以下にする）一方、ステータ電流の振幅を高回転状態でない場合に比べて大きくする。ステータ電流の振幅の設定に関して、例えば、指令トルクに対するステータ電流の指令値（ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）の関係として、同一の指令トルクで対比して、高回転状態では低回転状態である場合よりもステータ電流の指令値が大きくなる関係が定められているとよい。この場合、界磁電流を低くし鎖交磁束を小さくすることで逆起電圧が抑えられ、駆動電圧が低減される。鎖交磁束が小さいとトルクの制限が生じるが、低負荷領域では有効な手段となる。
　図１４（ｃ）に示す高回転高負荷領域では、ステータ電流の位相（基本波電流位相）を弱め界磁位相とし、その状態下で界磁電流を増加させる。つまり、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くし、かつステータ電流の位相を弱め界磁位相とする。界磁電流の設定に関して、例えば、指令トルクに対する界磁電流の指令値の関係として、同一の指令トルクで対比して、高回転状態では低回転状態である場合よりも界磁電流の指令値が大きくなる関係が定められているとよい。この場合、界磁磁束を増強することでｄ軸インダクタンスが低減され、出力向上が可能となるため、高負荷領域において有効な手段となる。また、ステータ電流の振幅を高回転状態でない場合に比べて大きくするとよい。なお、弱め界磁を行う場合において電流位相とトルクとの関係が図８のようになることを考慮しつつ、主磁束トルクを余り低下させないように調整が行われるとよい。
　図１５は、本実施形態における通電制御処理を示すフローチャートであり、本処理は、制御装置３０により所定周期で実行される。
　図１５において、ステップＳ１１では、ロータ６０が所定の高回転状態であるか否かを判定する。具体的には、ロータ回転速度が所定回転速度（例えば６０００ｒｐｍ）よりも高いか否かを判定する。このとき、ロータ６０の回転状態を示す回転パラメータとして、角度センサ２２の検出値に基づいて算出されたロータ回転速度を取得し（取得部）、そのロータ回転速度に基づいて、ロータ６０が高回転状態であるか否かを判定するとよい。ロータ６０が高回転状態でない場合、ステップＳ１２に進み、ロータ６０が高回転状態である場合、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１２では、低回転モードで回転電機４０を制御する。すなわち、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とせず、指令トルクに基づいてステータ電流及び界磁電流を制御する。
　また、ステップＳ１３では、回転電機４０の指令トルクが所定値よりも大きい高負荷状態であるか否かを判定する（トルク判定部）。ステップＳ１３で高負荷状態でないと判定される場合（すなわち、高回転低負荷状態である場合）、ステップＳ１４に進み、ステップＳ１３で高負荷状態であると判定される場合（すなわち、高回転高負荷状態である場合）、ステップＳ１５に進む。
　ステップＳ１４では、高回転低負荷モードで回転電機４０を制御する。すなわち、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とせず、かつ高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くしない（すなわち界磁電流を低回転状態と同等以下にする）一方、高回転状態でない場合に比べてステータ電流の振幅を大きくする。ステップＳ１５では、高回転高負荷モードで回転電機４０を制御する。すなわち、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くし、かつステータ電流の位相を弱め界磁位相とする。また、高回転状態でない場合に比べてステータ電流の振幅を大きくする。
　図１６は、高回転高負荷状態である場合に界磁磁束を増加させる処理手順を示すフローチャートである。本処理は、例えば図１５のステップＳ１５にて実行される。
　図１６において、ステップＳ２１では、界磁磁束を増加させる状況下であるか否かを判定する。車両走行状態下では、例えば回転電機４０の高回転状態から加速操作が行われ、指令トルクが増加される状況下においてステップＳ２１が肯定される。換言すれば、回転電機４０が高回転低負荷状態から高回転高負荷状態に移行する際に、ステップＳ２１が肯定される。ステップＳ２１が肯定されると、ステップＳ２２に進む。
　ステップＳ２２では、界磁電流を増加させるべく高調波励磁の開始を指令する。具体的には、ステータ電流に含まれる高調波電流の振幅を増加させる。このとき、ステータ電流の位相が弱め界磁位相になっていない状態で高調波励磁の開始が指令される。続くステップＳ２３では、界磁電流増加の指令開始から所定時間Ｔａが経過したか否かを判定し、ステップＳ２３が肯定されることを条件に後続のステップＳ２４に進む。
　ステップＳ２４では、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とする。続くステップＳ２５では、界磁電流増加の指令開始から所定時間Ｔｂ（＞Ｔａ）が経過したか否かを判定し、ステップＳ２５が肯定されることを条件に後続のステップＳ２６に進む。ステップＳ２６では、基本波電流の振幅を増幅させる。なお、図１６の処理において、ステップＳ２５の処理を省略し、界磁電流増加の指令開始から所定時間Ｔａが経過した時点で、ステータ電流の弱め界磁（ステップＳ２４）と、基本波電流の振幅増加（ステップＳ２６）とを実施する構成であってもよい。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の優れた効果が得られる。
　ロータ６０が所定の高回転状態である場合に、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くする制御と、ステータ電流の位相を、界磁巻線７０の界磁磁束を弱める弱め界磁位相とする制御とを行う構成とした。この場合、界磁電流を高くすることによりロータ６０のｄ軸インダクタンスを低減しつつ、界磁磁束を大きくすることができる。また、ステータ電流が弱め界磁位相で制御されることで、ステータ巻線５２に鎖交する鎖交磁束が低減される。これにより、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧の低減を図りつつ、回転電機４０の出力トルクの増加が可能となる。その結果、回転電機４０の必要電圧の低下と出力向上とを実現することができる。
　ロータ６０が所定の高回転状態である場合において、界磁電流を高くする制御と、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とする制御とに加えて、ステータ電流の振幅を高回転状態でない場合に比べて大きくする制御を行う構成とした。これにより、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧の低減と、回転電機４０のトルク増加の効果を一層高めることができる。
　界磁電流の増加を指令して界磁磁束増加の状態にする際には、その電流増加の指令後に界磁電流が徐々に増加する。この場合、界磁電流が十分に増加する前（すなわち界磁巻線７０の励磁による界磁磁束の増加前）にステータ電流の位相を弱め界磁位相とすると、その界磁電流の増加前において、ステータ巻線５２の駆動電圧の増加が生じる。この点、界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とするようにしたため、界磁電流の増加に際しその増加指令直後を含む期間において、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧の低減と、回転電機４０のトルク増加の効果を好適に実現できる。
　界磁電流の増加を指令した後、界磁電流が十分に増加する前（すなわち界磁巻線７０の励磁による界磁磁束の増加前）にステータ電流の位相を弱め界磁位相したり、ステータ電流を増加したりすると、その界磁電流の増加前において、ステータ巻線５２の駆動電圧の増加が生じる。この点、界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とし、かつステータ電流を増加させることにより、界磁電流の増加指令直後を含む期間において、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧の低減と、回転電機４０のトルク増加の効果を好適に実現できる。
　ステータ電流に含まれる高調波電流により界磁巻線７０に界磁電流を誘起させる構成では、界磁電流とステータ電流の弱め界磁との組み合わせによって回転電機４０の出力向上を実現することができる。この場合特に、高調波電流を、界磁磁束の増加分に相当する指令値に切り替え、その切り替えに伴う界磁電流の誘起により界磁磁束増加の状態となった後に、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とするようにしたため、界磁電流の増加に際し高調波電流の指令直後を含む期間において、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧の低減と、回転電機４０のトルク増加の効果を好適に実現できる。
　高回転状態下において高負荷状態と低負荷状態とでは、出力トルクの要求レベルが異なる。この点を考慮しつつステータ電流及び界磁電流を制御することにより、回転電機４０の運転状態に応じて、適正な通電制御を実現することができる。
　（他の実施形態）
　上記実施形態を例えば次のように変更してもよい。
　・制御装置３０は、ロータ６０が高回転状態である場合において、ロータ回転速度が相対的に高い場合に、ロータ回転速度が相対的に低い場合に比べて界磁電流を高くしかつステータ電流の位相を進角させるとよい。具体的には、制御装置３０は、ロータ６０が高回転状態である場合において、各相の相電流に含まれる高調波電流により界磁電流を増加させる際（例えば図１６のステップＳ２２）に、図１７（ａ）の関係に基づいて、界磁電流を増加させるとよい。図１７（ａ）では、ロータ回転速度が所定値Ｎｘ未満となる回転状態において、ロータ回転速度に関係なく界磁電流が所定値（下限値）に定められる一方、ロータ回転速度が所定値Ｎｘ以上となる高回転状態において、ロータ回転速度が高いほど、界磁電流が高くなる関係が定められている。
　また、制御装置３０は、ロータ６０が高回転状態である場合において、ステータ電流の位相を弱め界磁位相とする際（例えば図１６のステップＳ２４）に、図１７（ｂ）の関係に基づいて、ステータ電流の位相を進角させるとよい。図１７（ｂ）では、ロータ回転速度が所定値Ｎｘ未満となる回転状態において、ロータ回転速度に関係なくステータ電流の位相が所定値（最遅角値）に定められる一方、ロータ回転速度が所定値Ｎｘ以上となる高回転状態において、ロータ回転速度が高いほど、ステータ電流の位相を進角させる関係が定められている。
　なお、図１７（ａ），（ｂ）では、ロータ６０の高回転状態下において、ロータ回転速度に応じて多段階で界磁電流やステータ電流位相が定められていてもよい。
　・制御装置３０は、ステータ巻線５２に印加される駆動電圧とロータ回転速度との相関を用い、ステータ巻線５２の駆動電圧に基づいて、ロータ６０の回転状態を判定してもよい。回転電機では、ロータ回転速度が高いほどステータ巻線５２の駆動電圧が大きくなる。この場合、ステータ巻線５２の駆動電圧が「回転パラメータ」に相当する。
　また、制御装置３０は、ステータ巻線５２の電圧指令値に基づいてロータ回転速度を算出し、そのロータ回転速度に基づいて、ロータ６０の回転状態を判定してもよい。この場合、ステータ巻線５２の電圧指令値により算出されたロータ回転速度が「回転パラメータ」に相当する。
　・上記実施形態では、図１５において、ロータ回転速度と所定回転速度（例えば６０００ｒｐｍ）との比較によりロータ６０が高回転状態であるか否かを判定し（ステップＳ１１）、ロータ６０が高回転状態である場合に、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くし、かつステータ電流の位相を弱め界磁位相に制御する構成としたが、これを変更してもよい。具体的には、ロータ回転速度と所定回転速度との比較によるロータ回転状態の判定を行わず、図１７（ａ），（ｂ）の関係を用いて、ロータ６０が高回転状態である場合に、高回転状態でない場合に比べて界磁電流を高くし、かつステータ電流の位相を弱め界磁位相に制御するようにしてもよい。
　・上記実施形態では、図５の指令電流算出部１０１において、ｄ，ｑ軸指令電流を、基本波電流と高調波電流とが反映された値になるように算出する構成としたが、これを変更してもよい。例えば、指令トルクに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流を基本波電流が反映された値として算出し、そのｄ，ｑ軸指令電流からＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電圧指令値を算出する一方（指令電流算出部１０１、電流制御部１０２、３相変換部１０３）、指令トルクに応じて設定される高調波電流について、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波電圧指令値を算出する。そして、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の基本波電圧指令値と高調波電圧指令値とを加算してＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を算出し、これら各相の電圧指令値によりインバータ２０のスイッチング制御を実施する。
　・共振回路を構成するコンデンサ９０は、第２巻線部７１ｂではなく第１巻線部７１ａに並列接続されていてもよい。また、共振回路において、第１，第２巻線部７１ａ，７１ｂの直列接続体のうち、第１巻線部７１ａ側にダイオード８０のアノードが接続され、第２巻線部７１ｂ側にダイオード８０のカソードが接続されていてもよい。
　・ロータ６０において、第２巻線部７１ｂが第１巻線部７１ａよりも径方向でステータ５０側に配置されていてもよい。
　・回転電機としては、インナロータ型の回転電機に限らず、アウタロータ型の回転電機であってもよい。この場合、主極部は、ロータコアから径方向内側に突出している。
　・回転電機としては、星形結線された回転電機に限らず、Δ結線された回転電機であってもよい。
　・ステータコアとしては、ティースが設けられていないステータコアであってもよい。
　・界磁巻線に界磁電流を流すための構成としては、図４に示した回路に限らず、例えば、界磁巻線に電気的に接続されたブラシと、ブラシに電気的に接続された電源とを備える構成であってもよい。この場合、制御装置３０は、ロータ６０の高回転状態において、ブラシに電気的に接続された電源の出力電圧を増加させることにより、界磁巻線に流れる界磁電流を制御する。なお、ブラシが用いられる場合、ステータ巻線に、界磁電流を誘起させるための高調波電流を流す必要はない。
　・回転電機としては、車載主機として用いられる回転電機に限らず、例えば、電動機兼発電機であるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）として用いられる回転電機であってもよい。
　・制御システムが搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。また、制御システムは、移動体に搭載されるシステムに限らず、定置式のシステムであってもよい。
　本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　上述の実施形態から抽出される技術思想を以下に記載する。
［構成１］
　ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、周方向に並ぶ複数の磁極を有しその磁極ごとに設けられた界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する巻線界磁式の回転電機（４０）を備えるシステムに適用され、
　前記ステータ巻線に流れるステータ電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する制御部と、
　前記ロータの回転状態を示す回転パラメータを取得する取得部と、
を備え、
　前記制御部は、前記回転パラメータに基づいて前記界磁電流の大きさと前記ステータ電流の位相とを制御するものであり、前記ロータの回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を、前記界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相に制御する、回転電機の制御装置（３０）。
［構成２］
　前記制御部は、前記高回転状態である場合において、前記ロータの回転速度が相対的に高い場合に、当該回転速度が相対的に低い場合に比べて前記界磁電流を高くしかつ前記ステータ電流の位相を進角させる、構成１に記載の回転電機の制御装置。
［構成３］
　前記制御部は、前記高回転状態である場合において、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相に制御することに加えて、高回転状態でない場合に比べて前記ステータ電流の振幅を大きくする、構成１又は２に記載の回転電機の制御装置。
［構成４］
　前記制御部は、前記高回転状態下において前記界磁電流を増加させる場合に、前記界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とする、構成１～３のいずれかに記載の回転電機の制御装置。
［構成５］
　前記制御部は、前記高回転状態下において前記界磁電流を増加させる場合に、前記界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とするとともに、前記ステータ電流の振幅を増加させる、構成１～３のいずれかに記載の回転電機の制御装置。
［構成６］
　前記システムは、前記ステータ巻線に電気的に接続されたインバータ（２０）を備え、
　前記ロータは、ロータコア（６１）と、前記磁極ごとに設けられかつ前記ロータコアから径方向に突出する主極部（６２）とを有し、
　前記界磁巻線は、第１巻線部（７１ａ）及び第２巻線部（７１ｂ）の直列接続体を有し、
　前記第１巻線部及び前記第２巻線部が前記各主極部に巻回されており、
　前記直列接続体の両端間に整流素子（８０）が接続され、前記第１巻線部又は前記第２巻線部のいずれかにコンデンサ（９０）が並列接続されており、
　前記制御部は、
　前記回転電機の指令トルクに応じた基本波電流を前記ステータ巻線に流すとともに、前記基本波電流に比べて周期が短く前記界磁巻線に前記界磁電流を誘起させるための高調波電流を前記ステータ巻線に流すべく、前記インバータのスイッチング操作を行うものであり、
　前記高回転状態である場合に、前記高調波電流を、界磁磁束の増加分に相当する指令値に切り替え、その切り替えに伴う前記界磁電流の誘起により界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とする、構成１～５のいずれかに記載の回転電機の制御装置。
［構成７］
　前記回転電機の指令トルクが所定値よりも大きい状態であるか否かを判定するトルク判定部を備え、
　前記制御部は、
　前記高回転状態であり、かつ前記指令トルクが前記所定値よりも大きい高負荷状態であると判定された場合に、高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とし、
　前記高回転状態であり、かつ前記指令トルクが前記所定値よりも小さい低負荷状態であると判定された場合に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とせず、かつ高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くしない一方、高回転状態でない場合に比べて前記ステータ電流の振幅を大きくする、構成１～６のいずれか記載の回転電機の制御装置。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (8)

  1. 　ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、周方向に並ぶ複数の磁極を有しその磁極ごとに設けられた界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する巻線界磁式の回転電機（４０）を備えるシステムに適用され、
    　前記ステータ巻線に流れるステータ電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する制御部と、
    　前記ロータの回転状態を示す回転パラメータを取得する取得部と、
    を備え、
    　前記制御部は、前記回転パラメータに基づいて前記界磁電流の大きさと前記ステータ電流の位相とを制御するものであり、前記ロータの回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を、前記界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相に制御する、回転電機の制御装置（３０）。
  2. 　前記制御部は、前記高回転状態である場合において、前記ロータの回転速度が相対的に高い場合に、当該回転速度が相対的に低い場合に比べて前記界磁電流を高くしかつ前記ステータ電流の位相を進角させる、請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 　前記制御部は、前記高回転状態である場合において、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相に制御することに加えて、高回転状態でない場合に比べて前記ステータ電流の振幅を大きくする、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 　前記制御部は、前記高回転状態下において前記界磁電流を増加させる場合に、前記界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とする、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  5. 　前記制御部は、前記高回転状態下において前記界磁電流を増加させる場合に、前記界磁電流の増加の指令に伴い界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とするとともに、前記ステータ電流の振幅を増加させる、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  6. 　前記システムは、前記ステータ巻線に電気的に接続されたインバータ（２０）を備え、
    　前記ロータは、ロータコア（６１）と、前記磁極ごとに設けられかつ前記ロータコアから径方向に突出する主極部（６２）とを有し、
    　前記界磁巻線は、第１巻線部（７１ａ）及び第２巻線部（７１ｂ）の直列接続体を有し、
    　前記第１巻線部及び前記第２巻線部が前記各主極部に巻回されており、
    　前記直列接続体の両端間に整流素子（８０）が接続され、前記第１巻線部又は前記第２巻線部のいずれかにコンデンサ（９０）が並列接続されており、
    　前記制御部は、
    　前記回転電機の指令トルクに応じた基本波電流を前記ステータ巻線に流すとともに、前記基本波電流に比べて周期が短く前記界磁巻線に前記界磁電流を誘起させるための高調波電流を前記ステータ巻線に流すべく、前記インバータのスイッチング操作を行うものであり、
    　前記高回転状態である場合に、前記高調波電流を、界磁磁束の増加分に相当する指令値に切り替え、その切り替えに伴う前記界磁電流の誘起により界磁磁束増加の状態となった後に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とする、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  7. 　前記回転電機の指令トルクが所定値よりも大きい状態であるか否かを判定するトルク判定部を備え、
    　前記制御部は、
    　前記高回転状態であり、かつ前記指令トルクが前記所定値よりも大きい高負荷状態であると判定された場合に、高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とし、
    　前記高回転状態であり、かつ前記指令トルクが前記所定値よりも小さい低負荷状態であると判定された場合に、前記ステータ電流の位相を前記弱め界磁位相とせず、かつ高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くしない一方、高回転状態でない場合に比べて前記ステータ電流の振幅を大きくする、請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  8. 　ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、周方向に並ぶ複数の磁極を有しその磁極ごとに設けられた界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する巻線界磁式の回転電機（４０）を備えるシステムに適用され、コンピュータにより実行されるプログラムであって、
    　前記ステータ巻線に流れるステータ電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する制御処理と、
    　前記ロータの回転状態を示す回転パラメータを取得する取得処理と、
    を含み、
    　前記制御処理は、前記回転パラメータに基づいて前記界磁電流の大きさと前記ステータ電流の位相とを制御するものであり、前記ロータの回転速度が所定回転速度よりも高い高回転状態である場合に、前記高回転状態でない場合に比べて前記界磁電流を高くし、かつ前記ステータ電流の位相を、前記界磁巻線の界磁磁束を弱める弱め界磁位相に制御する、プログラム。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5546889A (en) * 1978-09-14 1980-04-02 Mitsubishi Electric Corp Commutatorless motor
JP2002142488A (ja) * 2000-11-01 2002-05-17 Mitsubishi Electric Corp クローポール同期機の制御方法
JP2018102111A (ja) * 2016-12-21 2018-06-28 株式会社デンソー 界磁巻線型回転機

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5546889A (en) * 1978-09-14 1980-04-02 Mitsubishi Electric Corp Commutatorless motor
JP2002142488A (ja) * 2000-11-01 2002-05-17 Mitsubishi Electric Corp クローポール同期機の制御方法
JP2018102111A (ja) * 2016-12-21 2018-06-28 株式会社デンソー 界磁巻線型回転機

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