WO2023218843A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

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WO2023218843A1
WO2023218843A1 PCT/JP2023/014874 JP2023014874W WO2023218843A1 WO 2023218843 A1 WO2023218843 A1 WO 2023218843A1 JP 2023014874 W JP2023014874 W JP 2023014874W WO 2023218843 A1 WO2023218843 A1 WO 2023218843A1
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WO
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winding
current
field
stator
rotor
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/014874
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English (en)
French (fr)
Inventor
正弘 瀬口
Original Assignee
株式会社デンソー
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/04—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency

Definitions

  • the present disclosure relates to a control device for a rotating electrical machine.
  • Patent Document 1 there has been known a field-winding type rotating electric machine having a stator including a stator winding and a rotor including a field winding.
  • this rotating electrical machine in order to control the torque of the rotating electrical machine to a command torque, the current flowing through the stator winding and the field current flowing through the field winding are manipulated.
  • the command torque can increase rapidly. In this case, there is a concern that the period from when the command torque starts to rapidly increase until the torque of the rotating electric machine converges to the command torque becomes long.
  • the main objective of the present disclosure is to provide a control device for a field-wound rotating electric machine that can shorten the period from when the command torque of the rotating electric machine starts to rapidly increase until the torque of the rotating electric machine converges to the command torque.
  • the present disclosure provides a control device for a rotating electrical machine that is applied to a system that includes a rotating electrical machine that includes a stator that includes a stator winding and a rotor that includes a field winding.
  • an operation unit that operates a current flowing through the stator winding and a field current flowing through the field winding in order to control the torque of the rotating electric machine to a command torque; a determination unit that determines whether the command torque increases rapidly; Equipped with The operation unit is configured to control the field during a predetermined period after it is determined that the command torque will increase rapidly, during a period from when it is determined that the command torque will increase rapidly until the torque of the rotating electric machine converges to the command torque.
  • the degree of excitation of the winding is made greater than the degree of excitation of the field winding in a period after the predetermined period.
  • the degree of excitation of the field winding is made larger than the degree of excitation in a period after the predetermined period. This accelerates the rise of the field current in a predetermined period of time, increasing the rate of increase in the torque of the rotating electrical machine. As a result, the period until the torque of the rotating electric machine converges to the command torque can be shortened.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system for a rotating electrical machine.
  • FIG. 2 is a diagram showing an inverter and its peripheral configuration
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the rotor and stator
  • FIG. 4 is a diagram showing a state in which conductor segments are inserted into the stator core
  • FIG. 5 is a front development view showing a state in which the conductor segments are assembled to the stator core
  • FIG. 6 is a diagram showing an electric circuit provided in the rotor
  • FIG. 7 is a functional block diagram of torque control
  • FIG. 8 is a diagram showing changes in fundamental wave current and harmonic current
  • FIG. 9 is a flowchart showing the procedure for increasing the harmonic current amplitude when the command torque increases rapidly
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between field weakening current, field current, and back electromotive force
  • FIG. 11 is a time chart showing the torque follow-up effect when the command torque increases rapidly
  • FIG. 12 is a time chart showing changes in torque, etc. when the command torque rapidly increases according to a comparative example
  • FIG. 13 is a diagram showing the magnetomotive force distribution
  • FIG. 14 is a cross-sectional view of a stator winding according to a comparative example.
  • the control device constitutes a control system for the rotating electric machine, and the control system is mounted on a vehicle.
  • the rotating electrical machine is a driving power source for a vehicle.
  • the control system includes a DC power supply 10, an inverter 20, a control section 30, and a rotating electric machine 40.
  • the rotating electric machine 40 is a field winding type synchronous machine.
  • a mechanical and electrical integrated drive device may be configured by including the rotating electric machine 40, the inverter 20, and the control unit 30, or each of the rotating electric machine 40, the inverter 20, and the control unit 30 may be configured by each component.
  • the rotating electric machine 40 includes a housing 41 and a stator 50 and a rotor 60 housed within the housing 41.
  • the rotating electrical machine 40 of this embodiment is an inner rotor type rotating electrical machine in which the rotor 60 is disposed inside the stator 50 in the radial direction.
  • the stator 50 includes a stator core 51 and a stator winding 52.
  • the stator winding 52 is made of, for example, copper wire, and includes U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W that are arranged 120 degrees apart from each other in electrical angle.
  • the rotor 60 includes a rotor core 61 and a field winding 70.
  • the field winding 70 is formed by compression molding, for example. This improves the space factor and improves the ease of assembling the field winding 70.
  • the field winding 70 may be made of, for example, aluminum wire.
  • the aluminum wire has a low specific gravity and can reduce centrifugal force when the rotor 60 rotates.
  • Aluminum wire has lower strength and hardness than copper wire, and is suitable for compression molding.
  • the field winding 70 is not limited to aluminum wire, and may be, for example, copper wire or CNT (carbon nanotube). Furthermore, the field winding does not have to be compression molded.
  • the rotating shaft 32 is inserted through the center hole of the rotor core 61.
  • the rotating shaft 32 is rotatably supported by the housing 41 via a bearing 42.
  • the inverter 20 includes a series connection body of U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn. .
  • U, V, W phase windings 52U, 52V, 52W are connected to the connection points between the U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and the U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn. The first ends of the two are connected. The second ends of the U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W are connected at the neutral point.
  • each of the switches SUp to SWn is an IGBT. Freewheel diodes are connected in antiparallel to each of the switches SUp to SWn.
  • the positive terminal of the DC power supply 10 is connected to the collectors of the U, V, and W phase upper arm switches SUp, SVp, and SWp.
  • the negative terminal of the DC power supply 10 is connected to the emitters of the U, V, and W phase lower arm switches SUn, SVn, and SWn. Note that a smoothing capacitor 11 is connected in parallel to the DC power supply 10.
  • stator 50 and rotor 60 will be explained using FIG. 3.
  • the stator 50 and the rotor 60 are both arranged coaxially with the rotating shaft 32.
  • the direction in which the rotating shaft 32 extends is referred to as the axial direction
  • the direction extending radially from the center of the rotating shaft 32 is referred to as the radial direction
  • the direction extending circumferentially around the rotating shaft 32 as the center is referred to as the circumferential direction.
  • the stator 50 is made of laminated steel plates made of soft magnetic material, and has an annular back yoke 51a and a plurality of teeth 51b protruding radially inward from the back yoke 51a.
  • the stator 50 has a segment coil structure using a plurality of conductor segments, as shown in FIGS. 4 and 5.
  • FIG. 4 is a diagram showing a state in which the conductor segments 53 forming the stator winding 52 are inserted into the stator core 51.
  • FIG. 5 is a front development view showing a state in which the conductor segments 53 are assembled to the stator core 51. Note that, for convenience of explanation, only the conductor segment 53 of one phase among the three phases is shown in FIG.
  • a plurality of slots 54 arranged in the circumferential direction are formed between adjacent teeth 51b.
  • Each slot 54 consists of a U-phase slot, a V-phase slot, and a W-phase slot, which are repeatedly arranged in a predetermined number (for example, two slots each) in the circumferential direction.
  • the slot 54 has an opening shape that extends in the radial direction of the stator core 51 as its longitudinal direction.
  • a plurality of conductor segments 53 can be arranged in the slot 54 in a radial direction.
  • the conductor segment 53 is approximately U-shaped and includes a pair of straight portions 55a and a turn portion 55b bent to connect the pair of straight portions 55a.
  • the pair of straight portions 55a have a length greater than the thickness of the stator core 51 in the axial direction.
  • the turn portion 55b has a pair of inclined portions 55c inclined at a predetermined angle with respect to the end surface of the stator core 51.
  • the conductor segment 53 is constructed using a rectangular wire in which a conductor having a rectangular cross section is covered with an insulating film, and is formed by plastically deforming it into a substantially U-shape.
  • a plurality of conductor segments 53 are inserted into the slots 54 of the stator core 51 in a state in which they are arranged in a row in the radial direction.
  • the pair of straight portions 55a of the conductor segment 53 have different radial positions within the slot 54, with one straight portion 55a being placed in the nth layer in the radial direction, and the other straight portion 55a being placed in the n+1th layer. Arranged in layers.
  • the stator core 51 is provided with, for example, two slots 54A, 54B adjacent to each other in the circumferential direction and having the same phase, and a pair of conductor segments 53A, 53B are inserted into the slots 54A, 54B.
  • the straight portions 55a of the two conductor segments 53A, 53B are inserted into the slots 54 spaced apart by one magnetic pole pitch while being shifted one slot at a time in the circumferential direction.
  • an insulating sheet 56 is provided in the slot 54 to electrically insulate between the stator core 51 and the conductor segments 53.
  • conductor segments 53 are arranged in the stator core 51 in a circumferential direction.
  • one side serves as a coil end 57A
  • the other side serves as a coil end 57B.
  • the coil end 57A is formed by the turn portion 55b of the conductor segment 53.
  • the coil end 57B is formed by joining different conductor segments 53 at opposite ends of the pair of straight portions 55a of the conductor segments 53 to the turn portion 55b.
  • each phase winding is wave-wound around the stator core 51.
  • the rotor 60 is made of a soft magnetic material, for example, laminated steel plates.
  • the rotor 60 has a cylindrical rotor core 61 and a plurality of main pole portions 62 that protrude radially outward from the rotor core 61.
  • eight main pole portions 62 are provided at equal intervals in the circumferential direction.
  • the field winding 70 includes a first winding portion 71a and a second winding portion 71b.
  • a first winding portion 71a is wound on the outside in the radial direction
  • a second winding portion 71b is wound on the inside in the radial direction of the first winding portion 71a.
  • the first winding portion 71a and the second winding portion 71b have the same winding direction.
  • the winding direction of each winding part 71a, 71b wound on one side is opposite to the winding direction of each winding part 71a, 71b wound on the other side. It has become. Therefore, the magnetization directions of the main pole portions 62 adjacent to each other in the circumferential direction are opposite to each other.
  • FIG. 6 shows an electric circuit on the rotor 60 side, which includes winding portions 71a and 71b wound around a common main pole portion 62.
  • the rotor 60 is provided with a diode 80 as a rectifying element and a capacitor 90.
  • a first end of the first winding section 71a is connected to the cathode of the diode 80, and a first end of the second winding section 71b is connected to a second end of the first winding section 71a.
  • An anode of a diode 80 is connected to the second end of the second winding portion 71b.
  • a capacitor 90 is connected in parallel to the second winding portion 71b.
  • L1 represents the inductance of the first winding portion 71a
  • L2 represents the inductance of the second winding portion 71b
  • C represents the capacitance of the capacitor 90.
  • a series resonant circuit consisting of the first winding portion 71a, the capacitor 90, and the diode 80 is configured, and a parallel resonant circuit consisting of the second winding portion 71b and the capacitor 90 is configured.
  • the first resonant frequency which is the resonant frequency of the series resonant circuit
  • the second resonant frequency which is the resonant frequency of the parallel resonant circuit
  • Resonant frequencies f1 and f2 are expressed by the following equations (eq1) and (eq2).
  • the control system includes a current sensor 21, an angle sensor 22, a voltage sensor 23, and an accelerator sensor 24.
  • the current sensor 21 detects at least two phase currents among the phase currents flowing through the rotating electrical machine 40 .
  • the angle sensor 22 detects the rotation angle (electrical angle) of the rotor 60.
  • Voltage sensor 23 includes a sensor that detects the voltage of DC power supply 10 and a sensor that detects back electromotive voltage of each phase winding 52U to 52W.
  • the accelerator sensor 24 detects the amount of operation of an accelerator operation member (specifically, an accelerator pedal) operated by the driver of the vehicle. The detected values of each sensor 21 to 24 are input to the control section 30.
  • the control unit 30 corresponds to an “operation unit” and generates drive signals that turn on and off each of the switches SUp to SWn that make up the inverter 20. Specifically, the control unit 30 turns on and off each arm switch SUp to SWn in order to convert the DC power output from the DC power supply 10 into AC power and supply it to the U, V, and W phase windings 52U, 52V, and 52W. A drive signal is generated, and the generated drive signal is supplied to the gates of each arm switch SUp to SWn.
  • the control unit 30 turns on and off each switch SUp to SWn so that a combined current of the fundamental wave current and harmonic current flows through each phase winding 52U, 52V, and 52W.
  • the fundamental wave current is a current that mainly causes the rotating electric machine 40 to generate torque.
  • the harmonic current is a current that mainly excites the field winding 70.
  • the phase currents flowing through the phase windings 52U, 52V, and 52W are shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • control unit 30 may be configured in terms of hardware using, for example, one or more integrated circuits. Further, each function of the control unit 30 may be configured by, for example, software recorded on a non-transitional physical recording medium and a computer that executes the software.
  • the two-phase conversion unit 100 converts the U, V, and W phase currents in the three-phase fixed coordinate system into two-phase rotating coordinate systems based on the detected value of the current sensor 21 and the electrical angle ⁇ e detected by the angle sensor 22. (dq coordinate system) into a d-axis current Idr and a q-axis current Iqr.
  • the command current calculation unit 101 calculates d- and q-axis command currents Id* and Iq* based on the command torque Trq*.
  • the d and q-axis command currents Id* and Iq* have values that reflect the fundamental wave current and the harmonic current that excites the field winding 70.
  • the command current calculation unit 101 calculates the d- and q-axis command currents based on the command torque Trq* and map information in which the command torque Trq* and the d- and q-axis command currents Id* and Iq* are related. Calculate Id* and Iq*.
  • the command torque Trq* is set to be larger as the accelerator operation amount detected by the accelerator sensor 24 is larger.
  • the command current calculation unit 101 sets the d-axis command current Id* so that field weakening control is executed when the rotational speed Nm of the rotor 60 becomes high and enters the field weakening region.
  • the current control unit 102 increases the d-axis command current Id* in the negative direction in the field weakening region. Note that the rotational speed Nm of the rotor 60 may be calculated based on the detected value of the angle sensor 22.
  • the current control unit 102 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id by subtracting the d-axis current Idr from the d-axis command current Id*.
  • the current control unit 102 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq by subtracting the q-axis current Iqr from the q-axis command current Iq*.
  • the current control unit 102 calculates the d-axis command voltage Vd* as a manipulated variable for feedback-controlling the d-axis current Idr to the d-axis command current Id*.
  • Current control unit 102 calculates q-axis command voltage Vq* as a manipulated variable for feedback-controlling q-axis current Iqr to q-axis command current Iq* based on q-axis current deviation ⁇ Iq.
  • the three-phase conversion unit 103 converts the d- and q-axis command voltages Vd and Vq in the two-phase rotating coordinate system into U and U in the three-phase fixed coordinate system based on the d- and q-axis command voltages Vd* and Vq* and the electrical angle ⁇ e.
  • V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* The U, V, and W phase voltage command values VU*, VV*, and VW* have waveforms whose phases are shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • the frequency of the harmonic components included in the U, V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* is set to a frequency near the first resonance frequency f1 or a frequency near the second resonance frequency f2. There is. Thereby, the excitation property can be increased, the amplitude of harmonic current can be reduced, and the torque ripple of the rotating electric machine 40 can be reduced.
  • the envelope of the harmonic current has a period that is 1/2 that of the fundamental current.
  • the envelope is shown by a dashed line in FIG. 8(b).
  • the values on the vertical axis shown in FIG. 8 indicate the relative relationship between the sizes of the waveforms shown in FIGS. 8(a) and 8(b).
  • the timing at which the envelope reaches its peak value is shifted from the timing at which the fundamental wave current reaches its peak value. Specifically, the timing at which the envelope reaches its peak value is the timing at which the fundamental wave current reaches its fluctuation center (0).
  • timing at which the envelope of the harmonic current reaches its peak value may be, for example, the timing at which the fundamental wave current reaches its peak value.
  • the signal generation unit 104 generates a three-phase signal based on the U, V, W phase voltage command values VU*, VV*, VW* and the voltage Vdc of the DC power supply 10 detected by the voltage sensor 23. Through modulation, drive signals for the upper and lower arm switches of U, V, and W phases are generated. The generated drive signal is input to the gate of each switch. Thereby, the switching operation of the inverter 20 is executed.
  • the control unit 30 determines that the command torque Trq* will increase rapidly, the control unit 30 controls the command torque Trq* to A process is performed in which the degree of excitation of the field winding 70 during a predetermined period after it is determined that there is a sudden increase is greater than the degree of excitation during a period after the predetermined period in the transition period.
  • This process is a process for shortening the period until the torque of the rotating electric machine 40 converges to the command torque Trq*.
  • FIG. 9 shows the procedure of this process.
  • step S10 it is determined whether the command torque Trq* has increased rapidly. For example, if it is determined that the amount of increase in the accelerator operation amount detected by the accelerator sensor 24 exceeds the first predetermined amount ⁇ Acc, it may be determined that the command torque Trq* has increased rapidly. For example, if it is determined that the amount of increase in the acquired command torque Trq* exceeds the second predetermined amount ⁇ Trq, it may be determined that the command torque Trq* has increased rapidly.
  • the process in step S10 corresponds to the "determination section".
  • step S10 the command current calculation unit 101 calculates the command torque Trq* based on the map information in which the command torque Trq* and the d- and q-axis command currents Id* and Iq* are related. , d and q-axis command currents Id* and Iq* are calculated.
  • step S10 determines whether the rotation speed has increased rapidly. If it is determined in step S10 that the rotation speed has increased rapidly, the process proceeds to step S11, and it is determined whether the rotation speed Nm of the rotor 60 is equal to or higher than a predetermined rotation speed (for example, 6000 rpm).
  • a predetermined rotation speed for example, 6000 rpm.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the rotational speed Nm is less than the predetermined rotational speed, the process proceeds to step S12.
  • step S12 a harmonic current whose amplitude is increased from the amplitude of the harmonic current determined from the command torque Trq* and the d- and q-axis command currents Id* and Iq* based on the map information is passed through the stator winding 52.
  • the d and q-axis command currents Id* and Iq* in the command current calculation unit 101 is changed.
  • the amplitude of the harmonic current flowing through the stator winding 52 increases, and the degree of excitation of the field winding 70 becomes higher than the degree of excitation of the field winding 70 determined based on the current command torque Trq* and map information. also becomes larger.
  • step S13 it is determined whether an increase stop condition for returning the amplitude of the harmonic current to the amplitude of the harmonic current determined based on the command torque Trq* and the map information is satisfied.
  • the current field current may be an estimated value or a detected value.
  • the estimated value may be calculated based on the voltage (back electromotive force) detected by the voltage sensor 23, for example.
  • the increase stop condition is satisfied when it is determined that the elapsed time since the affirmative determination is made in step S10 is counted, and that the counted elapsed time has reached the determination value.
  • the determination value is a value for determining whether the current field current has reached the assumed field current.
  • step S13 If it is determined in step S13 that the increase stop condition is satisfied, the process proceeds to step S14, and the settings of the d and q-axis command currents Id* and Iq* are returned to those based on the command torque Trq* and the above map information.
  • step S11 if it is determined in step S11 that the rotational speed Nm of the rotor 60 is equal to or higher than the predetermined rotational speed, it is determined that field weakening control is to be performed, and the process proceeds to step S15.
  • step S15 the current control unit 102 calculates a d-axis command current Id* ( ⁇ 0) so that a field weakening current flows through the stator winding 52.
  • step S16 the d- and q-axis command currents Id*, At least one of Iq* is changed.
  • FIG. 11 shows an example of harmonic current amplitude increasing processing.
  • FIG. 11(a) shows the transition of the torque of the rotating electric machine 40.
  • FIG. 11(b) shows changes in the actual fundamental wave current and harmonic current for one phase applied to the stator winding 52.
  • FIG. 11(c) shows the transition of the composite current of the actual fundamental wave current and harmonic current for three phases applied to the stator winding 52, and the transition of the field current flowing through the field winding 70. .
  • the control unit 30 determines that the command torque Trq* has increased rapidly. Therefore, the control unit 30 increases the amplitude of the harmonic current.
  • the control unit 30 determines that the increase stop condition is satisfied. Therefore, the control unit 30 returns the amplitude of the harmonic current to the amplitude determined based on the current command torque Trq* and map information. As a result, as shown in FIG. 11(b), the effective value of the harmonic current after time t1 becomes smaller than the effective value of the harmonic current before time t1. Thereafter, at time t2, the torque (for example, the time average value of torque) of the rotating electrical machine 40 converges to the command torque Trq*.
  • FIG. 12 shows an example of a comparative example.
  • the comparative example has a configuration in which the amplitude of the harmonic current is maintained at an amplitude determined based on the current command torque Trq* and map information before and after a sudden increase in the command torque Trq*.
  • the amplitude of the harmonic current is not temporarily increased. Therefore, the field current at the timing immediately before time t1 is smaller than the field current according to the present embodiment at the timing immediately before time t1 shown in FIG. As a result, the timing (t3) at which the torque of the rotating electrical machine 40 converges to the command torque Trq* is much delayed from the convergence timing (t2) of this embodiment.
  • the degree of excitation of the field winding 70 after a sudden increase in command torque Trq* can be increased, and as a result, the rate of increase in the amount of magnetic flux of the rotor 60 can be increased.
  • the rate of increase in the torque of the rotating electrical machine 40 can be increased, and the period until the torque of the rotating electrical machine 40 converges to the command torque Trq* can be shortened.
  • conductor segments 53 as shown in FIGS. 3 and 4 are used.
  • the cross-sectional shape of the straight portion 55a of the conductor segment 53 is symmetrical with respect to the central axis of the slot 54. Therefore, as shown in FIG. 13, the magnetomotive force distribution at each pole becomes close to a sine wave, and when the rotor 60 is excited from the stator 50 side, the field poles can be uniformly excited, and the field winding The degree of excitation of the wire 70 can be effectively increased.
  • FIG. 13 shows the transition of the magnetomotive force distribution of each phase for two magnetic poles when the electrical angle advances by 30 degrees. In FIG. 13, the maximum value of the magnetomotive force is normalized to 1.
  • the magnetomotive force distribution is close to a sine wave, when the field poles of the rotor 60 are excited from the stator 50 side, even if the relative position of the field winding 70 with respect to the main pole part 62 is slightly shifted, the field winding The decrease in the degree of excitation of the wire 70 is small. Therefore, the setting of the phase of the harmonic current with respect to the fundamental current can be made redundant.
  • the amplitude of the harmonic current is changed in two steps, but the present invention is not limited to this, and it may be changed in three or more steps so that the amplitude (envelope) decreases.
  • the amplitude is not limited to being changed stepwise, but the amplitude may be gradually decreased during the period from when it is determined that the command torque Trq* is rapidly increasing until the torque of the rotating electrical machine 40 converges to the command torque Trq*. It's okay.
  • the second winding portion 71b may be arranged closer to the stator 50 than the first winding portion 71a in the radial direction.
  • the capacitor 90 forming the resonant circuit may be connected in parallel to the first winding part 71a instead of the second winding part 71b. Further, in the resonant circuit, of the series connection body of the first and second winding parts 71a and 71b, the anode of the diode 80 is connected to the first winding part 71a side, and the diode 80 is connected to the second winding part 71b side. cathodes may be connected.
  • the rotating electrical machine is not limited to an inner rotor type rotating electrical machine, but may be an outer rotor type rotating electrical machine.
  • the main pole portion projects radially inward from the rotor core.
  • the rotating electric machine is not limited to a star-connected rotating electric machine, but may be a delta-connected rotating electric machine.
  • the stator core may be a stator core without teeth.
  • the configuration for passing field current through the field winding is not limited to the circuit shown in FIG. 6, but may include, for example, a brush electrically connected to the field winding and a
  • the configuration may also include a power source.
  • the control unit adjusts the output voltage of the power supply electrically connected to the brush during the period from when it is determined in step S10 of FIG.
  • the output voltage of the power supply after determining that the increase stop condition is satisfied may be controlled to a second voltage lower than the first voltage.
  • the degree of excitation of the field winding during the output period of the first voltage can be made larger than the degree of excitation of the field winding during the output period of the second voltage. Note that when a brush is used, there is no need to flow harmonic current in the stator winding for inducing field current.
  • the rotating electric machine is not limited to a rotating electric machine used as a main engine on a vehicle, but may also be a rotating electric machine used as an ISG (Integrated Starter Generator), which is a motor and generator.
  • ISG Integrated Starter Generator
  • the moving object on which the control system is mounted is not limited to a vehicle, but may be an aircraft or a ship, for example. Further, the control system is not limited to a system mounted on a moving object, but may be a stationary system.
  • control unit and the method described in the present disclosure are implemented by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program. May be realized.
  • the controller and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by a processor configured with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control unit and the method described in the present disclosure may be implemented using a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may be implemented by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may also be stored as instructions executed by a computer on a computer-readable non-transitory tangible storage medium.

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Abstract

制御装置（３０）は、ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する回転電機（４０）を備えるシステムに適用される。制御装置は、回転電機のトルクを指令トルクに制御すべく、ステータ巻線に流れる電流及び界磁巻線に流れる界磁電流を操作する操作部と、指令トルクが急増するか否かを判定する判定部と、を備える。操作部は、指令トルクが急増すると判定されてから回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間のうち、指令トルクが急増すると判定されてからの所定期間における界磁巻線の励磁度合いを、所定期間よりも後の期間における界磁巻線の励磁度合いよりも大きくする。

Description

回転電機の制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２２年５月１１日に出願された日本出願番号２０２２－０７８２８４号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、回転電機の制御装置に関する。
　従来、例えば特許文献１に記載されているように、ステータ巻線を含むステータと、界磁巻線を含むロータとを有する界磁巻線型回転電機が知られている。この回転電機においては、回転電機のトルクを指令トルクに制御するために、ステータ巻線に流れる電流及び界磁巻線に流れる界磁電流が操作される。
特開２０１８－１０２１１１号公報
　界磁巻線型回転電機において、指令トルクが急増し得る。この場合、指令トルクが急増し始めてから、回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間が長くなる懸念がある。
　本開示は、回転電機の指令トルクが急増し始めてから、回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間を短縮できる界磁巻線型回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
　本開示は、ステータ巻線を含むステータと、界磁巻線を含むロータと、を有する回転電機を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置において、
　前記回転電機のトルクを指令トルクに制御すべく、前記ステータ巻線に流れる電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を操作する操作部と、
　前記指令トルクが急増するか否かを判定する判定部と、
を備え、
　前記操作部は、前記指令トルクが急増すると判定されてから前記回転電機のトルクが前記指令トルクに収束するまでの期間のうち、前記指令トルクが急増すると判定されてからの所定期間における前記界磁巻線の励磁度合いを、前記所定期間よりも後の期間における前記界磁巻線の励磁度合いよりも大きくする。
　指令トルクが急増し始めてから、回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間が長くなる要因の１つは、界磁巻線に流れる界磁電流の応答性が、ステータ巻線に流れる電流の応答性よりも低いことである。
　この点に鑑み、本開示では、判定部により指令トルクが急増すると判定されてから回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間のうち、指令トルクが急増すると判定されてからの所定期間における界磁巻線の励磁度合いが、所定期間よりも後の期間における励磁度合いよりも大きくされる。これにより、所定期間における界磁電流の立ち上がりを促進させ、回転電機のトルクの上昇速度を高くする。その結果、回転電機のトルクが指令トルクに収束するまでの期間を短縮することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、回転電機の制御システムの全体構成図であり、 図２は、インバータ及びその周辺構成を示す図であり、 図３は、ロータ及びステータの横断面図であり、 図４は、ステータコアに導体セグメントが挿入される状態を示す図であり、 図５は、ステータコアに導体セグメントが組み付けられた状態を示す正面展開図であり、 図６は、ロータに備えられる電気回路を示す図であり、 図７は、トルク制御の機能ブロック図であり、 図８は、基本波電流及び高調波電流の推移を示す図であり、 図９は、指令トルクの急増時における高調波電流振幅の増加処理の手順を示すフローチャートであり、 図１０は、弱め界磁電流、界磁電流及び逆起電圧の関係を示す図であり、 図１１は、指令トルクの急増時におけるトルク追従効果を示すタイムチャートであり、 図１２は、比較例に係る指令トルクの急増時におけるトルク等の推移を示すタイムチャートであり、 図１３は、起磁力分布を示す図であり、 図１４は、比較例に係るステータ巻線の横断面図である。
　以下、本開示に係る制御装置を具体化した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。制御装置は、回転電機の制御システムを構成し、制御システムは車両に搭載されている。回転電機は、車両の走行動力源である。
　図１に示すように、制御システムは、直流電源１０、インバータ２０、制御部３０及び回転電機４０を備えている。回転電機４０は、界磁巻線型の同期機である。例えば、回転電機４０、インバータ２０及び制御部３０を備えて機電一体型駆動装置が構成されたり、回転電機４０、インバータ２０及び制御部３０それぞれが各コンポーネントで構成されたりする。
　回転電機４０は、ハウジング４１と、ハウジング４１内に収容されるステータ５０及びロータ６０とを備えている。本実施形態の回転電機４０は、ロータ６０がステータ５０の径方向内側に配置されたインナロータ型の回転電機である。
　ステータ５０は、ステータコア５１と、ステータ巻線５２とを備えている。ステータ巻線５２は、例えば銅線で構成されており、電気角で互いに１２０°ずれた状態で配置されたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗを含む。
　ロータ６０は、ロータコア６１と、界磁巻線７０とを備えている。界磁巻線７０は、例えば圧縮成形にて構成されている。これにより、占積率が向上し、界磁巻線７０の組付性が向上する。なお、界磁巻線７０は、例えばアルミ線で構成されていればよい。アルミ線は、比重が小さく、ロータ６０が回転する場合における遠心力を低減できる。アルミ線は、銅線に比べて強度及び硬さが低く、圧縮成形する場合に好適である。また、界磁巻線７０は、アルミ線に限らず、例えば、銅線又はＣＮＴ（カーボンナノチューブ）等であってもよい。また、界磁巻線は、圧縮成形のものでなくてもよい。
　ロータコア６１の中心孔には、回転軸３２が挿通されている。回転軸３２は、軸受４２を介してハウジング４１に回転可能に支持されている。
　図２に示すように、インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗの第２端は、中性点で接続されている。すなわち、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗは星形結線されている。なお、本実施形態において、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎは、ＩＧＢＴである。各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのコレクタには、直流電源１０の正極端子が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのエミッタには、直流電源１０の負極端子が接続されている。なお、直流電源１０には、平滑コンデンサ１１が並列接続されている。
　続いて、図３を用いて、ステータ５０及びロータ６０について説明する。
　ステータ５０及びロータ６０は、いずれも回転軸３２とともに同軸上に配置されている。以下の記載では、回転軸３２が延びる方向を軸方向とし、回転軸３２の中心から放射状に延びる方向を径方向とし、回転軸３２を中心として円周状に延びる方向を周方向としている。
　ステータ５０は、軟磁性体からなる積層鋼板により構成されており、円環状のバックヨーク５１ａと、バックヨーク５１ａから径方向内側に向かって突出する複数のティース５１ｂとを有している。
　本実施形態では、ステータ５０の構成として、図４及び図５に示すように、複数の導体セグメントを用いたセグメントコイル構造が採用されている。図４は、ステータコア５１にステータ巻線５２を構成する導体セグメント５３が挿入される状態を示す図である。図５は、ステータコア５１に導体セグメント５３が組み付けられた状態を示す正面展開図である。なお、図５には、説明の便宜上、３相のうち１相の導体セグメント５３のみを示している。
　図４に示すように、隣り合うティース５１ｂの間に、周方向並ぶ複数のスロット５４が形成されている。各スロット５４は、周方向に所定個ずつ（例えば２個ずつ）繰り返し配置されたＵ相スロット、Ｖ相スロット及びＷ相スロットよりなる。スロット５４は、ステータコア５１の径方向を長手として延びる開口形状をなしている。スロット５４には、径方向に複数の導体セグメント５３を並べて配置可能となっている。
　導体セグメント５３は、略Ｕ字状をなし、一対の直線部５５ａと、一対の直線部５５ａ同士を繋ぐように屈曲形成されたターン部５５ｂとを有している。一対の直線部５５ａは、ステータコア５１の軸方向の厚さよりも大きい長さを有している。ターン部５５ｂは、ステータコア５１の端面に対して所定の角度で傾斜した一対の傾斜部５５ｃを有している。導体セグメント５３は、横断面が矩形状をなす導体を絶縁被膜により被覆した平角線を用いて構成され、略Ｕ字形状に塑性変形させることで形成されている。
　ステータコア５１には、複数の導体セグメント５３が径方向に一列に並べられた状態でスロット５４内に挿入されている。導体セグメント５３の一対の直線部５５ａは、それぞれスロット５４内における径方向位置が異なり、一方の直線部５５ａが径方向にｎ番目の層に配置されるとともに、他方の直線部５５ａがｎ＋１番目の層に配置される。また、ステータコア５１には、例えば周方向に隣接して同相の２個ずつのスロット５４Ａ，５４Ｂが設けられ、スロット５４Ａ，５４Ｂには、２個１組の導体セグメント５３Ａ，５３Ｂが挿入される。この場合、２個の導体セグメント５３Ａ，５３Ｂの各々の直線部５５ａは、周方向に１スロットずつずらしながら、１磁極ピッチ離れた各スロット５４に挿入される。なお、スロット５４内には、ステータコア５１と導体セグメント５３との間を電気絶縁する絶縁シート５６が設けられている。
　図５に示すように、ステータコア５１には、導体セグメント５３が周方向に並べて配置されている。導体セグメント５３の軸方向両端のうち、一方側がコイルエンド５７Ａとなり、他方側がコイルエンド５７Ｂとなっている。このうちコイルエンド５７Ａは、導体セグメント５３のターン部５５ｂにより形成されている。また、コイルエンド５７Ｂは、導体セグメント５３の一対の直線部５５ａにおいてターン部５５ｂとは逆側の端部を、異なる導体セグメント５３同士で接合することで形成されている。
　コイルエンド５７Ｂについてより詳しくは、導体セグメント５３において、ステータコア５１から軸方向外側へ延出した一対の直線部５５ａの端部が、ステータコア５１の端面に対して所定の角度をもって斜めに延びるように互いに周方向反対側へ捻られ、略半磁極ピッチ分の長さの捻り部５５ｄが形成されている。導体セグメント５３の２つずつの捻り部５５ｄの端部同士が溶接により接合されることで、接合部５５ｅが形成されている。接合部５５ｅでは、各導体セグメント５３の端部が、絶縁被膜から露出した導体露出部５５ｆとなっており、導体露出部５５ｆ同士が重ね合わされた状態で互いに接合されている。これにより、各相巻線がステータコア５１に波巻されている。
　図３の説明に戻り、ロータ６０は、軟磁性体からなり、例えば積層鋼板により構成されている。ロータ６０は、円筒状のロータコア６１と、ロータコア６１から径方向外側に向かって突出する複数の主極部６２とを有している。本実施形態において、主極部６２は、周方向において等間隔に８個設けられている。
　界磁巻線７０は、第１巻線部７１ａ及び第２巻線部７１ｂを備えている。各主極部６２において、径方向外側に第１巻線部７１ａが巻回され、第１巻線部７１ａよりも径方向内側に第２巻線部７１ｂが巻回されている。各主極部６２において、第１巻線部７１ａ及び第２巻線部７１ｂの巻方向は互いに同じになっている。また、周方向に隣り合う主極部６２のうち、一方に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂの巻方向と、他方に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂの巻方向とが逆になっている。このため、周方向に隣り合う主極部６２同士で互いに磁化方向が逆になる。
　図６に、共通の主極部６２に巻回された各巻線部７１ａ，７１ｂを備えるロータ６０側の電気回路を示す。ロータ６０には、整流素子としてのダイオード８０と、コンデンサ９０とが設けられている。ダイオード８０のカソードには、第１巻線部７１ａの第１端が接続され、第１巻線部７１ａの第２端には、第２巻線部７１ｂの第１端が接続されている。第２巻線部７１ｂの第２端には、ダイオード８０のアノードが接続されている。第２巻線部７１ｂには、コンデンサ９０が並列接続されている。図６において、Ｌ１は第１巻線部７１ａのインダクタンスを示し、Ｌ２は第２巻線部７１ｂのインダクタンスを示し、Ｃはコンデンサ９０の静電容量を示す。
　本実施形態では、第１巻線部７１ａ、コンデンサ９０及びダイオード８０からなる直列共振回路が構成され、第２巻線部７１ｂ及びコンデンサ９０からなる並列共振回路が構成されている。直列共振回路の共振周波数である第１共振周波数をｆ１とし、並列共振回路の共振周波数である第２共振周波数をｆ２とする。各共振周波数ｆ１，ｆ２は、下式（ｅｑ１），（ｅｑ２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　図２の説明に戻り、制御システムは、電流センサ２１、角度センサ２２、電圧センサ２３及びアクセルセンサ２４を備えている。電流センサ２１は、回転電機４０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。角度センサ２２は、ロータ６０の回転角（電気角）を検出する。電圧センサ２３は、直流電源１０の電圧を検出するセンサと、各相巻線５２Ｕ～５２Ｗの逆起電圧を検出するセンサとを含む。アクセルセンサ２４は、車両のドライバにより操作されるアクセル操作部材（具体的にはアクセルペダル）の操作量を検出する。各センサ２１～２４の検出値は、制御部３０に入力される。
　制御部３０は、「操作部」に相当し、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。詳しくは、制御部３０は、直流電源１０から出力された直流電力を交流電力に変換してＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成し、生成した駆動信号を各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎのゲートに供給する。
　制御部３０は、各相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに基本波電流及び高調波電流の合成電流を流すように各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする。基本波電流は、回転電機４０にトルクを発生させることを主とする電流である。高調波電流は、界磁巻線７０を励磁することを主とする電流である。各相巻線５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗに流れる相電流は、電気角で１２０°ずつずれている。
　なお、制御部３０の各機能の一部又は全部は、例えば、１つ又は複数の集積回路等によりハードウェア的に構成されていてもよい。また、制御部３０の各機能は、例えば、非遷移的実体的記録媒体に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータによって構成されていてもよい。
　図７を用いて、制御部３０により実行される回転電機４０のトルク制御について説明する。
　２相変換部１００は、電流センサ２１の検出値と、角度センサ２２により検出された電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。
　指令電流算出部１０１は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、基本波電流と、界磁巻線７０を励磁する高調波電流とが反映された値になっている。詳しくは、指令電流算出部１０１は、指令トルクＴｒｑ＊と、指令トルクＴｒｑ＊及びｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が関係付けられたマップ情報とに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。ここで、指令トルクＴｒｑ＊は、アクセルセンサ２４により検出されたアクセル操作量が大きいほど大きく設定される。指令電流算出部１０１は、ロータ６０の回転速度Ｎｍが高くなって弱め界磁領域に入ると、弱め界磁制御が実行されるようにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。電流制御部１０２は、弱め界磁領域においてｄ軸指令電流Ｉｄ＊を負の方向に大きくする。なお、ロータ６０の回転速度Ｎｍは、角度センサ２２の検出値に基づいて算出されればよい。
　電流制御部１０２は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。電流制御部１０２は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
　電流制御部１０２は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。電流制御部１０２は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。
　３相変換部１０３は、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、２相回転座標系におけるｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ，Ｖｑを、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、電気角で位相が１２０度ずつずれた波形となる。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に含まれる高調波成分の周波数は、上記第１共振周波数ｆ１近傍の周波数、又は上記第２共振周波数ｆ２近傍の周波数にされている。これにより、励磁性を高めて高調波電流の振幅を低減でき、回転電機４０のトルクリップルを低減できる。
　図８に示すように、高調波電流の包絡線は、基本波電流の１／２の周期を有している。包絡線を、図８（ｂ）に一点鎖線にて示す。図８に示す縦軸の値は、図８（ａ），（ｂ）に示す波形の大きさの相対関係を示す。包絡線がそのピーク値となるタイミングが、基本波電流がそのピーク値となるタイミングからずれている。具体的には、包絡線がそのピーク値となるタイミングが、基本波電流がその変動中心（０）となるタイミングとされている。
　なお、高調波電流の包絡線がそのピーク値となるタイミングが、例えば、基本波電流がそのピーク値となるタイミングになっていてもよい。
　図７の説明に戻り、信号生成部１０４は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊と、電圧センサ２３により検出された直流電源１０の電圧Ｖｄｃとに基づく３相変調により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上，下アームスイッチの駆動信号を生成する。生成された駆動信号は、各スイッチのゲートに入力される。これにより、インバータ２０のスイッチング操作が実行される。
　制御部３０は、指令トルクＴｒｑ＊が急増すると判定した場合、急増すると判定してから回転電機４０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に収束するまでの期間である過渡期間のうち、指令トルクＴｒｑ＊が急増すると判定してからの所定期間における界磁巻線７０の励磁度合いを、過渡期間のうち所定期間よりも後の期間における励磁度合いよりも大きくする処理を行う。この処理は、回転電機４０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に収束するまでの期間を短縮するための処理である。図９に、この処理の手順を示す。
　ステップＳ１０では、指令トルクＴｒｑ＊が急増したか否かを判定する。例えば、アクセルセンサ２４により検出されたアクセル操作量の増加量が第１所定量ΔＡｃｃを超えたと判定した場合、指令トルクＴｒｑ＊が急増したと判定すればよい。また、例えば、取得した指令トルクＴｒｑ＊の増加量が第２所定量ΔＴｒｑを超えたと判定した場合、指令トルクＴｒｑ＊が急増したと判定すればよい。ステップＳ１０の処理が「判定部」に相当する。
　ステップＳ１０において否定判定した場合には、指令電流算出部１０１において、指令トルクＴｒｑ＊と、指令トルクＴｒｑ＊及びｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が関係付けられたマップ情報とに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。
　一方、ステップＳ１０において急増したと判定した場合には、ステップＳ１１に進み、ロータ６０の回転速度Ｎｍが所定回転速度（例えば６０００ｒｐｍ）以上であるか否かを判定する。ステップＳ１１の処理は、弱め界磁制御を行う状況にあるか否かを判定するための処理である。
　ステップＳ１１において回転速度Ｎｍが所定回転速度未満であると判定した場合には、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、指令トルクＴｒｑ＊及び上記マップ情報に基づくｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から定まる高調波電流の振幅よりも、振幅を増加させた高調波電流をステータ巻線５２に流すように、指令電流算出部１０１におけるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の少なくとも一方を変更する。これにより、ステータ巻線５２に流れる高調波電流の振幅が増加し、界磁巻線７０の励磁度合いが、現在の指令トルクＴｒｑ＊及びマップ情報に基づいて定まる界磁巻線７０の励磁度合いよりも大きくなる。
　ステップＳ１３では、高調波電流の振幅を、指令トルクＴｒｑ＊及びマップ情報に基づいて定まる高調波電流の振幅に戻すための増加停止条件が成立したか否かを判定する。
　例えば、現在の界磁電流が、現在の指令トルクＴｒｑ＊及びマップ情報に基づいて定まる高調波電流が流れる場合に想定される界磁電流になったと判定した場合、増加停止条件が成立したと判定すればよい。この場合、現在の界磁電流は、推定値であってもよいし、検出値であってもよい。推定値が用いられる場合、推定値は、例えば、電圧センサ２３により検出された電圧（逆起電圧）に基づいて算出されればよい。
　また例えば、ステップＳ１０において肯定判定してからの経過時間をカウントし、カウントした経過時間が判定値に到達したと判定した場合に増加停止条件が成立したと判定してもよい。判定値は、現在の界磁電流が上記想定される界磁電流になったことを判定するための値である。
　ステップＳ１３において増加停止条件が成立したと判定した場合には、ステップＳ１４に進み、指令トルクＴｒｑ＊及び上記マップ情報に基づくｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の設定に戻す。
　一方、ステップＳ１１においてロータ６０の回転速度Ｎｍが所定回転速度以上であると判定した場合には、弱め界磁制御を行う状況であると判定し、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、ステータ巻線５２に弱め界磁電流が流れるように電流制御部１０２においてｄ軸指令電流Ｉｄ＊（＜０）を算出する。
　ステップＳ１６では、算出したｄ軸指令電流Ｉｄ＊の大きさ（つまり、弱め界磁電流）が大きいほど、ステップＳ１２における高調波電流の振幅を増加させるように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の少なくとも一方を変更する。
　図１０に示すように、弱め界磁電流が大きいほど、界磁電流を大きくできる。弱め界磁電流が大きければ界磁電流を大きくしたとしても、ステータ巻線５２で発生する逆起電圧が低くなる。つまり、弱め界磁電流が大きいほど、逆起電圧が低くなり、逆起電圧に対する直流電源１０の電圧の余裕度が大きくなる。このため、弱め界磁電流が大きいほど、高調波電流の振幅を大きくし、界磁巻線７０の励磁度合いを大きくする。
　図１１に、高調波電流の振幅増加処理の一例を示す。図１１（ａ）は、回転電機４０のトルクの推移を示す。図１１（ｂ）は、ステータ巻線５２に印加される１相分の実際の基本波電流及び高調波電流の推移を示す。図１１（ｃ）は、ステータ巻線５２に印加される３相分の実際の基本波電流及び高調波電流の合成電流の推移と、界磁巻線７０に流れる界磁電流の推移とを示す。
　時刻ｔ１よりも前のタイミングにおいて、制御部３０は、指令トルクＴｒｑ＊が急増したと判定する。このため、制御部３０は、高調波電流の振幅を増加させる。
　時刻ｔ１において、制御部３０は、増加停止条件が成立したと判定する。このため、制御部３０は、高調波電流の振幅を、現在の指令トルクＴｒｑ＊及びマップ情報に基づいて定まる振幅に戻す。これにより、図１１（ｂ）に示すように、時刻ｔ１以降の高調波電流の実効値が、時刻ｔ１よりも前の高調波電流の実効値よりも小さくなる。その後、時刻ｔ２において、回転電機４０のトルク（例えば、トルクの時間平均値）が指令トルクＴｒｑ＊に収束する。
　図１２に比較例に係る一例を示す。比較例は、高調波電流の振幅を、指令トルクＴｒｑ＊の急増前後において、現在の指令トルクＴｒｑ＊及びマップ情報に基づいて定まる振幅に維持する構成である。
　比較例では、高調波電流の振幅を一時的に増加させない。このため、時刻ｔ１の直前のタイミングにおける界磁電流が、図１１に示す時刻ｔ１の直前のタイミングにおける本実施形態の界磁電流よりも小さくなる。その結果、回転電機４０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に収束するタイミング（ｔ３）が、本実施形態の収束タイミング（ｔ２）よりも大きく遅れてしまう。
　以上説明したように、本実施形態によれば、指令トルクＴｒｑ＊の急増後における界磁巻線７０の励磁度合いを大きくでき、ひいてはロータ６０の磁束量の上昇速度を高めることができる。これにより、回転電機４０のトルクの上昇速度を高くでき、回転電機４０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に収束するまでの期間を短縮することができる。
　本実施形態では、図３及び図４に示したような導体セグメント５３が用いられる。導体セグメント５３の直線部５５ａの断面形状は、スロット５４の中心軸線に対して対称的である。このため、図１３に示すように、各極における起磁力分布が正弦波に近くなり、ステータ５０側からロータ６０を励磁する場合において、界磁極に均一な励磁が行うことができ、界磁巻線７０の励磁度合いを効果的に高めることができる。図１３には、電気角が３０度ずつ進む場合における２磁極分の各相起磁力分布の推移を示す。図１３では、起磁力の最大値を１にする規格化を行っている。
　また、起磁力分布が正弦波に近いため、ステータ５０側からロータ６０の界磁極を励磁する場合において、主極部６２に対する界磁巻線７０の相対位置が多少ずれたとしても、界磁巻線７０の励磁度合いの低下が小さい。このため、基本波電流に対する高調波電流の位相の設定を冗長にできる。
　これに対し、図１４に示すような丸線を用いたインサータ巻きの場合、スロットの中心軸線に対する丸線の分布の対称性がくずれる。このため、起磁力分布が正弦波から歪んでしまい、励磁度合いが大きく低下する。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・上記実施形態では、高調波電流の振幅を２段階で変化させたがこれに限らず、振幅（包絡線）が減少するように３段階以上に変化させてもよい。また、振幅を段階的に変化させることに限らず、指令トルクＴｒｑ＊が急増すると判定されてから、回転電機４０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に収束するまでの期間において、振幅を徐々に減少させてもよい。
　・第２巻線部７１ｂが径方向において第１巻線部７１ａよりもステータ５０側に配置されていてもよい。
　・共振回路を構成するコンデンサ９０は、第２巻線部７１ｂではなく第１巻線部７１ａに並列接続されていてもよい。また、共振回路において、第１，第２巻線部７１ａ，７１ｂの直列接続体のうち、第１巻線部７１ａ側にダイオード８０のアノードが接続され、第２巻線部７１ｂ側にダイオード８０のカソードが接続されていてもよい。
　・回転電機としては、インナロータ型の回転電機に限らず、アウタロータ型の回転電機であってもよい。この場合、主極部は、ロータコアから径方向内側に突出している。
　・回転電機としては、星形結線された回転電機に限らず、Δ結線された回転電機であってもよい。
　・ステータコアとしては、ティースが設けられていないステータコアであってもよい。
　・界磁巻線に界磁電流を流すための構成としては、図６に示した回路に限らず、例えば、界磁巻線に電気的に接続されたブラシと、ブラシに電気的に接続された電源とを備える構成であってもよい。この場合、制御部は、図９のステップＳ１０において急増すると判定してから、ステップＳ１３において増加停止条件が成立すると判定するまでの期間において、ブラシに電気的に接続された電源の出力電圧を第１電圧に制御し、増加停止条件が成立すると判定した後の電源の出力電圧を、第１電圧よりも低い第２電圧に制御すればよい。これにより、第１電圧の出力期間における界磁巻線の励磁度合いを、第２電圧の出力期間における界磁巻線の励磁度合いよりも大きくできる。なお、ブラシが用いられる場合、ステータ巻線に、界磁電流を誘起させるための高調波電流を流す必要はない。
　・回転電機としては、車載主機として用いられる回転電機に限らず、例えば、電動機兼発電機であるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）として用いられる回転電機であってもよい。
　・制御システムが搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。また、制御システムは、移動体に搭載されるシステムに限らず、定置式のシステムであってもよい。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (5)

  1. 　ステータ巻線（５２）を含むステータ（５０）と、界磁巻線（７０）を含むロータ（６０）と、を有する回転電機（４０）を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置（３０）において、
    　前記回転電機のトルクを指令トルクに制御すべく、前記ステータ巻線に流れる電流及び前記界磁巻線に流れる界磁電流を操作する操作部と、
    　前記指令トルクが急増するか否かを判定する判定部と、
    を備え、
    　前記操作部は、前記指令トルクが急増すると判定されてから前記回転電機のトルクが前記指令トルクに収束するまでの期間のうち、前記指令トルクが急増すると判定されてからの所定期間における前記界磁巻線の励磁度合いを、前記所定期間よりも後の期間における前記界磁巻線の励磁度合いよりも大きくする、回転電機の制御装置。
  2. 　前記システムは、前記ステータ巻線に電気的に接続されたインバータ（２０）を備え、
    　前記ロータは、ロータコア（６１）、及び周方向において所定間隔で設けられてかつ前記ロータコアから径方向に突出する主極部（６２）を有し、
    　前記界磁巻線は、第１巻線部（７１ａ）及び第２巻線部（７１ｂ）の直列接続体を有し、
    　前記第１巻線部及び前記第２巻線部が前記各主極部に巻回されており、
    　前記ロータは、
    　ダイオード（８０）と、
    　前記第１巻線部又は前記第２巻線部のいずれかに並列接続されたコンデンサ（９０）と、
    を有し、
    　前記直列接続体の両端のうち、前記第１巻線部側に前記ダイオードの一端が接続され、前記第２巻線部側に前記ダイオードの他端が接続されており、
    　前記操作部は、
    　前記指令トルクに応じた基本波電流を前記ステータ巻線に流すとともに、前記指令トルクに応じた高調波電流であって、前記界磁巻線に前記界磁電流を誘起させるための高調波電流を前記ステータ巻線に流すべく、前記インバータのスイッチング操作を行い、
    　前記所定期間における前記高調波電流の振幅を、前記所定期間よりも後の期間における前記高調波電流の振幅よりも大きくすることにより、前記所定期間における前記界磁巻線の励磁度合いを、前記所定期間よりも後の期間における前記界磁巻線の励磁度合いよりも大きくする、請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 　前記操作部は、前記ロータの回転速度が所定回転速度以上である場合、前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流すように前記インバータのスイッチング操作を行う、請求項２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 　前記操作部は、前記ロータの回転速度が前記所定回転速度以上である場合、前記弱め界磁電流が大きいほど、前記高調波電流の振幅を大きくする、請求項３に記載の回転電機の制御装置。
  5. 　前記ステータは、
    　円環状のステータコア（５１ａ）と、
    　前記ステータコアから径方向において前記ロータ側に突出するティース（５１ｂ）と、を有し、
    　周方向に隣り合う前記ティース間にスロット（５４）が形成されており、
    　前記ステータ巻線は、矩形断面形状を有する平角線であり、
    　前記各スロットにおいて、前記平角線が径方向に１列に並んでいる、請求項２～４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
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JP2002247899A (ja) * 2001-02-16 2002-08-30 Nissan Motor Co Ltd モーター制御装置
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