DE102007057499B4

DE102007057499B4 - System und Verfahren zum Steuern eines Motors unter Verwendung eines mit einem magnetischen Fluss zusammenhängenden Parameters

Info

Publication number: DE102007057499B4
Application number: DE102007057499.3A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Nashiki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-11-30
Filing date: 2007-11-29
Publication date: 2017-06-08
Anticipated expiration: 2027-11-30
Also published as: US7772790B2; US20080129243A1; DE102007057499A1; CN101192808A; JP2008141835A; JP5167631B2; CN101192808B

Abstract

Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente id und einer q-Achsen-Stromkomponente iq in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψd von ...

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung JP 2008-141 835 A , die am 30. November 2006 eingereicht wurde. Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der japanischen Patentanmeldung, so dass die Beschreibungen derselben alle durch eine Bezugnahme hierin aufgenommen sind.
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Systeme und Verfahren zum Steuern verschiedener Typen von Motoren.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Motoren, bei denen jede Phasenspule mit einer Durchmesser- und verteilten Wicklung um Statorpole gewickelt ist, sind weit verbreitet bekannt. 34 ist ein teilweiser axialer Querschnitt, der ein Beispiel des Aufbaus eines solchen herkömmlichen Motors schematisch darstellt.
In 34 ist der herkömmliche Motor mit einem im Wesentlichen ringförmig geformten Statorkern 4, einem Motorgehäuse 6, in das der Statorkern 4 eingebaut ist, und einem Paar von Spulenendabschnitten 5 von Statorwicklungen, die in den Statorkern 4 eingebaut sind, versehen. Der Motor ist ferner mit einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 2, der innerhalb des Statorkerns 4 mit einem Zwischenraum zwischen denselben drehbar angeordnet ist, und einer Rotorwelle 1, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 2 befestigt und durch das Motorgehäuse 6 mit einem Paar von Lagern 3 drehbar getragen ist, versehen.
37 ist eine Querschnittsansicht entlang einer Linie AA-AA in 34. In diesen 34 und 37 ist ein vierpoliger synchroner Reluktanzmotor mit 24 Schlitzen dargestellt. Eine Durchmesser- und verteilte Wicklung ist als jede der Dreiphasenstatorwicklungen verwendet. Jede der U-, V- und W-Phasenspulen ist mit 180-Grad-Teilungen hinsichtlich eines elektrischen Winkels verteilt um entsprechende Statorpole gewickelt. In 37 stellt das Bezugszeichen 35J ein Rückjoch des Stators dar, und das Bezugszeichen 35H stellt Zähne des Stators dar.
In einem Bereich von 360 Grad eines elektrischen Winkels des Stators zwischen dem ersten Schlitz ➀ und dem zwölften Schlitz
stellen Bezugszeichen 351 und 352 eine +U-Phasenwicklung dar, und Bezugszeichen 357 und 358 stellen eine –U-Phasenwicklung dar. Die +U-Phasenwicklung und die –U-Phasenwicklung sind in die entsprechenden Schlitze ➀, ➁, ➆ und ➇ des Stators eingebaut, um eine erste U-Phasenspule zu bilden. In der Beschreibung stellen diese Zeichen ”+” und ”–” eine entgegengesetzte Phase zwischen denselben dar.
Auf ähnliche Weise stellen Bezugszeichen 355 und 356 eine +V-Phasenwicklung dar, und Bezugszeichen 35B und 35C stellen eine –V-Phasenwicklung dar. Die +V-Phasenwicklung und die –V-Phasenwicklung sind in die entsprechenden Schlitze ➄, ➅,
und
des Stators eingebaut, um eine erste V-Phasenspule zu bilden.
Zusätzlich stellen Bezugszeichen 359 und 35A eine +W-Phasenwicklung dar, und Bezugszeichen 353 und 354 stellen eine –W-Phasenwicklung dar. Die +W-Phasenwicklung und die –W-Phasenwicklung sind in die entsprechenden Schlitze ➈, ➉, ➂ und ➃ des Stators eingebaut, um eine erste W-Phasenspule zu bilden.
Ebenso wie in dem einen Bereich von 360 Grad eines elektrischen Winkels des Stators sind in dem anderen Bereich von 360 Grad eines elektrischen Winkels des Stators zwischen dem dreizehnten Schlitz und dem vierundzwanzigsten Schlitz eine zweite U-Phasenspule, eine zweite V-Phasenspule und eine zweite W-Phasenspule gebildet.
Sowohl der Rotorkern 2 als auch der Statorkern 4 besteht aus einer Mehrzahl von magnetischen Stahlblechen, die in einer axialen Richtung der Rotorwelle 1 laminiert sind.
Der Rotorkern 2 hat einen ausgeprägten Aufbau. Genauer gesagt ist der Rotorkern 2 mit ersten bis vierten Gruppen von chordalen Flussbarrieren 35F gebildet, die durch ein Pressbearbeiten als Spalte herausgestanzt sind. Die ersten bis vierten Gruppen der Flussbarrieren 35F sind hinsichtlich der axialen Richtung der Rotorwelle 1 symmetrisch angeordnet, derart, dass:
jede der ersten bis vierten Gruppen der Flussbarrieren 35F von einer anderen benachbarten Gruppe derselben umfangsmäßig beabstandet ist;
die Flussbarrieren jeder der ersten bis vierten Gruppen in einer entsprechenden radialen Richtung des Rotorkerns 2 mit Intervallen zwischen denselben ausgerichtet sind; und
sich beide Enden jeder der Flussbarrieren jeder der ersten bis vierten Gruppen hin zu der äußeren Peripherie des Rotorkerns 2 erstrecken, wobei vorbestimmte dünne Ränder derselben zwischen den beiden Enden und der äußeren Peripherie gelassen sind.
Die ersten bis vierten Gruppen der Flussbarrieren 35F liefern dünne magnetische Wege 35E zwischen denselben. Die dünnen Ränder des Rotorkerns 2 sind zueinander fortgesetzt; dies trägt die dünnen magnetischen Wege 35E.
Eine direkte Achse (d-Achse) und eine Quadraturachse (q-Achse) sind normalerweise in dem Rotor als ein sich drehendes Koordinatensystem (Rotorkoordinatensystem) definiert; diese d-q-Achsen werden gedreht, wenn der Rotor gedreht wird. Die d-Achse hat eine hohe magnetische Permeabilität, und die q-Achse hat eine niedrige magnetische Permeabilität aufgrund der Flussbarrieren 35F.
Die Konfiguration des Motors, der in 37 dargestellt ist, erzeugt basierend auf der Differenz zwischen der magnetischen Impedanz in der d-Achse und der in der q-Achse ein Reluktanzdrehmoment und dreht so den Rotor (den Rotorkern 2 und die Rotorwelle 1).
39 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems zum relativ präzisen Steuern eines solchen Motors schematisch darstellt.
Das Steuerungssystem, das in 39 dargestellt ist, umfasst einen Codierer (E) 592, eine Schnittstelle (E-IF) 593, einen Stromsensor (nicht gezeigt) und einen Wandler 59H.
Der Codierer 592 erfasst Informationen, die eine Drehposition θsr und eine Drehgeschwindigkeit (Winkelgeschwindigkeit) ω eines Motors (Rotors) 591 anzeigen. Die Schnittstelle (E-IF) 593 für den Codierer 592 wandelt die erfassten Informationen in die Drehposition θsr und die Drehgeschwindigkeit ω des Motors 591 um und gibt sie zu dem Wandler 59H weiter.
Der Stromsensor erfasst momentane U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w, die jeweils durch die U-Phasenwicklung und die W-Phasenwicklung des Stators des Motors 591 fließen.
Der Wandler 59H wandelt ein stationäres Koordinatensystem (u-v-w-Koordinatensystem) in das d-q-Koordinatensystem um. Genauer gesagt empfängt der Wandler 59H die momentanen U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w, die von dem Stromsensor weitergegeben werden, und die Drehposition θsr des Rotors, die von der Schnittstelle 593 weitergegeben wird, und wandelt die momentanen U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w basierend auf der Drehposition θsr des Rotors in momentane d- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d und i_q auf jeweiligen d- und q-Achsen des d-q-Koordinatensystems um.
Das Steuerungssystem umfasst einen Geschwindigkeitsdifferenzdetektor 594, eine Geschwindigkeitssteuerung 595 und einen Befehlsstrombestimmer 596.
Der Geschwindigkeitsdifferenzdetektor 594 empfängt einen Befehl, der eine Zielgeschwindigkeit ω* des Motors 591 anzeigt und von außen in denselben eingegeben wird, und subtrahiert die erfasste Drehgeschwindigkeit ω von der Zielgeschwindigkeit ω*, um eine Geschwindigkeitsdifferenz zwischen denselben zu erfassen.
Die Geschwindigkeitssteuerung 595 empfängt die Geschwindigkeitsdifferenz, die durch den Geschwindigkeitsdifferenzdetektor 594 erfasst wird, und führt durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der berechneten Geschwindigkeitsdifferenz eine Kompensierungsoperation aus, um einen Drehmomentbedarf T* zu erhalten. Der Befehlsstrombestimmer 596 bestimmt basierend auf dem Drehmomentbedarf T* und der erfassten Drehgeschwindigkeit ω einen d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und einen q-Achsen-Befehlsstrom i_q*.
Das Steuerungssystem umfasst einen Mitkopplungsspannungsbestimmer 597 und einen Stromsteuerungsschleifenverstärkungsbestimmer 59B.
Der Spannungssignalerzeuger 597 empfängt den bestimmten d-Achsen-Befehlsstrom i_d*, den q-Achsen-Befehlsstrom i_q* und die erfasste Drehgeschwindigkeit ω und bestimmt basierend auf dem empfangenen d-Achsen-Befehlsstrom i_d*, dem q-Achsen-Befehlsstrom i_q* und der erfassten Drehgeschwindigkeit ω einen d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und einen q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFq.
Der Stromsteuerungsschleifenverstärkungsbestimmer 59B hat in demselben eine Schleifenverstärkung G_d für eine d-Achsen-Stromsteuerungsschleife und eine Schleifenverstärkung G_q für eine q-Achsen-Stromsteuerungsschleife gespeichert. Diese Schleifenverstärkung G_d und diese Schleifenverstärkung Gq sind standardmäßig bestimmt worden.
Das Steuerungssystem umfasst einen d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598, eine d-Achsen-Stromsteuerung 599 und eine d-Achsen-Spannungssteuerung 59A.
Der d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598 subtrahiert die d-Achsen-Stromkomponente i_d von dem d-Achsen-Befehlsstrom i_q*, um eine d-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen.
Die d-Achsen-Stromsteuerung 599 empfängt die d-Achsen-Stromdifferenz, die durch den d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598 berechnet wird. Die d-Achsen-Stromsteuerung 599 führt durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen d-Achsen-Stromdifferenz eine Kompensierungsoperation aus, um einen d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu erhalten, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_d ist. Der erhaltene d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl wird zu der d-Achsen-Spannungssteuerung 59A weitergegeben.
Auf ähnliche Weise umfasst das Steuerungssystem einen q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C, eine q-Achsen-Stromsteuerung 59D und eine q-Achsen-Spannungssteuerung 59E.
Der q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C subtrahiert die q-Achsen-Stromkomponente i_q von dem q-Achsen-Befehlsstrom i_q*, um eine q-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen.
Die q-Achsen-Stromsteuerung 59D empfängt die q-Achsen-Stromdifferenz, die durch den q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C berechnet wird. Die q-Achsen-Stromsteuerung 59D führt durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen q-Achsen-Stromdifferenz eine Kompensierungsoperation aus, um einen q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu erhalten, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_q ist. Der erhaltene q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl wird zu der q-Achsen-Spannungssteuerung 59E weitergegeben.
Das Steuerungssystem umfasst einen Wandler 59F und einen Dreiphasenwechselrichter 59G.
Die d-Achsen-Spannungssteuerung 59A dient als ein Addierer. Genauer gesagt berechnet die d-Achsen-Spannungssteuerung 59A die Summe des d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehls, der von der d-Achsen-Stromsteuerung 599 weitergegeben wird, und des d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFD. Zusätzlich gibt die d-Achsen-Spannungssteuerung 59A die berechnete Summe des d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehls und des d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFd als eine d-Achsen-Befehlsspannung v_d* zu dem Wandler 59F weiter.
Auf ähnliche Weise dient die q-Achsen-Spannungssteuerung 59E als ein Addierer. Genauer gesagt, die q-Achsen-Spannungssteuerung 59E berechnet die Summe des q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehls, der von der q-Achsen-Stromsteuerung 59D weitergegeben wird, und des q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFq. Zusätzlich gibt die q-Achsen-Spannungssteuerung 59E die berechnete Summe des q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehls und des q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFq als eine q-Achsen-Befehlsspannung v_q* zu dem Wandler 59F weiter.
Der Wandler 59F wandelt die d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und die q-Achsen-Befehlsspannung v_q* auf den jeweiligen d- und q-Achsen in U-, V- und W-Phasenspannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* in dem stationären Koordinatensystem um und gibt die umgewandelten U-, V- und W-Phasenspannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* zu dem Dreiphasenwechselrichter 59G aus.
38 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus des Dreiphasenwechselrichters 59G schematisch darstellt.
Der Dreiphasenwechselrichter 59G besteht aus einer Gleichstrom-(DC)-Batterie N95, einem ersten Paar von in Reihe verbundenen Leistungshalbleiterelementen N96 und N9A, einem zweiten Paar von in Reihe verbundenen Leistungshalbleiterelementen N97 und N9B und einem dritten Paar von in Reihe verbundenen Leistungshalbleiterelementen N98 und N9C. Als die Leistungshalbleiterelemente können Leistungstransistoren, wie IGBT (engl.: Insulated Gate Bipolar Transistors = bipolare Transistoren mit isoliertem Gate) oder MOSFET, jeweils bevorzugt verwendet sein.
Zum Beispiel sind das erste Paar (N96 und N9A), das zweite Paar (N97 und N9B) und das dritte Paar (N98 und N9C) von Leistungshalbleiterelementen in einer Brückenkonfiguration parallel miteinander verbunden.
Ein Verbindungspunkt, durch den die Leistungshalbleiterelemente jedes Paars miteinander in Reihe verbunden sind, ist mit einer Ausgangsleitung, die sich von dem anderen Ende einer entsprechenden der U-, V- und W-Phasenwicklungen des Motors 591 erstreckt, verbunden.
Ein Ende der in Reihe verbundenen Leistungshalbleiterelemente jedes Paars ist mit einem positiven Anschluss der DC-Batterie N95 verbunden, und das andere Ende derselben ist mit einem negativen Anschluss derselben verbunden.
Jedes der Leistungstransistorelemente N96, N97, N98, N9A, N9B und N9C wird, basierend auf einem entsprechenden PWM-Treibsignal (engl.: Pulse Width Modulation = Pulsbreitenmodulation), das in dieselben eingegeben wird, einzeln AN und AUS getrieben. Dies erlaubt, dass eine höhere DC-Spannung der DC-Batterie N95 zerhackt werden kann, so dass U-, V- und W-Phasenspannungen, die den U-, V- und W-Phasenspannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* entsprechen, jeweils den U-, V- und W-Phasenwicklungen N92, N93 und N94 des Motors 591 zugeführt werden (siehe 38).
Die Betriebszyklen der PWM-Treibsignale, die den jeweiligen Leistungstransistorelementen N96, N97, N98, N9A, N9B und N9C zuzuführen sind, werden einzeln gesteuert. Dies kann die U-, V- und W-Phasenspannungen, die den U-, V- und W-Phasenwicklungen N92, N93 und N94 des Motors 591 zuzuführen sind, steuern, um dadurch die Drehgeschwindigkeit und die Ausgangsleistung des Motors 591 zu steuern.
Es sei bemerkt, dass die funktionalen Blöcke, die in 39 dargestellt sind, mit Ausnahme des Motors 591, des Dreiphasenwechselrichters 59G, des Codierers 592 und der Schnittstelle 593, durch Aufgaben implementiert sein können, die durch einen Mikroprozessor (Mikrocomputer) gemäß einem Programm ausführbar sind.
Solch ein Steuerungssystem, wie zum Beispiel das in 39 dargestellte, ist in dem US-Patent US 6 954 050 B2 , das der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung JP 2004-289 959 A entspricht, offenbart. Wie im Vorhergehenden beschrieben, ist ein mikroprozessorbasiertes Steuerungssystem, das entworfen wurde, um die Motorausgangsleistungssteuerung basierend auf dem sich drehenden Koordinatensystem (d-q-Koordinatensystem) auszuführen, normalerweise als ein Motorsteuerungssystem verwendet worden.
Eine Steuerung für verschiedene Typen von Motoren, die solch einen synchronen Reluktanzmotor und einen Motor mit inneren Permanentmagneten umfassen, wird normalerweise durch solch ein Steuerungssystem, wie das in 39 dargestellte, ausgeführt.
Charakteristische Kurven eines Motors hinsichtlich eines Ankerstroms werden jedoch nicht durch ideal lineare Kurven dargestellt. Dies kann in verschiedenen Problemen im Zusammenhang mit der Motorausgangsleistung resultieren.
Solche verschiedenen Probleme im Zusammenhang mit den nichtlinearen Kurven einer Motorcharakteristik werden im Folgenden beschrieben.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, weisen der Rotorkern und der Statorkern eines Motors normalerweise eine Mehrzahl von weichmagnetischen Stahlblechen auf, die in ihren Dickenrichtungen laminiert sind. Der Rotorkern ist mit einer Mehrzahl von Permanentmagneten gebildet, die je nach Bedarf in denselben eingebaut sind. Eine der Ursachen, die die Motorsteuerung schwierig machen, ist eine nichtlineare magnetische Eigenschaft der weichmagnetischen Stahlbleche.
Wie allgemein bekannt ist, hat ein magnetisches Stahlblech eine nichtlineare magnetische Eigenschaft; diese nichtlineare magnetische Eigenschaft stellt dar, dass ein magnetisches Stahlblech eine magnetische Sättigungseigenschaft hat. Um einen Motor in der Größe und dem Fertigungsaufwand zu reduzieren, wird ein Ankerstrombereich, in dem eine nichtlineare charakteristische Kurve des Motors aufgrund der magnetischen Sättigungseigenschaft der magnetischen Stahlbleche gesättigt ist, verwendet, um die Motorausgangsleistung zu steuern.
Genauer gesagt wird eine solche Steuerung der Motorausgangsleistung basierend auf Steuerungsparametern, wie einer d-Achsen-Induktivität L_d und einer q-Achsen-Induktivität L_q, die erforderlich sind, um die Motorausgangsleistungssteuerung auszuführen, unter der Annahme, dass die Steuerungsparameter trotz der nichtlinearen charakteristischen Kurven des Motors jeweils konstant sind, ausgeführt. Dies kann verursachen, dass die Motorausgangsleistung ungenau gesteuert wird, wenn der Ankerstrom innerhalb einer nichtlinearen Region einer charakteristischen Kurve des Motors liegt; es besteht die Möglichkeit, dass bei den Motorausgangsleistungssteuerungsroutinen Steuerungsfehler auftreten.
Zum Beispiel kann, bei dem Blockdiagramm von 39, wenn der Ankerstrom innerhalb einer nichtlinearen Region einer Kurve einer magnetischen Eigenschaft des Motors liegt, das Steuerungssystem folgendes nicht adressieren:
die Steuerungsempfindlichkeit der d-Achsen-Stromsteuerung 599 wird abhängig von der Größe des Ankerstroms geändert;
die Steuerungsempfindlichkeit der q-Achsen-Stromsteuerung 59D wird abhängig von der Größe des Ankerstroms geändert; und
die d- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq stellen jeweils einen ungenauen Wert dar.
Zusätzlich kann das Steuerungssystem ebenfalls nicht dem begegnen, dass der d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und der q-Achsen-Befehlsstrom i_q*, die durch den Befehlsstrombestimmer 596 bestimmt werden, jeweils aufgrund der Nichtlinearität der magnetischen Eigenschaft des Ausgangsdrehmoments des Motors einen ungenauen Wert darstellen.
Wenn der Ankerstrom innerhalb eines spezifischen linearen Abschnitts einer charakteristischen Kurve des Motors liegt, wie einer Motorgeschwindigkeitskurve oder einer Motorausgangsdrehmomentkurve desselben, kann daher die Motorausgangsleistung ordnungsgemäß gesteuert werden. Wenn jedoch der Ankerstrom innerhalb einer nichtlinearen Region der charakteristischen Kurve des Motors liegt, kann die Motorausgangsleistung nicht ordnungsgemäß gesteuert werden.
Genauer gesagt kann es für das Steuerungssystem schwierig sein, die Dreiphasenspannungen, die von dem Wechselrichter 59G ausgegeben werden und den Dreiphasenwicklungen des Motors zugeführt werden, in der gesamten Region der Motorgeschwindigkeitskurve oder der Motorausgangsdrehmomentkurve ordnungsgemäß zu steuern.
Um die Probleme, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, zu adressieren, ist das herkömmliche Steuerungssystem, das in 39 dargestellt ist, entworfen, um die Dreiphasenspannungen basierend auf der rückgekoppelten tatsächlichen Drehgeschwindigkeit des Motors, dem rückgekoppelten momentanen d-Achsen-Strom i_d und dem rückgekoppelten q-Achsen-Strom i_q durch ein Eliminieren der folgenden Differenzen zu kompensieren:
der Differenz zwischen der rückgekoppelten tatsächlichen Drehgeschwindigkeit des Motors und der Zielgeschwindigkeit;
der Differenz zwischen der rückgekoppelten d-Achsen-Stromkomponente i_d und dem d-Achsen-Befehlsstrom i_d*; und
der Differenz zwischen der rückgekoppelten q-Achsen-Stromkomponente i_q und dem q-Achsen-Befehlsstrom i_q*.
Wenn jedoch eine Antwortfähigkeit bei einer hohen Geschwindigkeit für die Motorsteuerung erforderlich ist und/oder ein Motor gesteuert wird, um schnell gedreht zu werden, ist der Bereich der Dreiphasenspannungen, die von dem Wechselrichter 59G ausgegeben werden, der durch die Rückkopplungssteuerung, die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, kompensiert werden kann, begrenzt. Dies kann möglicherweise der Notwendigkeit der Antwortfähigkeit bei einer hohen Geschwindigkeit des Motors nicht begegnen und kann ferner möglicherweise der schnellen Drehung des Motors nicht begegnen.
Wenn zusätzlich Permanentmagnete in einen Rotorkern eines Motors eingebaut sind, hängt ein magnetischer Fluss, der durch jeden der Permanentmagnete erzeugt wird, von einer magnetomotorischen Kraft ab, die auf dem Ankerstrom basiert und an den Rotorkern angelegt wird. Dies kann verursachen, dass die Motorsteuerung kompliziert wird.
Um ein solches Motorsteuerungssystem in seinem Fertigungsaufwand zu reduzieren und die Zuverlässigkeit desselben zu verbessern, sind in den letzten Jahren verschiedene Typen von sensorlosen (codiererlosen) Motorsteuerungen weit verbreitet verwendet worden. Bei den verschiedenen Typen von sensorlosen Motorsteuerungen kann es jedoch, weil darin kein Codierer (Drehpositionssensor) vorgesehen ist, schwierig sein, die Drehposition des Rotors ordnungsgemäß zu erfassen.
Der Stand der Technik umfasst weiter die Publikation von KILTHAU A.; PACAS J. M.: ”Parameter-Measurement and Control of the Synchronous Reluctance Machine including Cross Saturation”, in: Industry Applications Conference, 2001. 36th IAS Annual Meeting, 2001, pp. 2302–2309; Vol. 4, ISBN: 0-7803-7114-3; DOI: 10.1109/IAS.2001.955945 und die Publikation von KILTHAU A.; PACAS J. M.: ”Appropriate models for the control of the synchronous reluctance machine”, in: Industry Applications Conference, 2002. 37th IAS Annual Meeting, 2002, pp. 2289–2295; Vol. 4, ISBN: 0-7803-7420-7; DOI: 10.1109/IAS.2002.1042765. Beide Publikationen offenbaren modellbasierte Steuerungsverfahren für einen Motor, der sich basierend auf Flusskopplungen mit einem Wicklungsglied es Motors dreht, wenn das Wicklungsglied durch einen Treibstrom erregt wird. Im Detail offenbarten diese Publikationen Verfahren zur Messungen der Induktivitäten einer Synchronmaschine an allen Arbeitspunkten unter Berücksichtigung der Sättigung und von Überkopplungen. Die gemessenen Induktivitäten werden verwendet, um die Ströme zu berechnen, welche für eine optimale Drehmomententwicklung in der Basisgeschwindigkeit und im Feldschwächungsbereich erforderlich sind. Die Umsetzung dieser Charakteristika in einem Rotor-orientierten Steuerschema und praktische Ergebnisse sind ebenso offenbart.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Angesichts der vorhergehenden Umstände ist es eine Aufgabe mindestens eines Aspekts der vorliegenden Erfindung, mindestens einige der Probleme, die im Vorhergehenden beschrieben worden sind, zu lösen.
Eine spezifische Aufgabe mindestens eines weiteren Aspekts der vorliegenden Erfindung ist es, eine genaue Steuerung eines Motors zu implementieren, selbst wenn ein Ankerstrombereich, der für die Motorsteuerung verwendet werden soll, innerhalb einer nichtlinearen charakteristischen Kurve des Motors liegt.
Eine weitere spezifische Aufgabe mindestens eines weiteren Aspekts der vorliegenden Erfindung ist es, sensorlose Motorsteuerungssysteme zu schaffen, die in der Lage sind, eine Drehposition eines Rotors eines Motors zuverlässig zu erfassen, selbst wenn sie keine Drehpositionssensoren (Codierer) haben.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerungsverfahren für einen Motor geschaffen, der sich basierend auf Flusskopplungen mit einem Wicklungsglied des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied durch einen Treibstrom erregt wird. Das Verfahren umfasst ein Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms und einem Magnetzustandsparameter, der im Zusammenhang mit den Flusskopplungen steht, anzeigen. Das Verfahren umfasst ein Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die im Zusammenhang mit einem Betriebszustand des Motors stehen, oder Erfassungsinformationen, die im Zusammenhang mit dem Betriebszustand des Motors stehen. Das Verfahren umfasst ein Bezugsnehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten. Das Verfahren umfasst ein Steuern einer Ausgangsleistung des Motors basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerungssystem für einen Motor geschaffen, der sich basierend auf Flusskopplungen mit einem Wicklungsglied des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied durch einen Treibstrom erregt wird. Das Steuerungssystem umfasst eine Speichereinheit, die Magnetzustandsinformationen speichert, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms und einem Magnetzustandsparameter, der im Zusammenhang mit den Flusskopplungen steht, anzeigen. Das Steuerungssystem umfasst eine Erhalteeinheit, um mindestens entweder Befehlsinformationen, die im Zusammenhang mit einem Betriebszustand des Motors stehen, oder Erfassungsinformationen, die in einem Zusammenhang mit dem Betriebszustand des Motors stehen, zu erhalten. Das Steuerungssystem umfasst eine Bezugnahmeeinheit, um auf die Magnetzustandsinformationen, die in der Speichereinheit gespeichert sind, unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformation Bezug zu nehmen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten. Das Steuerungssystem umfasst eine Steuerung, um eine Ausgangsleistung des Motors basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters zu steuern.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des einen und weiterer Aspekte ist der Magnetzustandsparameter eine Mehrzahl von Werten der Anzahl der Flusskopplungen mit dem Wicklungsglied, und jeder der vorbestimmten Betriebspunkte des Treibstroms entspricht einem der Werte der Anzahl der Flusskopplungen.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des einen und weiterer Aspekte ist der Magnetzustandsparameter eine Induktivität, die im Zusammenhang mit dem Wicklungsglied steht, und die Induktivität besteht aus einer Mehrzahl von Induktivitätswerten, von denen jeder einem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms entspricht. Die Induktivität hat eine nichtlineare Charakteristik hinsichtlich einer Änderung des Treibstroms.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des einen und weiterer Aspekte besteht jeder der Betriebspunkte des Treibstroms aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor definiert ist. Das d-q-Achsen-Koordinatensystem dreht sich mit einer Drehung des Motors. Jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen mit dem Wicklungsglied besteht aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q von q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem. Die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms entsprechen einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen. Das Steuern oder die Steuerung ist konfiguriert, um die Ausgangsleistung des Motors basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des einen und weiterer Aspekte ist das Steuern oder die Steuerung konfiguriert, um mindestens entweder eine Drehposition des Motors oder eine Winkelgeschwindigkeit desselben basierend auf den gespeicherten Magnetzustandsinformationen sensorlos zu erfassen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aufgaben und Aspekte der Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen offensichtlich werden. Es zeigen:
1 eine teilweise laterale Querschnittsansicht eines Beispiels des Aufbaus eines synchronen Reluktanzmotors gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine grafische Darstellung, die ein Resultat einer Analyse einer d-Achsen-Induktivität und einer q-Achsen-Induktivität unter Verwendung eines nichtlinearen Finite-Elemente-Verfahrens gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
3 eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen einem Ankerstrom und der Anzahl von Flusskopplungen, die durch den Ankerstrom erzeugt werden, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
4 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems zum Steuern einer Ausgangsleistung eines Motors, der in 1 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
5 eine laterale Querschnittsansicht eines Beispiels des Aufbaus eines synchronen Reluktanzmotors, der eine Vereinfachung des synchronen Reluktanzmotors ist, der in 1 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
6 eine Ansicht, die Positionsbeziehungen zwischen U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströmen, der Drehposition des Rotors, der in 5 dargestellt ist, und d- und q-Achsen, die in 5 dargestellt sind, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
7 eine Ansicht, die ein Motormodell, das aus d-Achsen- und q-Achsenwicklungen besteht, die äquivalent zu den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen sind, die in 6 dargestellt sind, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
8 eine vergrößerte Ansicht, die eine Wicklung und einen gesamten magnetischen Fluss, der einen strombezogenen Fluss aufgrund eines Stroms, der durch die Wicklung fließt, enthält, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
9 eine Ansicht, die eine Datentabelle, die eine Beziehung zwischen d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten und jedem entsprechenden Betriebspunkt des Ankerstroms darstellt, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
10 eine Ansicht, die eine Datentabelle, die eine Beziehung zwischen d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen und jedem entsprechenden Betriebspunkt des Ankerstroms darstellt, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
11 eine grafische Darstellung, die eine Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors, der in 1 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
12 eine grafische Darstellung, die eine Drehmoment-Phasen-Charakteristik des Motors, der in 1 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
13 eine laterale Querschnittsansicht eines Beispiels des Aufbaus eines Permanentmagnetmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
14 eine grafische Darstellung, die Kurven der Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors, der in 13 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
15 eine laterale Querschnittsansicht des Motors, bei der ein d-q-Koordinatensystem, das in einem Rotor des Motors definiert ist, in ein d_A-q_A-Koordinatensystem umgewandelt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
16 eine grafische Darstellung, die Kurven der Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors, der in 15 dargestellt ist, schematisch darstellt;
17 eine grafische Darstellung, die Kurven der Induktivitäts-Strom-Charakteristik des Motors auf den d_A-q_A-Achsen, die in 15 dargestellt sind, schematisch darstellt;
18 eine Ansicht, die ein grundlegendes Modell eines Motors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
19 ein Vektordiagramm, das d-Achsen- und q-Achsen-Stromvektoren, Spannungsvektoren und d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlvektoren eines Motormodells basierend auf einer Flusskopplungsanzahl gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
20 eine grafische Darstellung, die eine Kurve einer d-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik und eine Kurve einer q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
21 eine Ansicht, die eine Datentabelle, die eine Beziehung zwischen Werten einer Winkelgeschwindigkeit und denen eines Drehmomentbedarfs darstellt, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
22 eine grafische Darstellung, die eine Kurve einer Drehmoment-Geschwindigkeits-Charakteristik und eine Kurve einer Spannungs-Geschwindigkeits-Charakteristik gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
23 eine laterale Querschnittsansicht eines Beispiels des Aufbaus eines synchronen Reluktanzmotors, der eine Vereinfachung des synchronen Reluktanzmotors ist, der in 35 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
24 eine laterale Querschnittsansicht eines korrigierten Aufbaus des synchronen Reluktanzmotors, der in 23 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
25 eine laterale Querschnittsansicht eines Beispiel des Aufbaus eines synchronen Reluktanzmotors mit sechs Schlitzen und sechs Statorwicklungen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
26 eine laterale Querschnittsansicht eines korrigierten Aufbaus des synchronen Reluktanzmotors, der in 25 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
27 eine Ansicht, die ein Motormodell, das durch d-Achsen- und q-Achsen-Wicklungen und d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten gebildet ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
28 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems zum Steuern einer Ausgangsleistung eines Motors, der in 1 dargestellt ist, gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
29 ein Flussdiagramm, das ein erstes spezifisches Verfahren zum Schätzen einer Drehposition eines Rotors, das durch das Steuerungssystem auszuführen ist, gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
30 ein Flussdiagramm, das ein zweites spezifisches Verfahren zum Schätzen einer Drehposition eines Rotors, das durch das Steuerungssystem auszuführen ist, gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
31 eine Ansicht, die eine Beziehung zwischen einem u-v-w-Koordinatensystem und einem α-β-Koordinatensystem gemäß sowohl dem ersten als auch dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
32 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems gemäß einer Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
33 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems gemäß einer weiteren Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
34 einen teilweisen axialen Querschnitt, der ein Beispiel des Aufbaus eines solchen herkömmlichen Motors schematisch darstellt;
35 eine laterale Querschnittsansicht, die einen Zweipol- und Sechsschlitz-Dreiphasenmotor gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
36 eine entwickelte Ansicht der inneren Peripherie eines Stators des Motors, der in 35 dargestellt ist, in einer umfangsmäßigen Richtung desselben;
37 eine Querschnittsansicht entlang einer Linie AA-AA in 34;
38 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus eines Dreiphasenwechselrichters, der in 39 dargestellt ist, schematisch darstellt;
39 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems zum relativ präzisen Steuern eines solchen Motors schematisch darstellt;
40 einen teilweisen axialen Querschnitt, der ein Beispiel eines weiteren Aufbaus eines Motors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
41 eine entwickelte Ansicht der äußeren Peripherie eines Rotors des Motors, der in 40 dargestellt ist, in einer umfangsmäßigen Richtung desselben;
42A eine Querschnittsansicht des Motors entlang einer Linie AA-AA in 40;
42B eine Querschnittsansicht des Motors entlang einer Linie AB-AB in 40;
42C eine Querschnittsansicht des Motors entlang einer Linie AC-AC in 40;
43 eine entwickelte Ansicht der inneren Peripherie eines Stators des Motors, der in 40 dargestellt ist, in einer umfangsmäßigen Richtung desselben;
44A eine vergrößerte Ansicht, die ein ringförmiges Ende einer U-Phasenwicklung des Stators, der in 40 dargestellt ist, schematisch darstellt;
44B eine vergrößerte Ansicht, die eine Seite der U-Phasenwicklung, die in 44A dargestellt ist, schematisch darstellt;
45 eine entwickelte Ansicht einer U-Phasenwicklung, einer V-Phasenwicklung und einer W-Phasenwicklung in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators, der in 43 dargestellt ist,
46 eine entwickelte Ansicht einer Modifikation eines Wicklungsaufbaus des Motors, der in 40 und 45 dargestellt ist;
47 eine entwickelte Ansicht, die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole und jedes von U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenmodellen, die jeweils zu den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen äquivalent sind, schematisch darstellt;
48 ein Vektordiagramm, das Stromvektoren, Spannungsvektoren und Ausgangsdrehmomentvektoren des Motors, der in 40 dargestellt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
49 eine entwickelte Ansicht, die eine erste Modifikation einer Statorpolkonfiguration des Motors, der in 40 dargestellt ist, schematisch darstellt;
50 eine entwickelte Ansicht, die eine zweite Modifikation der Statorpolkonfiguration des Motors, der in 40 dargestellt ist, schematisch darstellt;
51 eine entwickelte Ansicht, die eine dritte Modifikation der Statorpolkonfiguration des Motors, der in 40 dargestellt ist, schematisch darstellt;
52 eine laterale Querschnittsansicht eines weiteren Beispiels des Aufbaus eines Permanentmagnetmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
53 eine laterale Querschnittsansicht eines weiteren Beispiels des Aufbaus eines Permanentmagnetmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
54 eine laterale Querschnittsansicht noch eines weiteren Beispiels des Aufbaus eines Permanentmagnetmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
55 eine laterale Querschnittsansicht noch eines weiteren Beispiels des Aufbaus eines Permanentmagnetmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
56 eine laterale Querschnittsansicht noch eines weiteren Beispiels des Aufbaus eines ausgeprägtem Rotors mit ausgeprägten Polen 57 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
57 eine laterale Querschnittsansicht, die einen verbesserten Vierpolrotor eines synchronen Reluktanzmotors gemäß einer Modifikation sowohl des ersten als auch des zweiten Ausführungsbeispiels schematisch darstellt;
58 ein Diagramm eines geschlossenen Schaltungskreises, das äquivalent ist zu jeder Spule des Rotors, der in 57 dargestellt ist;
59 eine laterale Querschnittsansicht, die den Rotor, der in 57 dargestellt ist, vereinfacht zu einem Zweipolrotor schematisch darstellt;
60 ein Vektordiagramm, das d-Achsen- und q-Achsen-Stromvektoren des Rotors, der in 59 dargestellt ist, und einen resultierenden Vektor der d-Achsen- und q-Achsen-Stromvektoren schematisch darstellt; und
61 ein Schaltungsdiagramm, das ein Modell einer Magnetschaltung des Motors, der in 59 dargestellt ist, schematisch darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN DER ERFINDUNG
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Bei jedem Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung zum Beispiel auf ein Steuerungssystem für einen synchronen Dreiphasenreluktanzmotor angewandt; dieser synchrone Dreiphasenreluktanzmotor ist ein Beispiel verschiedener Typen von mehrphasigen elektrischen Drehmaschinen.
ERSTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
Bezug nehmend auf die Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen auf gleiche Teile in mehreren Figuren Bezug nehmen, insbesondere auf 1, ist ein synchroner Dreiphasen- und 36-Schlitz-Reluktanzmotor dargestellt, auf den vereinfacht als ”Motor” 110 mit sechs Polen Bezug genommen wird.
Der Motor 110 ist mit einem ausgeprägten Rotor 111 versehen, der als ein Mehrflussbarrierenrotor definiert ist.
Genauer gesagt besteht der Rotor 111 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 111a, einer Rotorwelle 112, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 111a befestigt ist, und einer Mehrzahl von Gruppen von Flussbarrieren (Spalten) 113, die in dem Rotorkern 111a gebildet sind.
Der Rotorkern 111a hat einen äußeren Durchmesser von zum Beispiel 100 mm und weist eine Mehrzahl von magnetischen Stahlblechen und eine Mehrzahl von nichtmagnetischen rostfreien Blechen auf, von denen jedes eine im Wesentlichen gleiche ringförmige Form hat. Die magnetischen Stahlbleche und die rostfreien Bleche sind in ihren axialen Richtungen so mit einem rostfreien Blech für jeweils zwanzig magnetische Stahlbleche laminiert, um durch ein geeignetes Haftmittel stark aneinander befestigt zu sein. Jedes der rostfreien Bleche arbeitet, um den Rotorkern 111a zu versteifen.
Die Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren 113 durchdringen den mit magnetischen Blechen laminierten Rotorkern 111a in der axialen Richtung desselben.
Genauer gesagt sind die Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren 113 hinsichtlich der axialen Richtung derselben symmetrisch angeordnet, derart, dass:
jede der Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren 113 umfangsmäßig von einer anderen benachbarten Gruppe derselben beabstandet ist;
die Flussbarrieren jeder der Gruppen in einer entsprechenden radialen Richtung des Rotorkerns 111a mit Intervallen zwischen denselben ausgerichtet sind; und
sich beide Enden jeder der Flussbarrieren jeder der Gruppen bis zu der äußeren Peripherie des Rotorskerns 111a erstrecken.
Die Gruppen der Flussbarrieren schaffen dünne magnetische Wege 114 zwischen denselben, derart, dass die dünnen magnetischen Wege 114 voneinander getrennt sind.
Eine direkte Achse (d-Achse) und eine Quadraturachse (q-Achse) sind normalerweise in dem Rotor 111 als eines von sich drehenden Koordinatensystemen (Rotorkoordinatensystemen) definiert; diese d-q-Achsen werden gedreht, wenn der Rotor gedreht wird.
Die d-Achse hat eine hohe magnetische Permeabilität, und die q-Achse hat eine niedrige magnetische Permeabilität aufgrund der Flussbarrieren 113.
Genauer gesagt geht ein magnetischer Fluss in der d-Achse leichter als in der q-Achse durch den Rotorkern 111a.
Der Motor 110 ist ebenfalls mit einem Stator 115 versehen. Der Stator 115 besteht aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Statorkern 115a mit einem äußeren Durchmesser von zum Besipiel 172 mm. Wie der Rotorkern 111a weist der Statorkern 115a eine Mehrzahl von magnetischen Stahlblechen auf, von denen jedes eine im Wesentlichen gleiche ringförmige Form hat. Die magnetischen Stahlbleche sind so in ihren axialen Richtungen laminiert, um durch ein geeignetes Haftmittel stark aneinander befestigt zu sein. Der mit magnetischen Blechen laminierte Statorkern 115a hat eine Länge von zum Beispiel 95 mm in seiner axialen Richtung.
Der Rotorkern 111a ist derart angeordnet, dass die äußere Peripherie des Rotorkerns 111a der inneren Peripherie des Statorkerns 115a mit einem Zwischenraum zwischen denselben gegenüberliegt.
Der Stator 115 besteht aus einer Anzahl von, wie 36, Schlitzen 116, die durch den Statorkern 115a in einer axialen Richtung desselben gebildet sind und mit regelmäßigen Intervallen umfangsmäßig angeordnet sind. Das Bezugszeichen 115b stellt ein Rückjoch des Statorkerns 115a dar. Der Stator 115 besteht ebenfalls aus einer Dreiphasenwicklung (nicht gezeigt), die in den entsprechenden Schlitzen 116 gewickelt ist. Die Schlitze 116 liefern eine Mehrzahl von Statorzähnen 118 zwischen denselben. Ein innerer Rand jedes der Statorzähne 118 ist mit einem T-förmigen Teilzahn 117 in seinem lateralen Querschnitt gebildet. Der T-fömige Teilzahn 117 jedes der Statorzähne 118 wird zum Beispiel durch ein Pressen von weichmagnetischen Pulvern in die T-Form gebildet.
Der Motor 110 ist konfiguriert, um stärker verbesserte Charakteristiken zu haben. Genauer gesagt sind die Breiten der Flussbarrieren 113 jeder der Gruppen so breit wie möglich; dies liefert eine q-Achsen-Induktivität, die so niedrig wie möglich ist. Zusätzlich ist der Bereich des T-förmigen Teilzahns 117, der der äußeren Peripherie des Rotorskerns 111a gegenüberliegt, so breit wie möglich; dies liefert einen d-Achsen-Magnetwiderstand, der so niedrig wie möglich ist. Der Zwischenraum zwischen der äußeren Peripherie des Rotorkerns 111a und der inneren Peripherie des Statorkerns 115a hat eine kurze Länge von 0,13 mm.
Genauer gesagt ist der Motor 110 entworfen, um eine d-Achsen-Induktivität zu haben, die so hoch wie möglich ist, und eine q-Achsen-Induktivität, die so niedrig wie möglich ist. Die nichtmagnetischen rostfreien Bleche, die in die laminierten magnetischen Stahlbleche des Rotorkerns 111a eingeführt sind, versteifen den Rotor 111, wobei sie den Motor 110 elektromagnetisch wenig beeinflussen, um dadurch das Ausprägungsverhältnis (L_d/L_q) desselben zu verbessern. Die Konfiguration des Motors 110 ist in M. Nashiki et al., ”Improvements of Power Factor and Torque of a Synchronous Reluctance Motor with a Slit Rotor”, IEEJ Transactions an Industry Applications, Januar 2006, Band 126-D, Nr. 2, S. 116–123, offenbart.
Der Motor 110, der in 1 dargestellt ist, kann den Leistungsfaktor und den Wirkungsgrad verglichen mit dem Motor, der in 37 dargestellt ist, verbessern. Das Resultat einer Analyse der d-Achsen-Induktivität L_d und der q-Achsen-Induktivität L_q unter Verwendung eines nichtlinearen Finite-Elemente-Verfahrens ist in 2 dargestellt. In 2 stellt die horizontale Achse ein Verhältnis (%) eines Ankerstroms zu einem kontinuierlichen Nennstrom dar, und die vertikale Achse stellt eine Induktivität dar.
2 zeigt deutlich, dass die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q Kurven mit einer nichtlinearen Charakteristik hinsichtlich einer Änderung des Ankerstroms haben, mit anderen Worten, sie haben Kurven einer magnetischen Sättigung hinsichtlich einer Änderung des Ankerstroms.
Zusätzlich werden die Anzahl von Flusskopplungen, die durch den d-Achsen-Strom i_d erzeugt werden, und die von Flusskopplungen, die durch den q-Achsen-Strom i_q erzeugt werden, durch die gegenseitige Interferenz zwischen dem d-Achsen-Strom i_d und dem q-Achsen-Strom i_q des Ankerstroms beeinflusst. Auf die Anzahl von Flusskopplungen, die durch den d-Achsen-Strom i_d erzeugt werden, wird im Folgenden als ”d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d” Bezug genommen, und auf die Anzahl von Flusskopplungen, die durch den q-Achsen-Strom i_q erzeugt werden, wird im Folgenden als ”q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q” Bezug genommen.
Wenn der Ankerstrom geändert wird, um die Ausgangsleistung eines Motors zu steuern, muss ein Steuerungssystem die Größe der Impedanz bei einem Betriebspunkt des Ankerstroms erfassen, mit anderen Worten, die der Induktivität innerhalb eines schmalen Bereichs des Ankerstroms.
3 stellt eine Beziehung zwischen einem Ankerstrom i und der Anzahl von Flusskopplungen Ψ, die durch den Ankerstrom erzeugt werden, schematisch dar. Wie in 3 dargestellt, zeigt die Beziehung eine Kurve 461 mit einer nichtlinearen Charakteristik.
Wenn sich ein Betriebspunkt 462 des Ankerstroms i bei dem Ankerstrom i = i_X1 befindet, wird eine mittlere Induktivität L_mit als eine Steigung einer Linie 464 dargestellt. Eine Induktivität L_st mit einem schmalem Bereich innerhalb eines schmalen Bereichs zwischen einem benachbarten Betriebspunkt 465, der sich bei dem Ankerstrom i = i_X2 befindet, und dem anderen benachbarten Betriebspunkt 466, der sich bei dem Ankerstrom i = i_X3 befindet, wird als eine Steigung einer Linie 463 dargestellt.
Genauer gesagt ist die mittlere Induktivität L_mit erforderlich, um die Anzahl von Flusskopplungen Ψ, die Wicklungsspannung v des Motors und ein Ausgangsdrehmoment T desselben zu erhalten, und die Induktivität L_st mit einem schmalen Bereich ist erforderlich, um die Motorausgangsleistungssteuerung durch ein Ändern des Ankerstroms genau auszuführen.
Der Betriebspunkt des Ankerstroms i wird mit einer Variation der mittleren Induktivität L_mit und der Induktivität L_st mit einem schmalen Bereich geändert.
Solch eine magnetische Nichtlinearität eines Motors steht in einer Beziehung mit der Größe einer magnetomotorischen Kraft, die auf einem Ankerstrom basiert, und daher mit der Motorgröße. Schematisch wird die Anzahl von Ampere-Windungen jeder Phasenwicklung eines Motors, dessen äußerer Durchmesser (äußerer Durchmesser seines Stators) kleiner oder gleich 100 mm ist, vergleichsweise niedrig gehalten; dies erlaubt, dass der Motor drehbar getrieben werden kann, ohne eine extreme Menge einer magnetischen Sättigung zu berücksichtigen.
Im Gegensatz dazu erhöht sich die Anzahl von Ampere-Windungen jeder Phasenwicklung eines Motors, dessen äußerer Durchmesser (äußerer Durchmesser seines Stators) größer oder gleich 150 mm ist, genug, um die Magnetschaltung des Motors magnetisch zu sättigen. Dies kann verursachen, dass Probleme einer magnetischen Nichtlinearität, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, offensichtlich werden.
Daher schafft das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein System und ein Verfahren zum Steuern eines Motors, dessen Verhaltensweisen, wie im Vorhergehenden dargelegt, kompliziert sind, mit einer hohen Genauigkeit.
Schematische Prozeduren des Motorsteuerungsverfahrens gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel werden im Folgenden beschrieben:
Bei dem ersten Schritt werden die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms, der den Dreiphasenstatorwicklungen eines Motors als ein Steuerungsziel zuzuführen ist, definiert sind, durch einen Computer unter Verwendung mindestens einer von verschiedenen Analysetechniken, wie einem nichtlinearen Finite-Elemente-Verfahren, berechnet. Auf die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert ist, wird auch als die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d(i_d, i_q) Bezug genommen, und auf ähnliche Weise wird auf die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert ist, auch als die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q(i_d, i_q) Bezug genommen.
Bei dem zweiten Schritt wird eine Datentabelle T1, die eine Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms darstellt, erzeugt; diese Datentabelle T1 ist in 10 dargestellt.
Bei dem dritten Schritt wird eine Datentabelle T2, die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* als eine Funktion eines Drehmomentbedarfs T* und einer Drehgeschwindigkeit ω des Zielmotors darstellt, erzeugt.
Bei dem vierten Schritt werden die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q*, die einer Eingabe des Drehmomentbedarfs T* und der Drehgeschwindigkeit ω des Zielmotors entsprechen, durch ein Steuerungssystem zum Steuern des Zielmotors basierend auf der Datentabelle T2 berechnet.
Bei dem fünften Schritt werden die d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq, die jeweils den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q*, die bei dem vierten Schritt berechnet werden, entsprechen, durch das Steuerungssystem bestimmt.
Bei dem sechsten Schritt werden die Schleifenverstärkungen G_d und G_q, die jeweils den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q*, die bei dem vierten Schritt berechnet werden, entsprechen, durch das Steuerungssystem bestimmt.
Bei dem siebten Schritt wird eine Steuerung der d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und der q-Achsen-Befehlsspannung v_q* (der Dreiphasenspannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*) durch das Steuerungssystem ausgeführt, basierend auf: den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q*, die bei dem vierten Schritt berechnet werden; den d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehlen FFd und FFq, die bei dem fünften Schritt berechnet werden; und den Schleifenverstärkungen G_d und G_q, die bei dem sechsten Schritt berechnet werden. Dies erlaubt, dass der Ankerstrom und die Dreiphasenspannungen, die demselben entsprechen, die dem Zielmotor zugeführt werden, gesteuert werden können.
Diese schematischen Prozeduren, die auf den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, basieren, können die Antwortfähigkeit und die Genauigkeit der Motorsteuerung verbessern und die Ausgangsleistung des Motors, der sich schnell dreht, ordnungsgemäß steuern.
Zusätzlich können diese spezifischen Prozeduren, die auf den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, basieren, eine Ausgangsleistung eines Motors mit einem Rotor, in den eine Mehrzahl von Permanentmagneten eingebaut ist, steuern, ohne zu berücksichtigen, ob die Permanentmagnete in den Rotor eingebettet sind oder nicht.
Als Nächstes wird im Folgenden ein spezifischer Aufbau des Systems und des Verfahrens zum Steuern eines Motors basierend auf den schematischen Prozeduren gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben.
4 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems CS zum Steuern der Ausgangsleistung des Motors 110, der in 1 dargestellt ist, als ein Beispiel eines Zielmotors gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt. Einige Blöcke des Steuerungssystems CS zum Steuern der Ausgangsleistung des Motors 110 können durch Aufgaben, die durch einen Mikroprozessor (Mikrocomputer) gemäß einer Software (mindestens einem Programm) ausführbar sind, oder durch eine festverdrahtete Logikschaltung, die zum Beispiel Gatteranordnungen umfasst, implementiert sein.
Gleiche Elemente (Blöcke) zwischen dem Steuerungssystem CS und dem Steuerungssystem, das in 39 dargestellt ist, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, werden bei der Beschreibung weggelassen oder vereinfacht.
Wie in 4 dargestellt, besteht das Steuerungssystem CS aus einer Datentabelle T1, die eine Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) eines Ankerstroms darstellt. Die Datentabelle T1 ist in einer Speichereinheit 131 des Steuerungssystems CS gespeichert worden.
Das Steuerungssystem CS besteht aus einer Datentabelle T2, die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* als eine Funktion eines Drehmomentbedarfs T* und einer Drehgeschwindigkeit ω des Motors 110 darstellt.
Das Steuerungssystem CS besteht aus einem Befehlsstrombestimmer 133, einem Mitkopplungsspannungsbestimmer 134 und einem Spannungssteuerungsschleifenverstärkungsbestimmer 135.
Der Befehlsstrombestimmer 133 bestimmt basierend auf dem Drehmomentbedarf T* und mindestens einer der Datentabellen T1 und T2 einen d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und einen q-Achsen-Befehlsstrom i_q*.
Der Mitkopplungsspannungsbestimmer 134 arbeitet, um basierend auf den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* entsprechen, und der erfassten Drehgeschwindigkeit ω einen d-Achsen-Vorwärtsspannungsbefehl FFd und einen q-Achsen-Vorwärtsspannungsbefehl FFq zu erzeugen; diese d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* entsprechen einem tatsächlichen Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms.
Der Stromsteuerungsschleifenverstärkungsbestimmer 135 arbeitet, um
eine Induktivität mit einem schmalen Bereich, die einem schmalen Bereich des Ankerstroms um die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* entspricht, basierend auf Informationen einer Änderung der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen hinsichtlich des schmalen Bereichs des Ankerstroms um die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* zu bestimmen; und
die Schleifenverstärkung G_d für eine d-Achsen-Stromsteuerungsschleife und die Schleifenverstärkung G_q für eine q-Achsen-Stromsteuerungsschleife basierend auf der bestimmten Induktivität mit einem schmalen Bereich zu bestimmen.
Das Steuerungssystem CS besteht aus einer d-Achsen-Stromsteuerung 136 und einer q-Achsen-Stromsteuerung 137.
Die d-Achsen-Stromsteuerung 136 arbeitet, um
die d-Achsen-Stromdifferenz, die durch den d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598 berechnet wird, zu empfangen;
eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen d-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um einen d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu erhalten, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_d ist; und
den erhaltenen d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu der d-Achsen-Spannungssteuerung 59A weiterzugeben.
Auf ähnliche Weise arbeitet die q-Achsen-Stromsteuerung 137, um
die q-Achsen-Stromdifferenz, die durch den q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C berechnet wird, zu empfangen;
eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen q-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um so einen q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu erhalten, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_q ist; und
den erhaltenen q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl zu der q-Achsen-Spannungssteuerung 59E weiterzugeben.
Als Nächstes werden im Folgenden spezifische Operationen der Komponenten des Steuerungssystems CS, das in 4 dargestellt ist, beschrieben.
Zuerst werden verschiedene Zustandsparameter, die die Verhaltensweisen des Motors 1 darstellen, durch die folgenden Gleichungen gegeben: [Gleichung 1]
[Gleichung 2]

T = P_n(L_d – L_q)i_qi_d

[Gleichung 3]

Leistung = vd × id + vq × iq

[Gleichung 4]

Leistung = ωT + P verlust

[Gleichung 5]

Leistung = ωT
wobei v_d die d-Achsen-Spannung darstellt, v_q die q-Achsen-Spannung darstellt, i_d den d-Achsen-Strom darstellt, i_q den q-Achsen-Strom darstellt, p einen Differentialoperator darstellt, ω die Winkelgeschwindigkeit des Rotors 111 darstellt, R den Widerstand jeder Wicklung des Stators 115 darstellt, T das Ausgangsdrehmoment des Motors 110 darstellt, Leistung die Eingangsleistung in den Motor 110 darstellt, Pn die Anzahl von Polpaaren darstellt und Pverlust den inneren Verlust des Motors 110 darstellt.

Die Eingangsleistung Leistung in den Motor 110 stellt die Summe aus dem Produkt der d-Achsen-Spannung und des d-Achsen-Stroms und dem der q-Achsen-Spannung und des q-Achsen-Stroms dar; diese Eingangsleistung Leistung wird durch die Gleichung [3] ausgedrückt, und sie wird ebenfalls durch die Gleichung [4] unter Verwendung einer mechanischen Ausgangsleistung ωT des Motors 110 und des inneren Verlusts Pverlust des Motors 110 ausgedrückt.
Angenommen, dass die Größe des Widerstands R vernachlässbar klein ist und der innere Verlust Pverlust des Motors 110 null ist, kann Gleichung [5] erhalten werden. Die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q sind durch die folgenden Gleichungen gegeben:
[Gleichung 6]

Ψ_d = L_di_d

[Gleichung 7]

Ψ_q = L_qi_q

Wie aus den Gleichungen [6] und [7] ersichtlich ist, ist die d-Achsen-Induktivität L_d einfach als ein Proportionalitätskoeffizient zwischen der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d und dem d-Achsen-Strom i_d definiert. Auf ähnliche Weise ist die q-Achsen-Induktivität L_q einfach als ein Proportionalitätskoeffizient zwischen der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q und dem q-Achsen-Strom i_q definiert. Genauer gesagt soll, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, sowohl die d-Achsen-Induktivität L_d als auch die q-Achsen-Induktivität L_q nicht in eine Selbstinduktivität und eine gegenseitige Induktivität aufgeteilt werden.
Durch Einsetzen der Gleichungen [6] und [7] in jede der Gleichungen [1] und [2] werden die folgenden Gleichungen [8] und [9] erhalten: [Gleichung 8]
[Gleichung 9]

T = P_n(Ψ_di_q – Ψ_qi_d)

Wenn der Motor 110 eine vergleichsweise große Kapazität hat, hat der Widerstand R jeder Wicklung des Stators 115 eine vergleichsweise niedrige Größe; dies erlaubt, dass Gleichung [8] zu Gleichung [10] vereinfacht werden kann: [Gleichung 10]
Die Gleichungen [1] und [2] werden weiter betrachtet. Die Gleichungen [1] und [2] bedeuten, dass die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q eine Kurve mit einer nichtlinearen Charakteristik, wie in 2 dargestellt, haben und keinen konstanten Wert. Genauer gesagt verursacht die Annahme, dass die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q einen konstanten Wert haben, dass jede der Gleichungen [1] und [2] in dem größten Teil des Ankerstrombereichs einen signifikanten Fehler aufweist.
Die Gleichungen [2] und [9], die das Ausgangsdrehmoment T des Motors 110 darstellen, können aus den Gleichungen [1], [3] und [5] unter der Annahme, dass der Wicklungswiderstand R vernachlässigbar klein ist und der interne Verlust Pverlust des Motors 110 null ist, abgeleitet werden.
Es sei bemerkt, dass, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, das Ausgangsdrehmoment T des Motors 110 durch einen genäherten Ausdruck, wie die Gleichung [2] oder die Gleichung [9], dargestellt wird. Das Ausgangsdrehmoment T kann jedoch basierend auf strengen Berechnungen unter Verwendung des Wicklungswiderstands R, eines Eisenverlusts und einer Streuinduktivität bestimmt werden.
Daher erlaubt ein Definieren der d-Achsen-Induktivität L_d als einer Funktion L_d(i_d, i_q) des Ankerstroms (i_d, i_q), dass die Genauigkeit der Gleichungen [1] und [2] jeweils als genaue Gleichungen behandelt werden kann. Auf ähnliche Weise ist die q-Achsen-Induktivität L_q als eine Funktion L_q(i_d, i_q) des Ankerstroms (i_d, i_q) definiert.
Im Gegensatz dazu sind herkömmliche Motorsteuerungssysteme unter der Bedingung entworfen, dass die d-Achsen-Induktivität I_d und die q-Achsen-Induktivität L_q jeweils als ein konstanter Wert angenommen werden; dies verschlechtert die Genauigkeit der Motorsteuerung. Mit anderen Worten mussten die herkömmlichen Motorsteuerungssysteme einen begrenzten Bereich des Ankerstroms, innerhalb dem die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q als im Wesentlichen konstant angenommen werden, verwenden.
18 ist eine Ansicht, die ein grundlegendes elektromagnetisches Modell eines Motors M schematisch darstellt. Eine Eingabe in den Motor M umfasst eine Wicklungsspannung v und einen Ankerstrom i. Die Wicklungsspannung, die einer Wicklung des Motors M zuzuführen ist, wird durch die folgende Gleichung [11] unter Verwendung des Eingangsankerstroms i, der Anzahl von Flusskopplungen, die durch den Ankerstrom i erzeugt werden, und der Winkelgeschwindigkeit ω des Motors M modelliert:
[Gleichung 11]

v = dΨ/dt = d(Li)/dt

Eine Ausgabe des Motors M umfasst die Winkelgeschwindigkeit ω und das Drehmoment T. In 18 kann, wenn der Motor M in dem Bereich des Ankerstroms i, in dem die Induktivität L im Wesentlichen konstant gehalten ist, gesteuert wird, die Flusskopplungsanzahl Ψ, die durch den Ankerstrom i erzeugt wird, durch die Gleichungen [6] und [7] dargestellt werden. Dies erlaubt, dass die Wicklungsspannung v gesteuert werden kann, ohne die Flusskopplungsanzahl Ψ zu erfassen.
Wenn jedoch der Motor M in dem Bereich des Ankerstroms i, in dem die Induktivität L nichtlinear geändert wird, gesteuert wird, müssen die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, erfasst werden. Anstelle der Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q oder zusätzlich zu diesen müssen die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, erfasst werden.
Was dies betrifft hat, da jede der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) variabel ist, diese einen vergleichsweise niedrigen Einheitswert, und die Wicklungsspannungsgleichung kann durch die Gleichung [8] oder [9] dargestellt werden. Zusätzlich kann das Ausgangsdrehmoment T des Motors M durch die Gleichung [10] dargestellt werden, ohne die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten zu verwenden.
Wenn der Ankerstrom (i_d, i_q) und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q unter Verwendung einer Finite-Elemente-Analyse eines elektromagnetischen Feldes oder Ähnlichem erhalten worden sind, werden die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) nicht notwendigerweise gemäß den Gleichungen [6] und [7] erhalten.
Genauer gesagt kann, wenn die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und/oder die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, erfasst worden sind, das Zustandsmodell des Motors M dadurch dargestellt werden; dies erlaubt, dass die Ausgangsleistung des Motors M gesteuert werden kann.
10 stellt die Datentabelle T1, die eine Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms darstellt, schematisch dar.
9 stellt die Datentabelle T2, die eine Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms darstellt, schematisch dar.
In 9 stellt die horizontale Achse der Tabelle T2 Werte (i_d1, i_d2, ... i_dm, ..., i_dA) des d-Achsen-Stroms i_d und entsprechende Werte (i_q1, i_q2, ... i_qn, ..., i_qB) des q-Achsen-Stroms i_q dar. Ein Datenfeld der Tabelle T2 ist jedem Betriebspunkt eines entsprechenden Paars aus einem Wert des d-Achsen-Stroms i_d und einem des q-Achsen-Stroms i_q zugewiesen. Die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) entsprechen, werden in einem der Datenfelder, das durch den einen spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) definiert ist, gespeichert. Die Anzahl der Datenfelder in der Tabelle T2 kann ausgewählt werden, derart, dass, je mehr sich die Genauigkeit der Motorsteuerung erhöht, sich die ausgewählte Anzahl der Datenfelder in der Tabelle T2 um so mehr erhöht.
Die Werte (i_d1, i_d2, ... i_dm, ..., i_dA; m, A ist eine ganze Zahl größer als 1) des d-Achsen-Stroms i_d und die Werte (i_q1, i_q2, ... i_qn, ..., i_qB; n, B ist eine ganze Zahl größer als 1) des q-Achsen-Stroms i_q sind diskrete Datenstücke. Aus diesem Grund können die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) entsprechen, der unter den diskreten Werten der Tabelle T2 existiert, durch eine Interpolation einiger der diskreten Werte um den einen spezifizierten Betriebspunkt geschätzt werden. Als die Interpolation kann eine lineare Interpolation und/oder eine Kurveninterpolation, wie eine Spline-Interpolation, zum Verbessern der Genauigkeit derselben verwendet werden. Bei dem Schätzprozess kann ein Teil der Interpolation durch eine Extrapolation ersetzt werden.
Wenn der Ankerstrom innerhalb eines vergleichsweise linearen Abschnitts einer Kurve einer magnetischen Charakteristik des Motors liegt, können die Intervalle zwischen den diskreten Stücken sowohl des d-Achsen-Stroms i_d als auch des q-Achsen-Stroms i_q aufgrund eines vergleichsweise niedrigen Interpolationsfehlers als vergleichsweise breit bestimmt sein.
Im Gegensatz dazu kann in einem Bereich mit einem vergleichsweise niedrigen Niveau des Ankerstroms eine B-H-Charakteristik jedes der magnetischen Stahlbleche, die dem Bereich mit niedrigem Niveau entspricht, eine nichtlineare Kurve aufweisen. Auf ähnliche Weise kann in einem Bereich mit einem vergleichsweise hohen Niveau des Ankerstroms eine B-H-Charakteristik jedes der magnetischen Stahlbleche, die dem Bereich mit hohem Niveau entspricht, eine nichtlineare Kurve haben.
Aus diesem Grund sind in dem Bereich eines entweder vergleichsweise niedrigen Niveaus oder eines vergleichsweise hohen Niveaus des Ankerstroms die Intervalle zwischen den diskreten Stücken sowohl des d-Achsen-Stroms i_d als auch des q-Achsen-Stroms i_d als so schmal wie möglich bestimmt.
Die spezifische Konfiguration der Datentabelle T2 kann ihre Größe reduzieren, während eine hohen Genauigkeit der Motorsteuerung aufrechterhalten wird.
Weichmagnetische Materialien, die zu verwenden sind, um sowohl den Rotorkern als auch den Statorkern zu bilden, haben gewöhnlich eine vorbestimmte nichtlineare Charakteristik. Diese Charakteristik kann den Bereich des Ankerstroms, der der nichtlinearen Charakteristik entspricht, grob in folgende Bereiche aufteilen:
einen ersten Bereich um einen Ursprungspunkt;
einen zweiten Bereich eines vergleichsweise niedrigen Niveaus des Ankerstroms;
einen dritten Bereich, der sich einer Region der vorbestimmten nichtlinearen Charakteristik mit einer magnetischen Sättigung annähert; und
einen vierten Bereich, der der Region mit einer magnetischen Sättigung entspricht und nahe bei der oberen Grenze des Ankerstroms liegt.
Daher können vier repräsentative Werte des Ankerstroms innerhalb der jeweiligen ersten bis vierten Bereiche als die Betriebspunkte des Ankerstroms bestimmt sein. Dies erlaubt, dass die Datentabelle T2 eine Matrixgröße mit einer 4-mal-4-(4 × 4)-Anordnung hat, und vereinfacht so die Größe der Datentabelle T2. Naturgemäß kann eine Datentabelle T2, deren Größe größer als die Größe der (4 × 4)-Anordnung ist, die Genauigkeit der Motorsteuerung erhöhen Eine Verwendung eines Interpolationsverfahrens, das in der Lage ist, einen Interpolationsfehler zu reduzieren, erlaubt, dass die Größe der Datentabelle T2 reduziert werden kann.
Bezug nehmend auf die Datentabelle T2 bestimmt eine Verwendung eines spezifizierten Betriebspunkts (i_d, i_q) deutlich die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die dem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) entsprechen. Dies steuert die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen v_d und v_q und das Ausgangsdrehmoment des Motors, das durch die Gleichung [2] ausgedrückt ist, genau.
Die Beschreibungen der Datentabelle T2, die in 9 dargestellt ist, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, können auf ähnliche Weise auf die Datentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, angewandt werden. Bezug nehmend auf die Datentabelle T1 bestimmt eine Verwendung eines spezifizierten Betriebspunkts (i_d, i_q) daher die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q), die dem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) entsprechen, deutlich. Dies steuert die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen v_d und v_q und das Ausgangsdrehmoment des Motors, das durch die Gleichung [2] ausgedrückt ist, genau.
In mindestens einer der Datentabellen T1 und T2 können weitere Daten, die für das Steuern einer weiteren Motorzustandsvariablen bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms nützlich sind, gespeichert sein.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, kann bei dem Motorsteuerungsverfahren (Motorsteuerungssystem CS) gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Betriebszustand des Motors 110 bei einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms als die Datentabelle T2, die das Verhalten des Paars von d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q abhängig von den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d und i_q als einen Parameter darstellt, modelliert werden (siehe 9).
Zusätzlich kann bei dem Motorsteuerungsverfahren (Motorsteuerungssystem CS) gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Betriebszustand des Motors 110 bei einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms als die Datentabelle T1, die das Verhalten des Paars von d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q abhängig von den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d und i_q als einen Parameter darstellt, modelliert werden (siehe 10).
Mit anderen Worten wird das Modell des Motors 110 durch die Funktion des Paars von d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und die Variable des Paars von d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d und i_q dargestellt. Das Steuerungsverfahren (das Steuerungssystem CS) arbeitet, um den Betriebszustand des Motors 110 basierend auf dem dargestellten Motormodell zu erhalten.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel werden die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q), die bei jedem der Betriebspunkte (i_d, i_q) definiert sind, und/oder die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q, die dort definiert sind, basierend auf einem Finite-Elemente-Verfahren (engl.: Finite Element Method; FEM) erhalten.
Zusätzlich kann bei dem ersten Ausführungsbeispiel das Motormodell in dem d-q-Koordinatensystem (sich drehenden Koordinatensystem) dargestellt werden (siehe 4). Mit anderen Worten werden zum Beispiel die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) in dem d-q-Koordinatensystem dargestellt, und sie werden sicherlich in einem stationären Koordinatensystem (α-β-Koordinatensystem), das in dem Stator 115 des Motors 110 definiert ist, dargestellt.
Als Nächstes wird im Folgenden beschrieben, wie genau die Datentabelle T1, die die Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms darstellt, die in 4 dargestellt ist, erhalten werden kann.
Der Motor 110 ist als ein Motor für ein Steuerungsziel bestimmt. Es ist möglich, unter Verwendung eines Computers einen Fluss, der durch jeden Abschnitt in dem Motor 110 geht, zu berechnen und zu analysieren. Als ein Verfahren des Berechnens wird hauptsächlich ein Infinite-Elemente-Verfahren verwendet, und insbesondere wird ein nichtlineares Infinite-Elemente-Verfahren wirksam verwendet, wenn der Motor 110 mit Kurven einer nichtlinearen magnetischen Charakteristik als das Steuerungsziel bestimmt ist.
Außer dem Infinite-Elemente-Verfahren können verschiedene Typen von Berechnungsverfahren unter der Verwendung eines Computers angewandt werden, um die Anzahl von Flusskopplungen, die durch jeden Abschnitt in dem Motor 110 gehen, zu berechnen und zu analysieren.
Zum Beispiel besteht ein Berechnungsverfahren aus:
einem Berechnen einer magnetischen Impedanz bei jedem Abschnitt in dem Motor 110; und
einem Berechnen, basierend auf der berechneten magnetischen Impedanz bei jedem Abschnitt in dem Motor 110, eines magnetischen Flusses, der durch jeden Abschnitt geht, eines gesamten magnetischen Flusses, eines Motorausgangsdrehmoments und einer Wicklungsspannung, die dem Motor 110 zuzuführen ist.
Sowohl bei dem Infinite-Elemente-Verfahren als auch bei verschiedenen Typen von Berechnungsverfahren können verschiedene motorspezifische Konstanten und motorspezifische Daten, die für das Berechnen erforderlich sind, in einer Datenbank gesammelt worden sein. Diese Datenbank erlaubt es dem Computer, die Anzahl von Flusskopplungen, die durch jeden Abschnitt in dem Motor 110 gehen, schnell zu berechnen und/oder die magnetische Impedanz bei denselben zu berechnen.
Um das Verständnis davon zu erleichtern, wie die Datentabelle T1 erhalten werden kann, wird der Sechspol- und 36-Schlitz-Dreiphasenmotor 110 zu einem Zweipol- und 12-Schlitz-Dreiphasenmotor M1, der in 5 dargestellt ist, vereinfacht. Mit anderen Worten wird der Motor 1, der in 1 dargestellt ist, so betrachtet, dass drei Motoren M1 in denselben integriert sind.
Wie in 5 dargestellt, ist eine U-Phasenwicklung 151 in den ersten, zweiten, siebten und achten Schlitzen ➀, ➁, ➆ und ➇ eines Statorkerns S1 verteilt gewickelt, um eine U-Phasenspule zu bilden. Eine V-Phasenwicklung 152 ist in den fünften, sechsten, elften und zwölften Schlitzen ➄, ➅,
und
des Statorkerns S1 verteilt gewickelt, um eine V-Phasenspule zu bilden. Eine W-Phasenwicklung 153 ist in den neunten, zehnten, dritten und vierten Schlitzen ➈, ➉, ➂ und ➃ des Statorkerns S1 verteilt gewickelt, um eine W-Phasenspule zu bilden. Bei einem Äußeren der äußeren Peripherie des Statorkerns S1 sind eine Anordnung der dreizehnten (13) bis vierundzwanzigsten (24) Schlitze eines anderen einen Motors und eine Anordnung der fünfundzwanzigsten (25) bis sechsunddreißigsten (36) Schlitze des letzten einen Motors schematisch dargestellt.
Eine Mehrzahl von Flussbarrieren (Spalten) 155 ist so in einem Rotorkern R1 eines Rotors 154 gebildet, um mit Intervallen zwischen denselben parallel zu einem Durchmesser des Rotorkerns R1 angeordnet zu sein. Diese Flussbarrieren 155 verursachen, dass der Rotorkern R1 einen ausgeprägten Aufbau hat.
Genauer gesagt definiert die Anordnung des Rotorkerns R1 eine direkte Achse (d-Achse) mit einer hohen magnetischen Permeabilität in derselben, um in die Richtung des einen Durchmessers des Rotorkerns R1 gerichtet zu sein.
Eine Quadraturachse (q-Achse) mit einer niedrigen magnetischen Permeabilität ist derart angeordnet, dass ihre Phase hinsichtlich der d-Achse um 90 Grad (π/2 rad) eines elektrischen Winkels vorauseilend ist.
6 stellt positionelle Beziehungen zwischen den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 151, 152 und 153, den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungsströmen i_u, i_v und i_w, der Drehposition des Rotors 154 und den Bund q-Achsen in einem stationären Koordinatensystem schematisch dar.
Wenn eine beliebige Amplitude eines Ankerstroms, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen i_u, i_v und i_w besteht, als i_a angenommen wird, und ein gesteuerter Phasenwinkel des Ankerstroms i_a hinsichtlich der d-Achse als θc angenommen wird, sind ein d-Achsen-Strom i_d1 und ein q-Achsen-Strom i_q1 zu dieser Zeit durch die folgenden Gleichungen gegeben:
[Gleichung 12]

i_d1 = i_a·cosθc

[Gleichung 13]

i_q1 = i_a – sinθc

Der d-Achsen-Strom i_d1 und der q-Achsen-Strom i_q1 können äquivalent zu solchen sein, die durch eine d-Achsen-Wicklung 601 und eine q-Achsen-Wicklung 602 in einem d-q-Koordinatensystem (sich drehendem Koordinatensystem), das in 7 dargestellt ist, fließen. 7 stellt ebenfalls positionelle Beziehungen zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Wicklungen 601 und 602, den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d1 und i_q1 und der Drehposition des Rotors 154 dar.
Unter den positionellen Beziehungen zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d1 und i_q1 und der Drehposition des Rotors 154 werden bei dem ersten Ausführungsbeispiel zum Beispiel 10 Punkte des d-Achsen-Stroms i_d(i_d1) und 10 Punkte des q-Achsen-Stroms i_q(i_q1) ausgewählt. Danach werden alle möglichen Kombinationen der 10 Punkte des d-Achsen-Stroms i_d(i_d1) und derjenigen des q-Achsen-Stroms i_q(i_q1), bis zu 100 Punkten (Betriebspunkten) derselben, durch den Computer berechnet.
So werden basierend auf den ausgewählten bis zu 100 Betriebspunkten der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten durch den Computer berechnet. Dieses Resultat des Berechnens erlaubt, dass die Datentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, erzeugt werden kann, und die erzeugte Datentabelle T1 ist in dem Steuerungssystem CS gespeichert worden (siehe 4).
Es sei bemerkt, dass der Berechnungsaufwand, der erforderlich ist, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten zu erhalten, bei einer gegenwärtig normalen Verarbeitungsrate in einer vergleichsweise kurzen Zeit ausgeführt werden kann; dies kann der Entwurfsentwicklung des Steuerungssystems CS eine geringe Last auferlegen. Auf ähnliche Weise kann die Datenkapazität der Tabelle T1 dem tatsächlichen Niveau der Speicherkapazität eines normalen Speichers, der in das Steuerungssystem CS eingebaut ist, ebenfalls eine geringe Last auferlegen.
Es sei bemerkt, dass ein Intervall zwischen zwei beliebigen benachbarten Punkten der 10 Punkte des d-Achsen-Stroms i_d oder des q-Achsen-Stroms i_q als ein regelmäßiges oder ein unregelmäßiges bestimmt sein kann.
Einige der Intervalle der zwei Punkte der 10 Punkte von mindestens einem der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die in einem Bereich, der einer schnellen Änderung in einer entsprechenden der d-Achsen-Induktivität und der q-Achsen-Induktivität entspricht, enthalten sind, sind bestimmt, um kurz zu werden. Im Gegensatz dazu sind einige der Intervalle der zwei Punkte der 10 Punkte von mindestens einem der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die in einem Bereich, der einer linearen Änderung einer entsprechenden der d-Achsen-Induktivität und der q-Achsen-Induktivität entspricht, enthalten sind, bestimmt, um breit zu werden. Dies liefert eine Motorsteuerung mit einer hohen Genauigkeit basierend auf der Datentabelle T1, deren Datenkapazität so niedrig wie möglich ist.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird der Ankerstrom, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen i_u, i_v und i_w besteht, in die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme in dem d-q-Koordinatensystem umgewandelt, und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) in dem d-q-Koordinatensystem werden berechnet, um in der Datentabelle T1 gespeichert zu werden.
Der Ankerstrom, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen i_u, i_v und i_w besteht, kann in eine Mehrzahl von Stromkomponenten in einem entsprechenden drei- oder mehrdimensionalen Koordinatensystem umgewandelt werden. Der Ankerstrom, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen i_u, i_v und i_w besteht, kann ebenfalls in einen α-Achsen-Strom und einen β-Achsen-Strom in einem α-Achsen- und β-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Stator des Motors 110 (M1) definiert ist, umgewandelt werden.
Zum Beispiel kann jeder Betriebspunkt des Ankerstroms, der dem Stator des Motors zuzuführen ist, durch zwei oder mehr Stromvariablen i_a, i_b, i_c, ... dargestellt werden. Die Anzahl der Flusskopplungen, die bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms definiert ist, kann durch zwei oder mehr Flusskopplungsanzahlvariable Ψ₁(i_a, i_b, i_c, ...), Ψ₂(i_a, i_b, i_c, ...), Ψ₃(i_a, i_b, i_c, ...), ... als eine Funktion der zwei oder mehr Stromvariablen i_a, i_b, i_c, ... dargestellt werden. Diese zwei oder mehr Flusskopplungsanzahlvariablen Ψ₁(i_a, i_b, i_c, ...), Ψ₂(i_a, i_b, i_c, ...), Ψ₃(i_a, i_b, i_c, ...), ... können in der Datentabelle T1 gespeichert werden. Diese Konfiguration erhöht die Speicherkapazität der Datentabelle T1, aber sie erhöht noch mehr die Genauigkeit der Motorsteuerung.
Genauer gesagt wird, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, da das Steuerungsziel des Steuerungssystems CS der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenmotor ist, der Ankerstrom, der den Dreiphasenwicklungen zuzuführen ist, durch einen U-Phasenwicklungsstrom i_u, V-Phasenstrom i_v und W-Phasenstrom i_w dargestellt. Der W-Phasenstrom i_w kann durch ”i_w = i_u – i_v” ausgedrückt werden. In diesem Fall kann die Anzahl der Flusskopplungen, die bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms definiert ist, durch U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_u(i_u, i_v), Ψ_v(i_u, i_v) und Ψ_w(i_u, i_v) als eine Funktion der U-Phasen- und V-Phasenwicklungsströme i_u und i_v dargestellt werden.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der Motor 110, der in 1 dargestellt ist, mit dem Rotor 111 versehen, in den keine Permanentmagnete eingebaut sind, es können jedoch verschiedene Typen von PM-(Permanentmagnet)-Motoren als das Steuerungsziel des Steuerungssystems CS verwendet sein. Diese PM-Motoren können ihren Wirkungsgrad und ihre Größe erhöhen.
In 13 ist ein Motor 110A mit einem Statorkern 201 und einem Mehrflussbarrierenrotor 202 versehen.
Genauer gesagt besteht der Rotor 202 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformtenen Rotorkern 202a, einer Rotorwelle 112, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 202a befestigt ist, und einer Mehrzahl von Flussbarrierenspalten 203, die in dem Rotorkern 202a wie die Flussbarrieren 113 des Motors 110 gebildet sind. Der Rotor 202 besteht ferner aus einer Mehrzahl von Permanentmagneten, wie NdFeB-Permanentmagneten 204, von denen jeder bei der Mitte eines entsprechenden der Flussbarierenspalte 203 eingebaut ist.
In 52 besteht ein Rotor 111A1 eines Motors 110A1 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 362, der aus einem weichmagnetischen Material hergestellt ist, einer Rotorwelle 361, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 362 befestigt ist, und einer Mehrzahl von Permanentmagneten 363 und 364, die in dem Rotorkern 362 radial eingebettet sind.
In 53 besteht ein Rotor 111A2 eines Motors 110A2 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 371a, der aus einem weichmagnetischen Material hergestellt ist, einer Rotorwelle 371b, die an der inneren Peripherie des Rotorkern 371a befestigt ist, und einer Mehrzahl von Flussbarrierenspalten 371c, die in dem Rotorkern 371a gebildet sind. Jede der Flussbarrieren 371c hat in ihrem lateralen Querschnitt im Wesentlichen eine C-Form. Die Flussbarrierenspalte 371c sind umfangsmäßig mit regelmäßigen Intervallen angeordnet. Der Rotor 111A2 besteht ferner aus einer Mehrzahl von Permanentmagneten 372, von denen jeder bei der Mitte eines entsprechenden der Flussbarrierenspalte 371c eingebaut ist.
In 54 besteht ein Rotor 111A3 eines Motors 110A3 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 381a, der aus einem weichmagnetischen Material besteht, einer Rotorwelle 381b, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 381a befestigt ist, und einer Mehrzahl von Permanentmagneten 382, die in den Rotorkern 381a eingebettet sind, um umfangsmäßig bei unregelmäßigen Intervallen angeordnet zu sein.
In 55 besteht ein Rotor 111A4 eines Motors 110A4 aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 391a, der aus einem weichmagnetischen Material hergestellt ist, einer Rotorwelle 391b, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 391a befestigt ist, und einer Mehrzahl von Permanentmagneten 392, die an der äußeren Peripherie des Rotorkerns 391a angebracht sind, um umfangsmäßig mit regelmäßigen Intervallen angeordnet zu sein.
Bei jedem der PM-Motoren, wie bei den Motoren 110A und 110A1 bis 110A4, kann die Gleichung [1], die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, durch die folgenden Gleichungen [14] oder [15] gegeben werden: [Gleichung 14]
[Gleichung 15]
Es sei bemerkt, dass die Komponente der Anzahl von Flusskopplungen, die auf einem Permanentmagneten basieren, bezüglich der d-Achse durch ”Ψ_md” dargestellt wird, und die Komponente der Anzahl von Flusskopplungen, die auf einem Permanentmagneten basieren, bezüglich der q-Achse durch ”Ψ_mq” dargestellt wird.
Eine Komponente eines magnetischen Flusses eines Permanentmagneten, die mit einer d-Achsen-Wicklung gekoppelt ist, wird durch eine ”d-Achsen-Flusskopplungskomponente” Φ_md ausgedrückt, und eine Komponente eines magnetischen Flusses eines Permanentmagneten, die mit einer q-Achsen-Wicklung gekoppelt ist, wird durch eine q-Achsen-Flusskopplungskomponente Φ_mq ausgedrückt. Die Anzahl von Windungen sowohl der d-Achsen-Wicklung als auch der q-Achsen-Wicklung wird durch ”N_ss” ausgedrückt.
Diese Parameter, die wie im Vorhergehenden dargelegt ausgedrückt werden, erlauben, dass die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_md durch die Gleichung ”Ψ_md = N_ss × Φ_md” dargestellt werden kann. Auf ähnliche Weise erlauben diese Parameter, die wie im Vorhergehenden dargelegt ausgedrückt werden, dass die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_mq durch die Gleichung ”Ψ_mq = N_ss × Φ_mq” dargestellt werden kann.
Die magnetischen Flüsse, die durch einen Permanentmagneten erzeugt werden, die entlang einer d-Achse gerichtet sind, verursachen, dass die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_mq null wird. Es sei bemerkt, dass, streng genommen, die d-Achsen-Flusskopplungskomponente Ψ_md von Abschnitten einer entsprechenden d-Achsen-Wicklung abhängt und, auf ähnliche Weise, die q-Achsen-Flusskopplungskomponente Ψ_mq von Abschnitten einer entsprechenden q-Achsen-Wicklung abhängt. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist die d-Achsen-Flusskopplungskomponente Φ_md als ein Mittelwert der jeweiligen d-Achsen-Magnetflusskomponenten bei den Abschnitten der d-Achse definiert. Auf ähnliche Weise ist die q-Achsen-Flusskopplungskomponente Φ_mq als ein Mittelwert der jeweiligen q-Achsen-Magnetflusskomponenten bei den Abschnitten der q-Achse definiert.
Bei jedem der PM-Motoren, wie den Motoren 110A und 110A1 bis 110A4, kann die Gleichung [2], die das Ausgangsdrehmoment anzeigt, aufgrund der Existenz der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_md und der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_mq in die folgenden Gleichungen [16] oder [17] umgewandelt werden:
[Gleichung 16]

T = P_n{(L_di_d + Ψ_md)i_q – (L_qi_q + Ψ_mq)i_d}

[Gleichung 17]

= P_n{(Ψ_rd + Ψ_md)i_q – (Ψ_rq + Ψ_mq)i_d} ...

[Gleichung 18]

Ψ_d = Ψ_rd + Ψ_md

[Gleichung 19]

Ψ_q = Ψ_rq + Ψ_mq
wobei Ψ_rd die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d unter Ausnahme der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_md darstellt, und Ψ_rq die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q unter Ausnahme der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl ψ_mq darstellt.

Ein Betrachten der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d als die Summe der d-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_rd sowie ein Betrachten der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q als die Summe der Flusskopplungsanzahlen Ψ_rq und Ψ_mq erlauben, dass die Gleichungen [1] bis [10] und die Datentabelle T1 auf jeden der PM-Motoren angewandt werden können.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel können jedoch die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_md, die auf einem Permanentmagneten basieren, zusammen mit den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q gehandhabt werden.
Genauer gesagt können, bei diesem Aufbau des Steuerungssystems gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, das Ausgangsdrehmoment T und die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen v_d und v_q eines PM-Motors als dem Steuerungsziel des Steuerungssystems jeweils gemäß den Gleichungen [8] und/oder [10] berechnet werden. Dies erlaubt, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq jeweils in den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q enthalten sein können. Dieses Motorsteuerungsverfahren (erstes Motorsteuerungsverfahren) unter Verwendung der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die jeweils die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq enthalten, kann das Berechnen von Daten basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren und das Berechnen, das erforderlich ist, um den PM-Motor zu steuern, im Vergleich zu dem Motorsteuerungsverfahren (zweiten Motorsteuerungsverfahren) unter Verwendung der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq, die jeweils von den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q getrennt sind, vereinfachen.
Ein Vergleich zwischen den ersten und zweiten Motorsteuerungsverfahren wird durchgeführt. Permanentmagnete, die für Motoren verwendet werden sollen, sind derart entworfen, dass ihre Dicke so dünn wie möglich ist; dies resultiert darin, dass die Menge eines Magneten dazu neigt, reduziert zu werden. Ein Magnetschaltungsentwurf für IPMSM (engl.: Interior Permanent Magnet Synchronous Motors = Synchrone Motoren mit inneren Permanentmagneten) hat eine nichtlineare magnetische Eigenschaft und/oder eine magnetische Sättigung von weichmagnetischen Materialien verwendet; es kann bestimmt werden, dass es unnötig ist, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq von den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q zu trennen.
Die Spannungsgleichung [14], die die Ψ_md und Ψ_mq verwendet, kann durch ein Trennen der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungskomponenten Φ_md und Φ_mq von der Anzahl Ψ von Flusskopplungen, die durch den Ankerstrom i erzeugt werden, entworfen werden; diese Flusskopplungsanzahl Ψ wird durch ”Ψ = L × i” ausgedrückt.
Im Gegensatz dazu erlaubt ein Verwenden des Motorsteuerungsverfahrens, bei dem die Induktivität L eine Kurve mit einer nichtlinearen Charakteristik hat, die auf der Tabelle T1 basiert, die die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) umfasst, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq, die auf dem Permanentmagneten basieren, und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die auf dem Ankerstrom basieren, gemeinsam gehandhabt werden können.
Eine Mehrzahl von Punkten einer vorbestimmten Funktion der Flusskopplungsanzahl Ψ(Ψ_d und Ψ_q), wie eine Funktion, die sich auf die Flusskopplungsanzahl Ψ bezieht, kann in der Datentabelle T1 gespeichert werden. Als ein Beispiel der vorbestimmten Funktion kann der Bruch aus der Flusskopplungsanzahl Ψ und dem Ankerstrom i, der durch ”Ψ/i” ausgedrückt wird, verwendet werden; dieser Bruch stellt die Induktivität L dar.
Zusätzlich können die Summe der Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q sowie konstante Werte, die den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq entsprechen, für jeden Betriebspunkt in der Datentabelle T1 gespeichert werden. Als ein weiteres Beispiel der vorbestimmten Funktion kann eine Funktion der Flusskopplungsanzahl Ψ und der Anzahl von Windungen der d-Achsen- und q-Achsen-Wicklungen verwendet werden; dies kann die Flusskopplungsanzahl Ψ in der Praxis darstellen. Als ein weiteres Beispiel der vorbestimmten Funktion kann eine mittlere magnetische Flussdichte bezüglich der Flusskopplungsanzahl Ψ verwendet werden.
Genauer gesagt kann, wenn die Datentabelle T1 verwendet wird, um die Gleichungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, zu berechnen, das Steuerungssystem CS eine neue Datentabelle basierend auf der Datentabelle T1 erzeugen und diese speichern; diese neue Datentabelle erlaubt zum Beispiel, dass das Steuerungssystem CS die Gleichungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, leichter berechnen kann.
Zum Beispiel können die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d(i_d, i_q) und die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q(i_d, i_q) gemäß den Beziehungen zwischen denselben, die in den Gleichungen [6] und [7] gezeigt sind, jeweils in die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) umgewandelt werden.
Die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die in der Datentabelle T2 gespeichert sind und durch die Gleichungen [6] und [7] ausgedrückt sind, stellen mittlere d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms dar. Für die Motorstromsteuerung sind d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten mit einem schmalen Bereich in Antwort auf jeweilige minimale Änderungen der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q erforderlich. Daher können d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten mit einem schmalen Bereich innerhalb schmaler Bereiche der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q jedes Betriebspunkts in der Datentabelle T2 zusätzlich zu den mittleren d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten oder anstelle derselben gespeichert werden.
Die Anzahl von Flusskopplungen kann einzeln als die Flusskopplungsanzahl, die auf einem Permanentmagneten basiert, und die Flusskopplungsanzahl unter Ausnahme derselben gehandhabt werden (siehe die Gleichungen [18] und [19]). Aus diesem Grund können die Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q sowie konstante Werte, die den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq entsprechen, für jeden Betriebspunkt in der Datentabelle T1 gespeichert werden.
Die Anzahl Ψ₁ von Flusskopplungen bei einem Abschnitt einer Phasenwicklung wird durch das Produkt einer Flusskopplungskomponente Φ₁, die mit demselben gekoppelt ist, und der Anzahl N_S1 von Windungen der Phasenwicklung dargestellt; dies wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
[Gleichung 20]

Ψ₁ = ϕ₁ × N_S1

Zum Beispiel kann die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d(i_d, i_q), die mit einer d-Achsen-Wicklung gekoppelt ist, als die d-Achsen-Flusskopplungskomponenten Φ_d(i_d, i_q) erzeugt werden; diese d-Achsen-Flusskopplungskomponenten Φ_d(i_d, i_q) können leicht durch ein Teilen der Ψ_d(i_d, i_q) durch die Anzahl von Windungen der d-Achsen-Wicklung erhalten werden.
Die Flusskopplungskomponente Φ₁ kann als das Produkt einer mittleren magnetischen Flussdichte B₁ und einer Fläche S₁ der d-Achsen-Wicklung ausgedrückt werden; dieses Produkt wird durch die folgende Gleichung [21] ausgedrückt:
[Gleichung 21]

Ψ₁ = B₁ × S₁ × N_S1

Die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q können aufgrund der Einfachheit des Berechnens, das durch das Steuerungssystem CS auszuführen ist, in einem anderen Format ausgedrückt werden. Zum Beispiel können die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:
[Gleichung 22]

Ld = Li + Lm

[Gleichung 23]

Lq = Li – Lm

Auf diese Induktivitäten L_i und L_m kann als ”Spiegelphasen-Induktivitäten” Bezug genommen werden. Die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die in der Datentabelle T2 gespeichert sind, können in die Spiegelphasen-Induktivitäten L_i und L_m umgewandelt werden.
Eine Verwendung der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q), die in der Tabelle T1 gespeichert sind, erlaubt, dass diese in eine Funktion oder eine Näherungsfunktion der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q umgewandelt werden können. Zum Beispiel können die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) durch die folgenden Funktionsausdrücke ausgedrückt werden:
[Gleichung 24]

Ψ_d(i_d, i_q) = (A – B × i_d – C × i_d ²)L₁ + (D – E × i_q)L₂

[Gleichung 25]

Ψ_q(i_d, i_q) = (F – G × i_d)L₃ + (H – I × i_q)L₄
wobei A, B, C, D, E, F, G, H und I und L1, L2, L3 und L4 jeweils konstant sind. Diese Konstanten A, B, C, D, E, F, G, H und I, und L1, L2, L3 und L4 werden durch ein Simulieren eines computerbasierten Motormodells als dem Steuerungsziel für das Steuerungssystem CS unter Verwendung von zum Beispiel dem Infinite-Elemente-Verfahren erhalten. Diese Konstanten A, B, C, D, E, F, G, H und I, und L1, L2, L3 und L4 werden, als Steuerungsparameter (CP), in dem Steuerungssystem CS anstelle der Datentabellen T1 und T2 oder zusätzlich zu diesen gespeichert. Das Steuerungssystem CS arbeitet, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) oder die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten basierend auf den Steuerungsparametern CP, die in dem Steuerungssystem CS gespeichert sind, zu berechnen (siehe 4).

Mindestens eine der Gleichungen [24] und [25] hat eine Kurve mit einer nichtlinearen magnetischen Charakteristik oder hängt von der gegenseitigen Interferenz zwischen dem d-Achsen-Strom i_d und dem q-Achsen-Strom i_q des Ankerstroms ab.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, sind die d-Achsen und q-Achsen Ströme i_d und i_q sowie die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten in der Datentabelle T1 als diskrete Datenstücke gespeichert. Aus diesem Grund können die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen ψ_d(i_d, i_q) und ψ_q(i_d, i_q), die einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q), der nicht unter den diskreten Werten der Tabelle T1 existiert, entsprechen, durch Interpolation einiger der diskreten Werte um den einen spezifizierten Betriebspunkt, wie im Vorhergehenden dargelegt, geschätzt werden.
Als ein spezifisches Beispiel der Interpolation extrahiert, wenn die Werte (i_dk, i_qk) als der eine Betriebspunkt spezifiziert sind (0 < k < n, m; k ist eine ganze Zahl), das Steuerungssystem CS das Paar Ψ_d(i_dk-1, i_qk) und Ψ_q(i_dk-1, i_qk), das Paar Ψ_d(i_dk-1, i_qk-1) und Ψ_q(i_dk-1, i_qk-1), das Paar Ψ_d(i_dk-1, i_qk) und Ψ_q(i_dk-1, i_qk) und das Paar Ψ_d(i_dk-1, i_qk-1) und Ψ_q(i_dk-1, i_qk-1) aus der Datentabelle T1.
Als Nächstes berechnet das Steuerungssystem CS eine Interpolation basierend auf den extrahierten vier Paaren, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) basierend auf dem Resultat der Interpolation zu erhalten. Normale Verfahren zum näherungsweisen Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei einem spezifizierten Betriebspunkt, die auf Stücken von diskreten Flusskopplungsanzahlen, die einem Bereich um den spezifizierten Betriebspunkt entsprechen, basieren, können auf das Steuerungssystem CS angewandt werden.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Beispiel beschrieben, wie die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei einem der Motoren, die in 1, 5, 6 und 7 dargestellt sind, berechnet werden können.
Zum Beispiel wird, wie in 5 bis 7 dargestellt ist, die Anzahl magnetischer Flüsse, die mit jeder der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 151, 152 und 153 gekoppelt sind, gemessen. Die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) werden basierend auf der gemessenen Anzahl von magnetischen Flüssen, die mit jeder der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 151, 152 und 153 gekoppelt sind, erhalten.
Als Nächstes wird im Folgenden beschrieben, wie die Anzahl von magnetischen Flüssen, die mit einer Wicklung gekoppelt sind, erhalten werden kann.
8 stellt eine modellierte Wicklung 611 mit einem Ende 612 und dem anderen Ende 613 und einen gesamten magnetischen Fluss 615 schematisch dar, der Folgendes enthält: einen strombezogenen Fluss aufgrund eines Stroms 614, der durch die Wicklung fließt; und einen weiteren Fluss.
Die modellierte Wicklung 611 ist in den Rotor des Motormodells, das in 1 oder 5 dargestellt ist, eingebaut, und daher entspricht die Länge zwischen dem einen und dem anderen Ende der Wicklung 611 einer laminierten Dicke t des Statorkerns.
Ein Wert A eines Vektorpotenzials wird bei jedem Punkt der Wicklung 611 durch ein gesamtes Magnetfeld um dieselbe erzeugt. Das Vektorpotenzial A bei jedem Punkt der Wicklung 611 wird von dem einen Ende 612 zu dem anderen Ende 613 integriert; diese Integration liefert eine gesamte Flusskopplungskomponente Φ. Wie im Vorhergehenden beschrieben worden ist, wird die Anzahl Ψ₁ von Flusskopplungen bei einem Abschnitt der Wicklung 611 durch das Produkt einer Flusskopplungskomponente Φ₁, die damit gekoppelt ist, und der Anzahl N_s1 von Windungen der Wicklung 611 dargestellt; dies wird durch ”Ψ₁ = Φ₁ × N_s1” ausgedrückt.
Weil das Wicklungsmodell 611 in den zweidimensionalen Motor eingebaut werden soll, ist es keine geschlossene Schaltung. Ein Modell pro Einheitslänge der laminierten Dicke t des Statorkerns und des Vektorpotenzials, das auf dem Modell basiert ist, werden durch das Infinite-Elemente-Verfahren analysiert, und die laminierte Dicke t des Statorkerns wird proportional mit dem analysierten Vektorpotenzial multipliziert. Dies liefert den integrierten Wert des Vektorpotenzials.
Es sei bemerkt, dass, wenn eine Wicklung einen Aufbau einer geschlossenen Schaltung hat, eine Integration des Vektorpotenzials A entlang derselben eine Flusskopplungskomponente Φ liefert, die mit der Wicklung der geschlossenen Schaltung gekoppelt ist; dies resultiert darin, dass die Anzahl Ψ von Flusskopplungen bei der Wicklung mit der geschlossenen Schaltung als das Produkt der Flusskopplungskomponente Φ, die mit derselben gekoppelt ist, und der Anzahl N von Windungen der Wicklung mit der geschlossenen Schaltung erhalten wird; dies wird durch ”Ψ = Φ × N_s” ausgedrückt.
Ebenso wie bei 8 wird eine gesamte Flusskopplungskomponente Φ₁, die mit einem Abschnitt der U-Phasenwicklung 151, die in den Schlitz ➀ eingebaut ist, durch ein Integrieren des Vektorpotenzials des Abschnitts der U-Phasenwicklung 151, der in den Schlitz ➀ eingebaut ist, entlang dem Abschnitt derselben, der in den Schlitz ➀ eingebaut ist, erhalten.
Auf ähnliche Weise wird eine gesamte Flusskopplungskomponente Φ₇, die mit einem Abschnitt der U-Phasenwicklung 151, die in den Schlitz ➆ eingebaut ist, gekoppelt ist, durch ein Integrieren des Vektorpotenzials des Abschnitt der U-Phasenwicklung 151, der in den Schlitz ➆ eingebaut ist, entlang dem Abschnitt derselben, der in den Schlitz ➆ eingebaut ist, erhalten.
Daher wird der gesamte magnetische Fluss, der mit dem Abschnitt, der in den Schlitz ➀ eingebaut ist, und dem Abschnitt, der in den Schlitz ➆ eingebaut ist, der U-Phasenwicklung 151 gekoppelt ist, durch die Differenz zwischen der gesamten Flusskopplungskomponente Φ₁ und der gesamten Flusskopplungskomponente Φ₇ dargestellt; diese gesamte Flusskopplungskomponente, die mit dem Abschnitt, der in den Abschnitt ➀ eingebaut ist, und dem Abschnitt, der in den Schlitz ➆ eingebaut ist, gekoppelt ist, wird durch ”Φ₁ – Φ₇” ausgerückt.
Auf ähnliche Weise wird der gesamte magnetische Fluss, der mit dem Abschnitt der U-Phasenwicklung 151, der in den Schlitz ➁ und den Schlitz ➇ eingebaut ist, durch die Differenz zwischen einer gesamten Flusskopplungskomponente Φ₂ und der gesamten Flusskopplungskomponente Φ₈, die auf die gleiche Art und Weise wie die gesamte Flusskopplungskomponente Φ₁ und die gesamte magnetische Flusskopplungskomponente Φ₇ erhalten wird, dargestellt; dieser gesamte magnetische Fluss, der mit dem Abschnitt, der in den Schlitz ➁ eingebaut ist, und dem Abschnitt, der in den Schlitz ➇ eingebaut ist, gekoppelt ist, wird durch ”Φ₂ – Φ₈” ausgedrückt.
Genauer gesagt wird, unter der Annahme, dass die Anzahl von Windungen jedes Abschnitts der U-Phasenwicklung 151 in einem entsprechenden der Schlitze des Statorkerns N_s ist, die Anzahl Ψ_u von Flusskopplungen mit der U-Phasenwicklung 151 durch die folgende Gleichung dargestellt:
[Gleichung 26]

Ψ_u = (ϕ₁ – ϕ₇)N_s + (ϕ₂ – ϕ₈)N_s

Die Anzahl Ψ_v von Flusskopplungen mit der V-Phasenwicklung 152 und die Anzahl Ψ_w von Flusskopplungen mit der W-Phasenwicklung 153 können auf die gleiche Art und Weise wie die Anzahl Ψ_u von Flusskopplungen mit der U-Phasenwicklung 151 erhalten werden.
Als Nächstes wird im Folgenden als die folgenden Schritte (a) bis (g) beschrieben, wie genau die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) unter Verwendung von Stücken von analysierten Daten, die unter Verwendung des Infinite-Elemente-Verfahrens erhalten worden sind, und des Modells des Dreiphasenmotors mit einer Durchmesser- oder einer Wicklung mit verkürztem Schritt, der in 1, 5, 6 und 7 dargestellt ist, erhalten werden können.
Schritt (a)
Als das Berechnen von d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten in dem d-q-Koordinatensystem sind d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d1 und i_q1 bei einem Betriebspunkt eines Ankerstroms, die in dem d-q-Koordinatensystem auszuwerten sind, durch die Gleichungen [12] und [13], die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, basierend auf einer Amplitude i_a und einem gesteuerten Phasenwinkel θc eines Ankerstroms gegeben.
Schritt (b)
Als Nächstes wird die Amplitude sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Stromkomponente i_d1 und i_q1 in eine Amplitude derselben in dem d-q-Koordinatensystem als d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d2und i_q2 umgewandelt; diese Umwandlung sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Stromkomponente i_d1 und i_q1 wird durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt:
[Gleichung 27]

i_d2 = √2/3·i_d1

[Gleichung 28]

i_q2 = √2/3·i_q1

Schritt (c)
Die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d2 und i_q2 werden gemäß den folgenden Gleichungen in d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d3 und i_q3 umgewandelt, deren Phase erlaubt, dass der Amplitudenwert eines Stroms in der U-Phasenwicklung vollständig hin zu der V-Phasenwicklung fließt.
Mit anderen Worten, die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d2 und i_q2 werden gemäß den folgenden Gleichungen in d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d3 und i_q3 umgewandelt, derart, dass der maximale Wert der d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d2 und i_q2 um 30 Grad eines elektrischen Winkels in der Phase vorauseilt:
[Gleichung 29]

i_d3 = √3/2·i_d2

[Gleichung 30]

i_q3 = √3/2·i_q2

Schritt (d)
Um eine Analyse basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren auszuführen, werden die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d3 und i_q3 basierend auf der Amplitude i_a und dem gesteuerten Phasenwinkel θc des Ankerstroms gemäß den folgenden Gleichungen in Dreiphasenwicklungsströme i_u, i_v und i_w umgewandelt:
[Gleichung 31]

i_u = √3/2·i_a·sinθc

[Gleichung 32]

i_v = √3/2·i_a·sin(θc – 2π/3)

[Gleichung 33]

i_w = √3/2·i_a·sin(θc – 4π/3)

Während diese Dreiphasenströme i_u, i_v und i_w jeweils den Dreiphasenwicklungen des Motormodells 110, das in 10 dargestellt ist, zugeführt werden, wird eine Analyse mit dem Infinite-Elemente-Verfahren durchgeführt; dies resultiert darin, dass das Ausgangsdrehmoment T₁ des Motors 110 und Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₃₆ mit den jeweiligen Dreiphasenwicklungen pro Längeneinheit der laminierten Dicke t₀ des Statorkerns, der in 1 dargestellt ist, berechnet werden.
Es sei bemerkt, dass, als eine Analysebedingung, der Rotor fest ist, derart, dass sich die d- und q-Achsen bei der Drehposition, die in 5 dargestellt ist, befinden. Mit anderen Worten, die d-Achse des Rotors ist zu dem Mittelabschnitt zwischen den Schlitzen ➀ und ➁ gerichtet. Bei dem Rotor, der sich bei der Drehposition, die in 5 dargestellt ist, befindet, werden die Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₃₆ mit den jeweiligen Dreiphasenwicklungen pro Längeneinheit der laminierten Dicke t₀ des Statorkerns durch ein Integrieren des Vektorpotenzials A an jedem Punkt jeder der Dreiphasenwicklungen längs derselben berechnet. Das gleich gilt bei dreidimensionalen Dreiphasenwicklungen des Stators.
Schritt (e)
Als eine d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3 wird eine d-Achsen-Flusskopplungsanzahl mit in Reihe verbundenen Zweiphasenwicklungen der Sternkonfiguration der Dreiphasenwicklungen, die entlang der d-Achse gerichtet ist, berechnet. Zum Beispiel verwendet dieses Berechnen der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3 eine Beziehung, die darin besteht, dass die Hälfte einer Induktivität L_xy, zwischen zwei Anschlüssen der Sternkonfiguration äquivalent zu der d-Achsen-Induktivität L_d ist; diese Beziehung wird durch ”L_d = 1/2 × L_xy” ausgedrückt.
Es sei bemerkt, dass, während die Drehposition des Rotors geändert wird, wenn eine Induktivität zwischen den zwei Anschlüssen der Dreiphasenwicklungen bei der Sternkonfiguration ein maximaler Wert wird, auf diese maximale Induktivität als ”L_max” Bezug genommen wird, und wenn sie ein minimaler Wert wird, auf diese minimale Induktivität als ”L_min” Bezug genommen wird. Ein Verwenden der maximalen und minimalen Induktivitäten L_max und L_min erlaubt, dass die d-Achsen-Induktivität L_d als ”L_d = L_max/2” dargestellt werden kann, und dass die q-Achsen-Induktivität L_q als ”L_q = L_min/2” dargestellt werden kann.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, werden bei dem ersten Ausführungsbeispiel eine erste Drehposition des Rotors, wenn die Induktivität zwischen den zwei Anschlüssen der Dreiphasenwicklungen bei der Sternkonfiguration die maximale Induktivität L_max wird, und eine zweite Drehposition des Rotors, wenn die Induktivität zwischen den zwei Anschlüssen der Dreiphasenwicklungen bei der Sternkonfiguration die minimale Induktivität L_min wird, verwendet. Wenn sich der Rotor bei einer dazwischenliegenden Drehposition θx des Rotors zwischen den ersten und zweiten Drehpositionen befindet, haben die gemessenen Induktivitäten L_u, L_v und L_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen eine vorbestimmte Beziehung zu den d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q. Die vorbestimmte Beziehung erlaubt daher, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q basierend auf den gemessenen Induktivitäten L_u, L_v und L_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen erhalten werden können.
Es sei bemerkt, dass angenommen wird, dass die d-Achsen-Stromkomponente i_d3, die durch die Gleichung [29] ausgedrückt wird, jeweils von den Abschnitten, die in die Schlitzen ➈, ➉,
und
eingebaut sind, zu den Abschnitten, die in die Schlitzen ➂, ➃, ➄ und ➅ eingebaut sind, fließt.
Zu dieser Zeit ist die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) durch die folgende Gleichung gegeben:
[Gleichung 34]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₉ – ϕ₃) + (ϕ₁₀ – ϕ₄) + (ϕ₁₁ – ϕ₅) + (ϕ₁₂ – ϕ₆)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei Φ₉, Φ₁₀, Φ₁₁, Φ₁₂, Φ₅, Φ₆, Φ₇ und Φ₈ jeweils Flusskopplungskomponenten entsprechen, die mit den Abschnitten, die in die Schlitze ➈, ➈,
➂, ➃, ➄ und ➅ eingebaut sind, gekoppelt sind, N_S die Anzahl von Windungen jedes der Abschnitte, die in die Schlitze ➈, ➉,
➂, ➃, ➄ und ➅ eingebaut sind, in einem entsprechenden der Schlitze darstellt, t die laminierte Dicke des Statorkerns darstellt, P_n die Anzahl von Polpaaren darstellt, wie ”6/2 = 3” bei dem Motor 110, der in 1 dargestellt ist.

Um Welligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors enthalten sind, zu reduzieren, kann der Rotor entworfen sein, um unterschiedliche Formen zu haben, die basierend auf den jeweiligen Polpaaren einzeln bestimmt sind. In diesem Fall wird die Berechnung der Gleichung [34] wiederholt für die jeweiligen 36 Schlitze ausgeführt; dies kann den Ausdruck P_n der Gleichung [34] reduzieren.
Auf ähnliche Weise wird eine q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) mit in Reihe verbundenen Zweiphasenwicklungen der Sternkonfiguration der Dreiphasenwicklungen, die entlang der q-Achse gerichtet ist, gemäß der folgenden Gleichung [35] berechnet, unter der Annahme, dass die d-Achsen-Stromkomponente i_d3, die durch die Gleichung [29] ausgedrückt wird, von den Abschnitten, die in die Schlitze
➀, ➁ und ➂ eingebaut sind, zu den Abschnitten, die in die Abschnitte ➅, ➆, ➇ und ➈ eingebaut sind, fließt:
[Gleichung 35]

Ψ_q3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₁₂ – ϕ₆) + (ϕ₁ – ϕ₇) + (ϕ₂ – ϕ₈) + (ϕ₃ – ϕ₉)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei Φ₁₂, Φ₁, Φ₂, Φ₃, Φ₆, Φ₇, Φ₈ und Φ₉ jeweils Flusskopplungskomponenten entsprechen, die mit den Abschnitten, die in die Schlitze
➀, ➁ und ➂, und den Abschnitten, die in die Schlitze ➅, ➆, ➇ und ➈ eingebaut sind, verbunden sind; N_S die Anzahl von Windungen jedes der Abschnitte, die in die Schlitze
➀, ➁, ➂, ➅, ➆, ➇ und ➈ eingebaut sind, in einem entsprechenden der Schlitze darstellt.

Schritt (f)
D-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q zwischen zwei Anschlüssen der Dreiphasenwicklungen 151, 152 und 153 bei der Sternkonfiguration in dem stationären Koordinatensystem, das in 6 dargestellt ist, werden gemäß den folgenden Gleichungen berechnet:
[Gleichung 36]

L_d3(i_d1, i_q1) = Ψ_d3(i_d1, i_q1)/i_d3

[Gleichung 37]

L_q3(i_d1, i_q1) = Ψ_q3(i_d1, i_q1)/i_q3

Schritt (g)
Die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q werden gemäß den folgenden Gleichungen unter Verwendung der Beziehung, die darstellt, dass die d-Achsen-Induktivität L_d die Hälfte der maximalen Induktivität L_max beträgt, und der Beziehung, die darstellt, dass die q-Achsen-Induktivität L_q die Hälfte der maximalen Induktivität L_min beträgt, berechnet:
[Gleichung 38]

L_d(i_d1, i_q1) = 1/2 × L_d3(i_d1, i_q1)

[Gleichung 39]

L_q(i_d1, i_q1) = 1/2 × L_q3(i_d1, i_q1)

Die Beschreibungen, die mit den Gleichungen [34] und [35] zusammenhängen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, zeigen, wie die Anzahl von Flusskopplungen, die bei der Konfiguration des Motors M1, dessen Querschnitt in 5 dargestellt ist, erzeugt werden, erhalten werden kann.
Genauer gesagt wird, wenn eine d-Achsen-Stromkomponente zugeführt wird, um durch eine Wicklung zu fließen, eine d-Achsen-Flusskopplungskomponente, die mit der Wicklung gekoppelt ist, erfasst, so dass die Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) basierend auf der erfassten d-Achsen-Flusskomponente erhalten wird.
Auf ähnliche Weise wird, wenn eine q-Achsen-Stromkomponente zugeführt wird, um durch eine Wicklung zu fließen, eine q-Achsen-Flusskopplungskomponente, die mit der Wicklung gekoppelt ist, erfasst, so dass die Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) basierend auf der erfassten q-Achsen-Flusskomponente erhalten wird.
Weitere Verfahren, die physikalisch und technisch zu dem Verfahren zum Erhalten der Flusskopplungsanzahl gemäß den Gleichungen [34] und [35], die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, äquivalent sind, können in ihren jeweiligen anderen Ausdrucksformen gezeigt werden.
Eines der weiteren Verfahren zum Erhalten der Anzahl von Flusskopplungen wird im Folgenden schematisch beschrieben. Dieses eine der weiteren Verfahren ist konfiguriert, um zuerst die positiven und negativen Vorzeichen, die den Flusskopplungen jeweils mit den Abschnitten der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, zugewiesen sind, neu zu definieren.
Als Nächstes ist das eine der weiteren Verfahren konfiguriert, um die Anzahl von d-Achsen-Flusskopplungen und die von q-Achsen-Flusskopplungen basierend auf den neu definierten Flusskopplungen jeweils mit den Abschnitten der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, zu erhalten.
Wie das Vorzeichen jeder der Flusskopplungen Φ₁ bis Φ₁₂ jeweils mit den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen der Abschnitte, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, zu definieren ist, wird im Folgenden beschrieben.
Genauer gesagt wird das Vorzeichen jeder der Flusskopplungen Φ₁ bis Φ₁₂ derart bestimmt, dass die d-Achsen-Flusskopplungskomponente einer entsprechenden der Flusskopplungen Φ₁ bis Φ₁₂ basierend auf der geometrischen Positionsbeziehung zwischen jedem der Schlitze ➀ bis
und der d-Achse positiv wird.
Zum Beispiel werden in 5 die Flusskopplungskomponenten Φ₈, Φ₉, Φ₁₀, Φ₁₁, Φ₁₂ und Φ₁ jeweils mit den Abschnitten der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, die in die Schlitze ➇, ➈, ➉,
und ➀ eingebaut sind, unverändert in dem Vorzeichen einer Messung beibehalten; diese Abschnitte, die in die Schlitze ➇, ➈, ➈,
und ➀ eingebaut sind, sind hinsichtlich der d-Achse bei einer Seite (zum Beispiel der unteren Seite in 5) angeordnet.
Im Gegensatz dazu werden die Flusskopplungskomponenten Φ₇, Φ₆, Φ₅, Φ₄, Φ₃ und Φ₂ jeweils mit den Abschnitten der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, die in die Schlitze ➆, ➅, ➄, ➃, ➂ und ➁ eingebaut sind, in dem Vorzeichen einer Messung durch ein Multiplizieren derselben mit –1 geändert; diese Abschnitte, die in die Schlitze ➆, ➅, ➄, ➃, ➂ und ➁ eingebaut sind, sind hinsichtlich der d-Achse bei der anderen Seite (zum Beispiel der oberen Seite in 5) angeordnet.
Ein Multiplizieren jeder der Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₁₂, von denen einige wie im Vorhergehenden dargelegt in dem Vorzeichen einer Messung geändert sind, mit der Anzahl N von Windungen eines entsprechenden der Abschnitte der Dreiphasenwicklungen, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, liefert die Anzahl jeder der Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₁₂, die mit einem entsprechenden der Abschnitte der Dreiphasenwicklungen, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, gekoppelt sind.
Danach werden die Flusskomponenten Φ₁ bis Φ₁₂, die mit einem entsprechenden der Schlitze ➀ bis
gekoppelt sind, zueinander addiert, und der Ergebniswert der Addition wird mit der Anzahl P_n von Polpaaren und mit dem Verhältnis ”t_c/t₀” der laminierten Dicke t_c des Statorkerns zu der Längeneinheit t₀ der laminierten Dicke desselben multipliziert. Diese Berechnungen erlauben, dass Ψ_d3(i_d1, i_q1) erhalten werden kann.
Die obere Seite der d-Achse und die untere Seite derselben stellen die Richtung jedes der Abschnitte der Dreiphasenwicklungen, die in die Schlitze ➀ bis
eingebaut sind, dar. In diesem Sinne sind in 5 die U-Phasenwicklung, die aus dem Abschnitt, der in den Schlitz ➀ eingebaut ist, und dem Abschnitt, der in den Schlitz ➆ eingebaut ist, besteht, und die U-Phasenwicklung, die aus dem Abschnitt, der in den Schlitz ➁ eingebaut ist, und dem Abschnitt, der in den Schlitz ➇ eingebaut ist, besteht, miteinander in Reihe verbunden, um die U-Phasenspule zu bilden. Aus diesem Grund ist es unmöglich, das Paar von Abschnitten, die in den Schlitz ➀ und den Schlitz ➆ eingebaut sind, von dem Paar von Abschnitten, die in den Schlitz ➁ und dem Schlitz ➇ eingebaut sind, zu trennen und die Vorzeichen der jeweiligen Paare einzeln zu ändern.
Genauer gesagt ist in 5 die elektromagnetische Kraft, die durch den U-Phasenstrom induziert wird, entlang der q-Achse gerichtet, und daher induziert der U-Phasenstrom, der durch die U-Phasenspule fließt, keine d-Achsen-Stromkomponente. Aus diesem Grund heben sich die d-Achsen-Flusskopplungskomponente, die mit dem Paar von Abschnitten der U-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➀ und ➆ eingebaut ist, und die des Paars von Abschnitten der U-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➁ und ➇ eingebaut ist, gegenseitig auf. Weil das Paar von Abschnitten der U-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➀ und ➆ eingebaut ist, und das Paar von Abschnitten der U-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➁ und ➇ eingebaut ist, miteinander in Reihe verbunden sind, werden die positiven und negativen Vorzeichen, die den jeweiligen Abschnitten der U-Phasenwicklung, die in die Schlitze ➀ und ➆ und in die Schlitze ➁ und ➇ eingebaut sind, neu bestimmt.
Diese Beschreibungen können durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
[Gleichung 39A]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₉ + ϕ₁₀ + ϕ₁₁ + ϕ₁₂ – ϕ₆ – ϕ₅ – ϕ₄ – ϕ₃) + (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈)} × N_s × (t_c/t₀) × P_n

In 5 wird der Ausdruck (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈) null, so dass die Gleichung [39A] mit der Gleichung [34] übereinstimmt.
Diese Beschreibungen für die d-Achse können für die q-Achse aufgestellt werden. Genauer gesagt kann die folgende Gleichung [39B] erreicht werden:
[Gleichung 39B]

Ψ_q3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₁₂ + ϕ₁ + ϕ₂ + ϕ₃ – ϕ₆ – ϕ₇ – ϕ₈ – ϕ₉) + (ϕ₄ – ϕ₁₀ + ϕ₅ – ϕ₁₁)} × N_s × (t_c/t₀) × P_n

In 5 wird der Ausdruck (ϕ₄ – ϕ₁₀ + ϕ₅ – ϕ₁₁), der dem Paar von Abschnitten der W-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➃ und ➉ eingebaut ist, und dem Paar von Abschnitten der W-Phasenwicklung, das in die Schlitze ➄ und
eingebaut ist, entspricht, null, so dass die Gleichung [39B] mit der Gleichung [35] übereinstimmt.
Als Nächstes wird der Fall betrachtet, dass der Rotor von dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, im Uhrzeigersinn um einen Winkel, der niedriger als ein vorbestimmter Winkel ist, der 1 Schlitzteilung entspricht, gedreht ist. In diesem Zustand fließt eine positive d-Achsen-Stromkomponente durch die Abschnitte der U-Phasenwicklung, die in die Schlitze ➀ und ➆ und die Schlitze ➁ und ➇ eingebaut sind, so dass der Ausdruck (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈) nicht gleich null ist; dies resultiert darin, dass der zweite Ausdruck (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈) in den Klammern der Gleichung [39A] wirksam wird.
Im Gegensatz dazu wird der Fall betrachtet, dass der Rotor von dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, gegen den Uhrzeigersinn um einen Winkel, der niedriger als der vorbestimmte Winkel ist, der 1 Schlitzteilung entspricht, gedreht ist. In diesem Zustand fließt eine negative d-Achsen-Stromkomponente durch die Abschnitte der U-Phasenwicklung, die in die Schlitze ➀ und ➆ und die Schlitze ➁ und ➇ eingebaut sind, so dass das Vorzeichen des Ausdrucks (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈) umgekehrt werden muss; dies resultiert darin, dass die Anzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungskomponenten durch die folgende Gleichung dargestellt wird:
[Gleichung 39C]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₉ + ϕ₁₀ + ϕ₁₁ + ϕ₁₂ – ϕ₆ – ϕ₅ – ϕ₄ – ϕ₃) – (ϕ₁ – ϕ₇ + ϕ₂ – ϕ₈)} × N_s × (t_c/t₀) × P_n

Das gleiche gilt für die q-Achse. Genauer gesagt wird der Fall betrachtet, dass der Rotor von dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, im Uhrzeigersinn um einen Winkel, der niedriger als ein vorbestimmter Winkel ist, der 1 Schlitzteilung entspricht, gedreht ist. In diesem Zustand fließt eine positive q-Achsen-Stromkomponente durch die Abschnitte der W-Phasenwicklung, die in die Schlitze ➃ und ➉ und die Schlitze ➄ und
eingebaut sind, so dass der Ausdruck (ϕ₄ – ϕ₁₀ + ϕ₅ – ϕ₁₁) ungleich null ist; dies resultiert darin, dass der zweite Term (ϕ₄ – ϕ₁₀ + ϕ₅ – ϕ₁₁) in den Klammern der Gleichung [39B] wirksam wird.
Im Gegensatz dazu wird der Fall betrachtet, dass der Rotor von dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, gegen den Uhrzeigersinn um einen Winkel, der niedriger als der vorbestimmte Winkel ist, der 1 Schlitzteilung entspricht, gedreht ist. In diesem Zustand fließt eine negative q-Achsen-Stromkomponente durch die Abschnitte der W-Phasenwicklung, die in die Schlitze ➃ und ➉ und die Schlitze ➄ und
eingebaut sind, so dass das Vorzeichen des Ausdrucks (ϕ₄ – ϕ₁₀ + ϕ₅ – ϕ₁₁) umgedreht werden muss; dies resultiert darin, dass die Anzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) von q-Achsen-Flusskopplungskomponenten durch die folgende Gleichung dargestellt wird:
[Gleichung 39D]

Wie im Vorhergehenden dargelegt, ist es, selbst wenn die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) und die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) erhalten werden müssen, wenn der Rotor geringfügig im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn von dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, gedreht ist, möglich, diese unter der Verwendung mindestens einer der Gleichungen [39A] bis [39D] zu berechnen.
Zusätzlich ist es, wenn der Rotor im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn um den vorbestimmten Winkel 1 Schlitzteilung gedreht ist, möglich, die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) und die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) zu berechnen, während das Motormodell, das auf der Analyse des Infinite-Elemente-Verfahrens basiert, zu dem Rotorzustand, der in 5 dargestellt ist, zurückgebracht wird.
Der Wert sowohl der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1), der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1), der d-Achsen-Induktivität L_d3(i_d1, i_q1) als auch der q-Achsen-Induktivität L_q3(i_d1, i_q1) kann verwendet werden, um durch mindestens eine vorbestimmte Regel innerhalb des Geltungsbereichs der Beschreibungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, umgewandelt zu werden.
Es sei bemerkt, dass ein Tabellenblatt zum Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q vorgesehen sein kann. Eine Eingabe der Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₃₆ und des Vektorpotenzials A, das durch die Analyse mit dem Infinite-Elemente-Verfahren berechnet worden ist, in das Tabellenblatt erlaubt, das die Gleichungen [27] bis [39] einfach berechnet werden können. Daher werden die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) des Ankerstroms (i_d1, i_q1) als die Datentabelle T1, die in 9 dargestellt ist, erhalten.
Die L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) des Ankerstroms (i_d1, i_q1) erlauben, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d1, i_q1) und Ψ_q(i_d1, i_q1) gemäß den folgenden Gleichungen berechnet werden können:
[Gleichung 40]

Ψ_d(i_d1, i_q1) = L_d(i_d1, i_q1) × i_d1

[Gleichung 41]

Ψ_q(i_d1, i_q1) = L_q(i_d1, i_q1) × i_q1

In Übereinstimmung mit den Flusskopplungsanzahlen Ψ_d3(i_d1, i_q1) und Ψ_q3(i_d1, i_q1), die durch die Gleichungen [34] und [35] erhalten werden, können die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d1, i_q1) und Ψ_q(i_d1, i_q1) direkt berechnet werden, ohne die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) direkt zu berechnen.
Die direkte Berechnung der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d1, i_q1) und Ψ_q(i_d1, i_q1) kann gemäß den folgenden Gleichungen [42] und [43], die unter Verwendung der Gleichungen [38], [39], [27], [28], [29], [30] und [34] erhalten werden, berechnet werden:
[Gleichung 42]

Ψ_d(i_d1, i_q1) = L_d(i_d1, i_q1) × i_d1 = 1/2 × L_d3(i_d1, i_q1) × i_d2/√2/3 = 1/2 × L_d3(i_d1, i_q1) × i_d3/(√3/2) × 1/√2/3 = 1/√2 × L_d3(i_d1, i_q1) × i_d3 = 1/√2 × Ψ_d3(i_d1, i_q1)

[Gleichung 43]

Ψ_q(i_d1, i_q1) = 1/√2 × Ψ_d3(i_d1, i_q1)

In Übereinstimmung mit den Gleichungen [27] bis [43], die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, erlaubt eine Verwendung der Flusskopplungskomponenten Φ₁ bis Φ₃₆ und des Vektorpotenzials A, das durch die Analyse mit dem Infinite-Elemente-Verfahren berechnet worden ist, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d1, i_q1) und Ψ_q(i_d1, i_q1) und/oder die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) bei jedem Betriebspunkt (i_d1, i_q1) des Ankerstroms erhalten werden können.
Wenn bis zu 100 Betriebspunkte der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q ausgewählt sind, werden die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d1, i_q1) und Ψ_q(i_d1, i_q1) der jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkte durch den Computer unter Verwendung der Analyse mit dem Infinite-Elemente-Verfahren berechnet. Das Resultat des Berechnens erlaubt, dass die Datentabelle T1 mit der (10 × 10)-Anordnungsgröße, die in 10 dargestellt ist, erzeugt werden kann, und die erzeugte Datentabelle T1 ist in dem Steuerungssystem CS gespeichert worden (siehe 4).
Es sei bemerkt, das der Berechnungsaufwand, der erforderlich ist, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten zu erhalten, bei einer gegenwärtig normalen Verarbeitungsrate in einer vergleichsweise kurzen Zeit ausgeführt werden kann; dies kann der Entwurfsentwicklung des Steuerungssystems CS eine geringe Last auferlegen. Auf ähnliche Weise kann die Datenkapazität der Tabelle T1 dem tatsächlichen Niveau der Speicherkapazität eines normalen Speichers, der in das Steuerungssystem CS eingebaut ist, ebenfalls eine geringe Last auferlegen.
35 stellt einen Zweipol- und Sechsschlitz-Dreiphasenmotor M10 schematisch dar. Jede Phasenspule des Motors M10 ist mit verkürztem Schritt, konzentriert und nicht überlappend gewickelt. Das nicht überlappende Wickeln bedeutet, dass U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen voneinander getrennt sind, während sie physikalisch nicht miteinander überlappen, wie die Dreiphasen- und Durchmesserwicklung. Bezugszeichen TBU1 und TBU2 stellen U-Phasenzähne eines Stators 344 des Motors M10 dar. Auf ähnliche Weise stellen Bezugszeichen TBV1 und TBV2 V-Phasenzähne des Stators 344 dar, und Bezugszeichen TBW1 und TBW2 stellen W-Phasenzähne desselben dar. Das Bezugszeichen 344a stellt ein Rückjoch des Stators 344 dar.
36 ist eine entwickelte Ansicht der inneren Peripherie des Stators 344 in einer umfangsmäßigen Richtung desselben; diese entwickelte Ansicht stellt die inneren peripheren Oberflächen der Zähne TBU1 und TBU2, TBV1 und TBV2 und TBW1 und TBW2 des Stators 344, die der äußeren Peripherie eines Rotors 345 gegenüberliegen, dar. In 36 stellt die horizontale Achse einen elektrischen Winkel dar. In 36 stellen Bezugszeichen U, V und W Dreiphasenanschlüsse des Motors M10 dar, und das Bezugszeichen N stellt einen neutralen Punkt der Sternkonfiguration der Dreiphasenwicklungen dar. Das Bezugszeichen 345a stellt eine Mehrzahl von Permanentmagneten dar, die an der äußeren Peripherie eines Rotorkerns 345b des Rotors 345 angebracht sind, um umfangsmäßig mit regelmäßigen Intervallen angeordnet zu sein.
Obwohl die Motorstruktur unterschiedlich zu dem Motor M1 ist, der in 5 dargestellt ist, kann ein Verfahren, das ähnlich zu dem Verfahren zum Berechnen der Datentabelle T1, die im Zusammenhang mit dem Motormodell, das in 5 dargestellt ist, steht, verwendet werden. Um das Verständnis davon zu erleichtern, wie die Datentabelle T1 erhalten werden kann, wird der Vierpol- und 6-Schlitz-Dreiphasenmotor M10 zu einem Zweipol- und 3-Schlitz-Dreiphasenmotor M10A, der in 23 dargestellt ist, vereinfacht.
Wie in 23 dargestellt, ist der Motor M10A mit einem U-Phasenstatorpol 301, einem V-Phasenstatorpol 302 und einem W-Phasenstatorpol 303 versehen. Eine U-Phasenwicklung
und
ist um den U-Phasenstatorol 301 gewickelt, um eine U-Phasenspule zu bilden, eine V-Phasenwicklung
und
ist um den V-Phasenstatorpol 302 gewickelt, um eine V-Phasenspule zu bilden, und eine W-Phasenwicklung
und
ist um den W-Phasenstatorpol 303 gewickelt, um eine W-Phasenspule zu bilden. Ein Rotor 304 des Motors M10 hat einen ähnlichen ausgeprägten Aufbau wie der Motor M1. Genauer gesagt ist eine Mehrzahl von Flussbarrieren (Spalten) 304a so in dem Rotor 304 gebildet, um mit Intervallen zwischen denselben parallel zu einem Durchmesser des Rotors 304 angeordnet zu sein.
Der Aufbau des Motors M10A wird im Folgenden im Vergleich zu dem des Motors M1, der in 5 dargestellt ist, beschrieben. Die U-Phasenwicklung, die in den ersten, zweiten, siebten und achten Schlitzen ➀, ➁, ➆ und ➇ verteilt gewickelt ist, entspricht der U-Phasenwicklung
und
Die U-Phasenwicklung
und
hat eine Wicklung mit verkürztem Schritt, und sie hat die gleiche Phase eines Stroms, einer Spannung und eines magnetischen Flusses wie die U-Phasenwicklung 151.
Auf ähnliche Weise hat die V-Phasenwicklung
und
eine Wicklung mit verkürztem Schritt und die gleiche Phase eines Stroms, einer Spannung und eines magnetischen Flusses wie die V-Phasenwicklung 152, und die W-Phasenwicklung
und
hat eine Wicklung mit verkürztem Schritt und die gleiche Phase eines Stroms, einer Spannung und eines magnetischen Flusses wie die W-Phasenwicklung 153.
Bei dem Aufbau des Motors M10A ist es erforderlich, die Gleichung [34] in die folgende Gleichung umzuwandeln, um so, als die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3, eine d-Achsen-Flusskopplungsanzahl mit in Reihe verbundenen Zweiphasenwicklungen der Sternkonfiguration der Dreiphasenwicklungen, die entlang der d-Achse gerichtet ist, zu berechnen:
[Gleichung 44]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(ϕ₁₇ – ϕ₁₈) + (ϕ₁₆ – ϕ₁₅)} × N_s × t_c/t₀ × P_n

Bei dem Motormodell M10A, das in 23 dargestellt ist, sind keine Zähne mit einer Phasendifferenz von 90 Grad eines elektrischen Winkels zwischen denselben vorgesehen und, auf ähnliche Weise, sind keine Wicklungen mit einer Phasendifferenz von 90 Grad eines elektrischen Winkels vorgesehen. Aus diesem Grund können, um die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3 des Motors M10A äquivalent zu der bei dem Motor M1, der im Vorhergehenden dargelegt worden ist, zu berechnen, verschiedene Korrekturverfahren angewandt werden. Ein Beispiel für die verschiedenen Korrekturverfahren wird im Folgenden beschrieben.
Um das Modell des Motors M10A äquivalent zu dem des Motors M1, der in 6 dargestellt ist, zu machen, wird die Drehposition des Rotors 304 des Motors M10A um einen elektrischen Winkel von 90 Grad von der, die in 23 dargestellt ist, verschoben. Zusätzlich werden die d- und q-Achsen-Positionen korrigiert, und die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme werden korrigiert, um dem d-Achsen-Strom i_d1 und dem q-Achsen-Strom i_q1, die einer beliebigen Amplitude eines Ankerstroms i_a, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen besteht, und einem gesteuerten Phasenwinkel θc des Ankerstroms i_a entsprechen, um einen elektrischen Winkel von 90 Grad vorauszueilen.
Da die Dreiphasenströme denen, die in 23 dargestellt sind, um einen elektrischen Winkel von 90 Grad vorauseilen, ist eine gesamte magnetomotorische Kraft, die durch die Dreiphasenströme verursacht wird, so in dem d-q-Koordinatensystem gerichtet, um mit der identisch zu sein, die durch die Dreiphasenwicklungen, die in 23 dargestellt sind, verursacht wird. Auf die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme, bei denen die Drehposition des Rotors 304 des Motors M10A um einen elektrischen Winkel von 90 Grad von der, die in 23 dargestellt ist, verschoben ist, wird als d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d1X und i_q1X Bezug genommen. Der Ankerstrom i_a, der aus den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen i_d1X und i_q1X besteht und ein Flusskopplungsvektor Ψ_a, der demselben entspricht, ist in 24 dargestellt.
In dieser Situation wird die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3 des Motors M10A gemäß der folgenden Gleichung unter Verwendung der Analyse, die auf dem Infinite-Elemente-Verfahren basiert, berechnet:
[Gleichung 45]

Ψ_d3(i_d1X, i_q1X) = {(ϕ₁₈ – ϕ₁₇) + (ϕ₁₅ – ϕ₁₆)} × N_s × t_c/t₀ × Pn
wobei N_S die Anzahl von Windungen jedes Schlitzes darstellt, t_c die laminierte Dicke des Statorkerns darstellt, P_n die Anzahl von Polpaaren, wie ”4/2 = 2”, bei dem Motor M10, der in 35 dargestellt ist, darstellt.

Wie die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1), die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) und die Datentabelle T1 berechnet werden können, ist wie im Vorhergehenden gemäß den Gleichungen [27] bis [43] dargelegt beschrieben worden.
Das Korrekturverfahren, das im Vorhergehenden dargelegt worden ist, ist erforderlich, um die q-Achsen-Flusskopplungszahl Ψ_d3 des Motors M10A durch einen Mikroprozessor unter Verwendung des Infinite-Elemente-Verfahrens zu berechnen. Dies liegt daran, dass die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 301, 302 und 303 in der Phase verteilt mit Intervallen von 120 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels angeordnet sind. Auf ähnliche Weise sind die U-Phasenwicklung
und
die V-Phasenwicklung
und
und die W-Phasenwicklung
und
mit Intervallen von 120 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels verteilt angeordnet. Diese verteilte Anordnung mit der Phasendifferenz von 120 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels kann es schwierig machen, die Flusskopplungsanzahlen, die Induktivitäten und Ähnliches mit der Phasendifferenz von 90 Grad auszudrücken.
Zusätzlich ist der Rotorkern des Rotors 304 derart konfiguriert, dass die Spalte 304a und die dünnen magnetischen Wege abwechselnd angeordnet sind; diese Konfiguration liefert eine diskrete magnetische Impedanz. Daher ist es, wenn das Niveau der Diskretheit größer als ein vorbestimmtes Niveau ist, notwendig, dies zu adressieren.
Diese Diskretheit kann bei dem Motor M1 mit einer Durchmesser- und verteilten Wicklung, der in 5 dargestellt ist, erscheinen. Wenn die Flusskopplungsanzahlen, die Induktivitäten und Ähnliches bezüglich den d- und q-Achsen berechnet werden, ist es zweckmäßig, dass die Dreiphasenwicklungen mit Intervallen von 90 Grad eines elektrischen Winkels in der Phase angeordnet sind.
Bei dem Motormodell M1, das in 5 dargestellt ist, ist es, weil die zwölf Schlitze und zwölf Wicklungen innerhalb des Bereichs von 360 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels angeordnet sind, möglich, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen mit einem geringen Einfluss auf die Diskretheit zu berechnen. Auf ähnliche Weise liefert die Tatsache, dass die Anzahl von Schlitzen des Stators ein ganzzahliges Vielfaches von 4 ist, Statorwicklungen, die mit Intervallen von 90 Grad eines elektrischen Winkels angeordnet sind, was es möglich macht, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen ohne weiteres gleichzeitig zu berechnen. Wenn jedoch die Anzahl von Schlitzen des Stators 6 oder 18 beträgt, sind keine Statorwicklungen mit Intervallen von 90 Grad eines elektrischen Winkels angeordnet, und daher ist es schwierig, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen gleichzeitig zu berechnen; dies erfordert einige Verfahren zum Adressieren solch eines diskreten Problems.
Eines von einigen Verfahren zum Adressieren eines solchen diskreten Problems ist das Korrekturverfahren, das in 23 und 24 dargestellt ist. Genauer gesagt wird die Drehposition des Rotors von der, die in 23 dargestellt ist, um 90 Grad eines elektrischen Winkels verschoben, so dass die Dreiphasenströme um 90 Grad eines elektrischen Winkels in der Phase gedreht werden; dies resultiert darin, dass der d-Achsen-Strom identisch mit dem q-Achsen-Strom ist. Daher ist es möglich, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungskomponenten und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen mit einem geringen Einfluss auf die Diskretheit zu berechnen.
Als Nächstes wird ein weiteres einiger Verfahren zum Adressieren eines solchen diskreten Problems im Folgenden beschrieben.
Zum Beispiel sind, bei einem Motor M10b, der in 25 dargestellt ist, sechs Schlitze und sechs Statorwicklungen W1 bis W6 innerhalb des Bereichs von 360 Grad eines elektrischen Winkels angeordnet; dies resultiert darin, dass die sechs Statorwicklungen W1 bis W6 mit Intervallen von 60 Grad eines elektrischen Winkels in der Phase angeordnet sind. Wenn ein Ankerstrom i_a, der aus den Dreiphasenwicklungsströmen besteht, den Dreiphasenwicklungen zugeführt wird, wird angenommen, dass eine magnetische Flussanzahl Ψ_a erzeugt wird, und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen werden berechnet.
Genauer gesagt wird die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
[Gleichung 46]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(ϕ_W5 – ϕ_W2) + (ϕ_W6 – ϕ_W3)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei Φ_W5, Φ_W2, Φ_W6 und Φ_W3 Flusskopplungskomponenten darstellen, die jeweils mit den Statorwicklungen W5, W2, W6 und W6 gekoppelt sind.

Was die q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_q3(i_d1, i_q1) angeht, ist es, weil sich keine Wicklungen auf der q-Achse, die in 25 dargestellt ist, befinden, schwierig, die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) unter Verwendung des Berechnungsverfahrens, das auf dem Motor M1, der in 5 dargestellt ist, basiert, das im Vorhergehenden dargelegt worden ist, zu berechnen.
Dann wird die Drehposition des Rotors 304X des Motors M10B um 30 Grad eines elektrischen Winkels von der, die in 25 dargestellt ist, verschoben, so dass die Dreiphasenströme um 30 Grad eines elektrischen Winkels in der Phase gedreht werden (siehe 26); dies resultiert darin, dass der d-Achsen-Strom identisch mit dem q-Achsen-Strom ist. Daher ist es möglich, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungskomponenten und die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen bei dieser Anordnung des Rotors 304X, die in 26 dargestellt ist, zu berechnen. Bei der Anordnung des Rotors 304X, die in 26 dargestellt ist, werden die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme als i_d1Y und i_q1Y dargestellt, und die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1Y, i_q1Y) wird mittels der folgenden Gleichung berechnet:
[Gleichung 47]

Ψ_d3(i_d1Y, i_q1Y) = {(ϕ_W1 – ϕ_W4) + (ϕ_W2 – ϕ_W5)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei Φ_W4 eine Flusskopplungskomponente, die mit der Statorwicklung W4 gekoppelt ist, darstellt.

Wie die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1), die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L₁(i_d1, i_q1) und die Datentabelle T1 berechnet werden können, ist im Vorhergehenden gemäß den Gleichungen [27] bis [43] dargelegt worden.
Genauer gesagt werden, bei der Anordnung des Rotors 304X, die in 26 dargestellt ist, die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q gemäß den folgenden Gleichungen unter Verwendung der Beziehung, die darstellt, dass die d-Achsen-Induktivität L_d die Hälfte der maximalen Induktivität L_max beträgt, wenn der Rotor 304X gedreht ist, und der Beziehung, die darstellt, dass die q-Achsen-Induktivität L_q die Hälfte der minimalen Induktivität L_min beträgt, wenn der Rotor 304X gedreht ist, berechnet:
[Gleichung 48]

Ld = Lmax/2

[Gleichung 49]

Lq = Lmin/2

Die gemessenen Induktivitäten L_u, L_v und L_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen bei jeder Drehposition des Rotors haben eine vorbestimmte Beziehung zu den d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q. Die vorbestimmte Beziehung erlaubt daher, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q basierend auf den gemessenen Induktivitäten L_u, L_v und L_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen erhalten werden können. Auf ähnliche Weise haben die gemessenen Flusskopplungsanzahlen Ψ_u, Ψ_v und Ψ_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen bei jeder Drehposition des Rotors eine vorbestimmte Beziehung zu den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungen Ψ_d und Ψ_q. Die vorbestimmte Beziehung erlaubt daher, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungen Ψ_d und Ψ_q basierend auf den gemessenen Flusskopplungsanzahlen Ψ_u, Ψ_v und Ψ_w der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen erhalten werden können.
Um Welligkeiten zu reduzieren, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors enthalten sind, kann der Rotor entworfen sein, um unterschiedliche Formen zu haben, die basierend auf den jeweiligen Polpaaren einzeln bestimmt sind. In diesem Fall wird die Berechnung der Gleichung [34] für die jeweiligen 36 Schlitze wiederholt ausgeführt, um so die Flusskopplungsanzahlen, die den jeweiligen Polpaaren entsprechen, zu integrieren; dies kann den Ausdruck P_n in den Gleichungen [34] und [35] reduzieren.
Zusätzlich zu den Motoraufbauten, die in 5 und 23 dargestellt sind, kann die vorliegende Erfindung auf verschiedene Typen von Motoren angewandt werden. Die Kombination des konzentrierten Dreiphasenstators mit dem Rotor mit Permanentmagneten an seiner Oberfläche, der in 36 dargestellt ist, kann Welligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors enthalten sind, verglichen mit dem Mehrflussbarrierenrotor, der in 23 dargestellt ist, stärker reduzieren.
Die jeweiligen Kombinationen eines beliebigen der verschiedenen Rotoraufbauten und eines beliebigen der verschiedenen Statoraufbauten haben unterschiedliche Charakteristiken, die von der Menge von Drehmomentwelligkeiten abhängen, unterschiedliche Eigenschaften bei konstanter Ausgangsleistung aufgrund einer Feldabschwächung, einen unterschiedlichen Fertigungsaufwand und/oder unterschiedliche Größen. Daher werden sie für viele Zwecke ausgewählt verwendet.
Die vorliegende Erfindung kann zum Beispiel auf verschiedene Typen von Rotoren, die in 36 und 52 bis 56 dargestellt sind, angewandt werden. Gemäß den Unterschieden der Anzahl von Phasen des Motors und/oder denen der Anzahl von Polen, können die Gleichungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, die erforderlich sind, um die Spannungen, die den Dreiphasenwicklungen zuzuführen sind, und die Ausgangsleistungen der jeweiligen Motoren zu steuern, je nach Notwendigkeit äquivalent umgeformt werden.
40 ist ein teilweiser axialer Querschnitt, der ein Beispiel eines weiteren Aufbaus eines bürstenlosen Motors 150 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt.
Der Motor 150 ist als ein Achtpol- und Dreiphasenmotor entworfen.
Genauer gesagt ist der Motor 150 mit einem im Wesentlichen ringförmig geformten Statorkern 14a eines Stators 14, einem Motorgehäuse 13, in das der Statorkern 14a eingebaut ist, und vier Statorwicklungen 15 bis 18, die in den Statorkern 14 eingebaut sind, versehen. Der Motor 150 ist ferner mit einem Rotor 12 versehen. Der Rotor 12 umfasst einen im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern 12a, der innerhalb des Statorkerns 14a mit einem Zwischenraum zwischen denselben drehbar angeordnet ist, und eine Rotorwelle 12b, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns 12a befestigt ist und durch das Motorgehäuse 13 mit einem Paar von Lagern 3 drehbar getragen ist.
Der Rotor 12 umfasst ferner eine Mehrzahl von Permanentmagneten 12c, die an der äußeren Peripherie des Rotorkerns 12a angebracht sind. Jede der Statorwicklungen 15 bis 18 hat im Wesentlichen eine Schleifenform in einer umfangsmäßigen Richtung des Statorkerns 14a.
41 ist eine entwickelte Ansicht der äußeren Peripherie des Rotors 12 des Motors, der in 40 dargestellt ist, in einer umfangsmäßigen Richtung desselben. Wie in 41 dargestellt, haben die Permanentmagnete 12c eine gleiche Form und Größe und sind auf der äußeren Peripherie des Rotorkerns 12a derart angeordnet, dass ihre N-Pole und S-Pole in einer umfangsmäßigen Richtung desselben miteinander abwechselnd sind. In 41 stellt die horizontale Achse einen mechanischen Drehwinkel des Rotors 12 in Grad dar. Zum Beispiel entspricht die Drehposition des Rotors 12 bei 360 Grad eines mechanischem Winkels 1440 Grad eines elektrischen Winkels.
Der Stator 14 hat vier U-Phasenstatorpole 19, vier V-Phasenstatorpole 20 und vier W-Phasenstatorpole 21. Die Statorpole 19, 20 und 21 haben ausgeprägte Auftauten zu dem Rotor 12.
43 ist eine entwickelte Ansicht der inneren Peripherie des Stators 14 des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, in einer umfangsmäßigen Richtung desselben. Die U-Phasenstatorpole sind auf einem umfangsmäßigen Rand der inneren Peripherie des Stators 14 mit regelmäßigen Intervallen (Teilungen) angeordnet. Auf ähnliche Weise sind die W-Phasenstatorpole 21 auf dem anderen umfangsmäßigen Rand der inneren Peripherie des Stators 14 mit regelmäßigen Intervallen (Teilungen) angeordnet. Die V-Phasenstatorpole 20 sind so auf dem Zwischenabschnitt der inneren Peripherie des Stators 14 mit regelmäßigen Intervallen (Teilungen) angeordnet; dieser Zwischenabschnitt der inneren Peripherie des Stators 14 ist zwischen dem einen und dem anderen umfangsmäßigen Rand angeordnet. Auf die vier U-Phasenstatorpole 19 wird zusammen als ”U-Phasenstatorpolgruppe” Bezug genommen, auf die vier V-Phasenstatorpole 20 wird zusammen als ”V-Phasenstatorpolgruppe” Bezug genommen, und auf die vier W-Phasenstatorpole 21 wird zusammen als ”W-Phasenstatorpolgruppe” Bezug genommen.
Zusätzlich wird auf die U-Phasenstatorpolgruppe und die W-Phasenstartorpolgruppe, die jeweils auf dem einen und dem anderen Rand der inneren Peripherie des Stators 14 angeordnet sind, als ”Randstatorpolgruppe” Bezug genommen. Zusätzlich wird auf die V-Phasenstatorpolgruppe, die auf dem Zwischenabschnitt der inneren Peripherie des Stators 14 angeordnet ist, als ”Zwischenstatorpolgruppe” Bezug genommen.
Mit anderen Worten sind die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpolgruppen entlang einer Richtung parallel zu einer axialen Richtung des Stators 14 verschoben.
Zusätzlich zu der axial verschobenen Anordnung der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpolgruppen sind die umfangsmäßigen Positionen der U-Phasenstatorpole 19, der V-Phasenstatorpole 20 und der W-Phasenstatorpole 21 zueinander verschoben.
Genauer gesagt sind die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpolgruppen umfangsmäßig verschoben, um Phasendifferenzen von 30 Grad eines mechanischen Winkels und 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben. Gestrichelte Linien stellen die Permanentmagnete 12 dar, die auf der äußeren Peripherie des Rotors 12 den Statorpolen des Stators 14 gegenüberliegend angebracht sind. Eine Teilung von umfangsmäßig benachbarten Nordpolen des Rotors 12 ist bestimmt, um 360 Grad eines elektrischen Winkels zu sein, und auf ähnliche Weise ist eine Teilung von umfangsmäßig benachbarten Südpolen des Rotors 12 360 Grad eines elektrischen Winkels. Eine Teilung von umfangsmäßig benachbarten gleichphasigen Polen des Stators 14 ist ebenfalls bestimmt, um 360 Grad eines elektrischen Winkels zu sein.
45 ist eine entwickelte Ansicht jeder der U-Phasenwicklung 15, der V-Phasenwicklungenen 16 und 17 und der W-Phasenwicklung 18 in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14.
Die U-Phasenwicklung 15 befindet sich zwischen dem U-Phasenstatorpol 19 und dem V-Phasenstatorpol 20, um so eine Schleife in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14 zu bilden. Das heißt, die schleifenförmige U-Phasenwicklung 15 bildet eine U-Phasenspule.
Wenn angenommen wird, dass ein Strom, der von der Rotorseite aus gesehen im Uhrzeigersinn fließt, ein positiver Strom ist, und einer, der gegen den Uhrzeigersinn fließt, ein negativer Strom ist, ist ein Strom I_u, der durch die U-Phasenwicklung fließt, ein negativer Strom (–I_u).
Auf ähnliche Weise befindet sich die V-Phasenwicklung 16 zwischen dem U-Phasenstatorpol 19 und dem V-Phasenstatorpol 20, um so eine Schleife in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14 zu bilden. Das heißt, die schleifenförmige V-Phasenwicklung 16 bildet eine V-Phasenspule. Durch die V-Phasenwicklung 16 fließt ein positiver Strom +I_v.
Die V-Phasenwicklung 17 befindet sich zwischen dem V-Phasenstatorpol 20 und dem W-Phasenstatorpol 21, um so eine Schleife in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14 zu bilden. Das heißt, die schleifenförmige V-Phasenwicklung 17 bildet eine V-Phasenspule. Durch die V-Phasenwicklung 17 fließt ein negativer Strom –I_v.
Die W-Phasenwicklung 18 befindet sich zwischen dem V-Phasenstatorpol 20 und dem W-Phasenstatorpol 21, um so eine Schleife in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14 zu bilden. Das heißt, die schleifenförmige W-Phasenwicklung 18 bildet eine W-Phasenspule. Durch die W-Phasenspule 18 fließt ein positiver Strom +I_w.
Diese drei Typen von Strömen I_u, I_v und I_w sind Dreiphasenwechselströme, und sie haben Phasendifferenzen von 120 Grad elektrischer Winkel.
Als nächstes wird die Form des Statorpols jeder Phase des Stators 14 und die der Statorwicklung jeder Phase desselben im Folgenden im Detail beschrieben.
42A ist eine Querschnittsansicht des Motors 150 entlang der Linie AA-AA in 40, 42B ist eine Querschnittsansicht des Motors 150 entlang der Linie AB-AB in 40, und 42C ist eine Querschnittsansicht des Motors 150 entlang der Linie AC-AC in 40.
Wie in 42A bis 42C dargestellt, sind die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenpole 19, 20 und 21 entworfen, um zu dem Rotor 12 ausgeprägt zu sein. Wie in 42A dargestellt, sind die U-Phasenstatorpole 19 angeordnet, um Phasendifferenzen von 30 Grad eines mechanischen Winkels und 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben. Auf ähnliche Weise sind, wie in 42B und 42C dargestellt, die V-Phasenstatorpole 20 angeordnet, um Phasendifferenzen von 30 Grad eines mechanischen Winkels und 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben, und die W-Phasenstatorpole 21 sind angeordnet, um Phasendifferenzen von 30 Grad eines mechanischen Winkels und 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben.
44A und 44B stellen die U-Phasenwicklung 15 mit der schleifenförmigen Form schematisch dar. Der schleifenförmige Aufbau der U-Phasenwicklung 15 kann geändert sein, um einen Streufluss von der Statormagnetschaltung und eine magnetische Sättigung in derselben zu reduzieren. Zum Beispiel kann die U-Phasenwicklung 15 in einer Mäanderform gewickelt sein. Jede der V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 16, 17 und 18 hat eine schleifenförmige Form, die mit der U-Phasenwicklung 15 identisch ist.
Die U-Phasenwicklung 15 hat einen Wicklungsanfangsanschluss U und einen Wicklungsendanschluss N. Auf ähnliche Weise hat jede der V-Phasenwicklungen 16 und 17 einen Wicklungsanfangsanschluss V und einen Wicklungsendanschluss N, und die W-Phasenwicklung 18 hat einen Wicklungsanfangsanschluss W und einen Wicklungsendanschluss N.
Wenn die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen miteinander in einer Sternkonfiguration verbunden sind, sind die Wicklungsendanschlüsse U, V und W der U-Phasenwicklung 15, der V-Phasenwicklungen 16 und 17 und der W-Phasenwicklung 18 miteinander verbunden. Die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme I_u, I_v und I_w, die jeweils durch die U-Phasenwicklung 15, die V-Phasenwicklungen 16 und 17 und die W-Phasenwicklung 18 fließen sollen, werden derart gesteuert, dass:
die Phase jedes der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme I_u, I_v und I_w bestimmt ist, um zu erlauben, dass zwischen den Permanentmagneten 12 und jedem der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 ein Drehmoment erzeugt werden kann; und
die Summe der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme I_u, I_v und I_w null wird.
Als nächstes wird eine Beziehung zwischen jedem der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme I_u, I_v und I_w und einer magnetomotorischen Kraft, die von jedem der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme I_u, I_v und I_w auf einen entsprechenden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 angewandt werden soll, im Folgenden beschrieben.
47 ist eine entwickelte Ansicht, die Folgendes schematisch darstellt:
die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21, die an der inneren Peripherie des Stators 14 angebracht sind;
ein U-Phasenwicklungsmodell 15M, das äquivalent zu der U-Phasenwicklung 15 ist;
ein V-Phasenwicklungsmodell 16M, das äquivalent zu jeder der V-Phasenwicklungen 16 und 17 ist; und
ein W-Phasenwicklungsmodell 18M, das äquivalent zu der W-Phasenwicklung 18 ist.
Das U-Phasenwicklungsmodell 15M ist in einer gleichen Richtung in Reihe um jeden der U-Phasenstatorpole 19 gewickelt. Dies erlaubt, dass eine magnetomotorische Kraft, die durch den U-Phasenstrom I_u, der durch das U-Phasenwicklungsmodell 15M fließt, mit einer identischen Orientierung an jeden der U-Phasenstatorpole 19 angelegt werden kann. Zum Beispiel besteht das U-Phasenwicklungsmodell 15M, das um den zweiten U-Phasenstatorpol 19 (19a) von links gewickelt ist, aus verdrahteten Abschnitten (3), (4), (5) und (6). Genauer gesagt sind die verdrahteten Abschnitte (3), (4), (5) und (6) in dieser Reihenfolge mit einer vorbestimmten Anzahl von Windungen um den U-Phasenstatorpol 19a gewickelt. Es sei bemerkt, dass die verdrahteten Abschnitte (2) und (7) des U-Phasenwicklungsmodells 15M als Leitungen zwischen umfangsmäßig benachbarten U-Phasenstatorpolen 19 dienen.
Wie in 47 dargestellt, haben der U-Phasenstrom I_u, der durch den verdrahteten Abschnitt (1) fließt, und der, der durch den verdrahteten Abschnitt (3) fließt, die gleiche Größe und unterschiedliche Richtungen zueinander. Dies erlaubt, dass sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den U-Phasenstrom I_u, der durch den verdrahteten Abschnitt (1) fließt, verursacht wird, und die, die durch den U-Phasenstrom I_u, der durch den verdrahteten Abschnitt (3) fließt, verursacht wird, einander aufheben können. Jeder der verdrahteten Abschnitte (1) und (3) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen jeweiligen der verdrahteten Abschnitte (1) und (3) fließt.
Auf ähnliche Weise heben sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den U-Phasenstrom I_u, der durch den verdrahteten Abschnitt (5) fließt, verursacht wird, und die, die durch den U-Phasenstrom I_u, der durch den verdrahteten Abschnitt (8) fließt, verursacht wird, einander auf. Jeder der verdrahteten Abschnitt (5) und (8) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen jeweiligen der verdrahteten Abschnitte (5) und (8) fließt.
Genauer gesagt werden der U-Phasenstrom I_u, der durch einen verdrahteten Abschnitt des U-Phasenwicklungsmodells 15M, das zwischen umfangsmäßig benachbarten U-Phasenstatorpolen 19 angeordnet ist, fließt, und der, der durch den anderen verdrahteten Abschnitt des U-Phasenwicklungsmodells 15M, der zwischen denselben angeordnet ist, fließt, aufgehoben. Dies kann die Notwendigkeit, dass der Strom durch jeden der verdrahteten Abschnitte, die zwischen umfangsmäßig benachbarten U-Phasenstatorpolen 19 angeordnet sind, fließt, eliminieren; dies kann ebenfalls jeden der verdrahteten Abschnitte selbst eliminieren.
Als ein Resultat kann, bei dem U-Phasenwicklungsmodell 15M angenommen werden, dass ein U-Phasenstrom I_u in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitt (10) und (6) (siehe gestrichelte Linien in 47) fließt, und gleichzeitig ein U-Phasenstrom –I_u in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (4) und (9) fließt.
Der U-Phasenstrom I_u fließt bei dem Äußeren des Statorkerns 14a in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (10) und (6). Da der Statorkern 14a von Luft umgeben ist, hat das Äußere desselben einen signifikanten Magnetwiderstand; dies resultiert darin, dass der U-Phasenstrom I_u, der in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (10) und (6) in einer Schleife fließt, einen geringen elektromagnetischen Einfluss auf den Motor 150 hat. Dies kann die verdrahteten Abschnitte (10) und (6) des U-Phasenwicklungsmodells 15M eliminieren. Daher hat das U-Phasenwicklungsmodell 15M, das in 47 dargestellt ist, die gleichen elektromagnetischen Effekte wie die schleifenförmige U-Phasenwicklung 15, die in 40 dargestellt ist.
Auf ähnliche Weise ist das V-Phasenwicklungsmodell 16M in einer gleichen Richtung in Reihe um jeden der V-Phasenstatorpole 20 gewickelt. Dies erlaubt, dass eine magnetomotorische Kraft, die durch den V-Phasenstrom I_v, der durch das V-Phasenwickungsmodell 16M fließt, an jeden der V-Phasenstatorpole 20 mit einer identischen Orientierung angelegt werden kann.
Wie in 47 dargestellt ist, haben der V-Phasenstrom I_v, der durch den verdrahteten Abschnitt (11) fließt, und der, der durch den verdrahteten Abschnitt (13) fließt, die gleiche Größe und zueinander unterschiedliche Richtungen. Dies erlaubt, dass sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den V-Phasenstrom I_v, der durch den verdrahteten Abschnitt (11) fließt, verursacht wird, und die, die durch den V-Phasenstrom I_v, der durch den verdrahteten Abschnitt (13) fließt, verursacht wird, einander aufheben können. Jeder der verdrahteten Abschnitte (11) und (13) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen entsprechenden der verdrahteten Abschnitte (11) und (13) fließt.
Auf ähnliche Weise heben sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den V-Phasenstrom I_v, der durch den verdrahteten Abschnitt (15) fließt, verursacht wird, und die, die durch den V-Phasenstrom I_v, der durch den verdrahteten Abschnitt (18) fließt, verursacht wird, einander auf. Jeder der verdrahteten Abschnitt (15) und (18) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen entsprechenden der verdrahteten Abschnitte (15) und (18) fließt.
Als ein Resultat kann, bei dem V-Phasenwicklungsmodell 16M, angenommen werden, dass ein V-Phasenstrom I_v in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (20) und (16) (siehe gestrichelte Linien in 47) fließt und gleichzeitig ein V-Phasenstrom –I_v in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (14) und (19) fließt.
Daher hat das V-Phasenwicklungsmodell 16M, das in 47 dargestellt ist, die gleichen elektromagnetischen Effekte wie die jeweiligen schleifenförmigen V-Phasenwicklungen 16 und 17, die in 40 dargestellt sind.
Zusätzlich ist das W-Phasenwicklungsmodell 18M in einer gleichen Richtung in Reihe um jeden der W-Phasenstatorpole 21 gewickelt. Dies erlaubt, dass eine magnetomotorische Kraft, die durch den W-Phasenstrom I_w, der durch das W-Phasenwicklungsmodell 18M fließt, verursacht wird, an jeden der W-Phasenstatorpole 21 mit einer identischen Orientierung angelegt werden kann.
Wie in 47 dargestellt, haben der W-Phasenstrom I_w, der durch den verdrahteten Abschnitt (21) fließt und der, der durch den verdrahteten Abschnitt (23) fließt, die gleiche Größe und zueinander unterschiedliche Richtungen. Dies erlaubt, dass sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den W-Phasenstrom I_w, der durch den verdrahteten Abschnitt (21) fließt verursacht wird, und die, die durch den W-Phasenstrom I_w, der durch den verdrahteten Abschnitt (23) fließt, verursacht wird, einander aufheben können. Jeder der verdrahteten Abschnitte (21) und (23) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen entsprechenden der verdrahteten Abschnitte (21) und (23) fließt.
Auf ähnliche Weise heben sich eine magnetomotorische Kraft (die Anzahl von Ampere-Windungen), die durch den W-Phasenstrom I_w, der durch den verdrahteten Abschnitt (25) fließt, verursacht wird, und die, die durch den W-Phasenstrom I_w, der durch den verdrahteten Abschnitt (28) fließt, verursacht wird, einander auf. Jeder der verdrahteten Abschnitte (25) und (28) ist daher ein Zustandsäquivalent zu dem Zustand, in dem kein Strom durch einen entsprechenden der verdrahteten Abschnitte (25) und (28) fließt.
Als ein Resultat kann, bei dem W-Phasenwicklungsmodell 18M, angenommen werden, dass ein W-Phasenstrom I_w in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (30) und (26) (siehe gestrichelte Linien in 47) fließt, und gleichzeitig ein W-Phasenstrom –I_w in einer Schleife durch die verdrahteten Abschnitte (24) und (29) fließt.
Der W-Phasenstrom I_w fließt bei dem Äußeren des Statorkerns 14a durch die verdrahteten Abschnitte (24) und (29). Daher hat, aus dem gleichen Grund wie das U-Phasenwicklungsmodell 15M, der W-Phasenstrom –I_w, der durch die verdrahteten Abschnitte (24) und (29) in einer Schleife fließt, einen geringen elektromagnetischen Einfluss auf den Motor 150. Dies kann die verdrahteten Abschnitte (24) und (29) des W-Phasenwicklungsmodells 18M eliminieren. Daher hat das W-Phasenwicklungsmodell 18M, das in 47 dargestellt ist, die gleichen elektromagnetischen Effekte wie die schleifenförmige W-Phasenwicklung 18, die in 40 dargestellt ist.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, kann, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, als eine Wicklung zum Verursachen, dass eine elektromagnetische Kraft auf jeden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 wirkt, eine schleifenförmige Wicklung verwendet werden, und schleifenförmige Wicklungen, die sich bei beiden Enden der axialen Richtung des Stators 14 befinden, können eliminiert werden. Dies reduziert die Menge an Kupfer, die verwendet wird, um den bürstenlosen Motor 150 zu fertigen, und verbessert so den Wirkungsgrad des bürstenlosen Motors 150 und erhöht das Ausgangsdrehmoment desselben.
Es ist nicht erforderlich, dass Wicklungen zwischen den gleichphasigen Statorpolen vorgesehen sind, es ist möglich, den bürstenlosen Motor 150 mit einem mehrpoligeren Aufbau zu entwerfen. Effektiv kann der stärker vereinfachte Wicklungsaufbau des Motors 150 die Produktivität des Motors 150 verbessern, und so den Fertigungsaufwand des Motors 150 reduzieren.
Bei einer Betrachtung des Motors 150 unter einem magnetischen Gesichtspunkt gehen magnetische Flüsse Φ_u, Φ_v und Φ_w jeweils durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 und fließen bei dem Rückjoch des Stators 14 zusammen; dies resultiert darin, dass die Summe der Dreiphasenwechselstrommagnetflüsse Φ_u, Φ_v und Φ_w null wird (Φ_u + Φ_v + Φ_w = 0).
Der Aufbau des Motors M10, der in 35 und 36 dargestellt ist, ist äquivalent zu dem Aufbau, bei dem die insgesamt sechs Statorpole (zwei Statorpole pro Phase) umfangsmäßig angeordnet sind, und daher hat der Aufbau des Motors M10 die gleichen elektromagnetischen Effekte und Funktionen zum Erzeugen eines Ausgangsdrehmoments wie der bürstenlose Motor 150.
Ein Betrieb des bürstenlosen Motors 150 wird im Folgenden beschrieben.
48 stellt Stromvektoren, Spannungsvektoren und Ausgangsdrehmomentvektoren des Motors 150 schematisch dar. In 48 entspricht die horizontale Achse (X-Achse) der reellen Achse, und die vertikale Achse (Y-Achse) entspricht der imaginären Achse. Ein Winkel eines Vektors hinsichtlich der X-Achse im Gegenuhrzeigersinn stellt einen Phasenwinkel des Vektors dar.
Auf die Rate der Änderung des Drehwinkels θ jedes der magnetischen Flüsse Φ_u, Φ_v und Φ_w mit einem Platz in einem entsprechenden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 wird als eine ”Einheitsspannung” Bezug genommen. Genauer gesagt wird eine U-Phaseneinheitsspannung I_u durch ”Eu = dΦ_u/dθ” dargestellt, eine V-Phaseneinheitsspannung Ev wird durch ”Ev = dΦ_v/dθ” dargestellt, und eine V-Phaseneinheitsspannung Ew wird durch ”Ew = dΦ_w/dθ” dargestellt.
Die relativen Positionen der jeweiligen U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 19, 20 und 21 hinsichtlich des Rotors 11 (der Permanentmagnete 12) sind zueinander um 120 Grad eines elektrischen Winkels verschoben. Die Phasenverschiebung erlaubt, dass jede der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phaseneinheitsspannungen Eu, Ev und Ew, die in einer Windung einer entsprechenden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15 bis 18 induziert werden, eine Dreiphasenwechselspannung wird, wie in 48 dargestellt ist.
Es wird angenommen, dass der Rotor 12 entworfen ist, und sich mit einer konstanten Winkelrate von dθ/dt gleich S1 zu drehen, und auf die Anzahlen von Windungen der jeweiligen U-Phasenwicklung 15, jeder der V-Phasenwicklungen 16 oder 17 und der W-Phasenwicklung 18 wird als Wu, Wv und Ww Bezug genommen, und die Anzahlen Wu, Wv und Ww von Windungen sind gleich einem Wert Wc. Angenommen, dass Streuflusskomponenten von jedem der Statorpole 19, 20 und 21 vorliegen, wird die Anzahl von Flusskopplungen mit der U-Phasenwicklung 15 durch ”Wu × Φ_u” dargestellt, die Anzahl von Flusskopplungen mit jeder der V-Phasenwicklungen 16 und 17 wird durch ”Wv × Φ_v” dargestellt, und die Anzahl von Flusskopplungen mit der W-Phasenwicklung 18 wird durch ”Ww × Φ_w” dargestellt.
Induzierte Spannungen Vu, Vv und Vw mit U-Phase, V-Phase und W-Phase jeweils in der U-Phasenwicklung 15, jeder der V-Phasenwicklungen 16 und 17 und der W-Phasenwicklung 18 werden daher durch die folgenden Vektorgleichungen dargestellt.
[Gleichung 50]

Vu = Wu × (–dΦu/dt) = –Wu × dΦu/dθ × dθ/dt = –Wu × Eu × S1

[Gleichung 51]

Vv = Wv × Ev × S1

[Gleichung 52]

Vw = Ww × Ew × S1

Die U-Phasen-Einheitsspannung Eu ist eine Spannung, die in einer Windung der U-Phasenwicklung 15 in einer entgegengesetzten Richtung, die in 40 und 45 dargestellt ist, induziert wird, und die U-Phasen-Induzierte-Spannung Vu ist eine Spannung, die in der U-Phasenwicklung 15 in der entgegengesetzten Richtung induziert wird.
Die V-Phasen-Einheitsspannung Ev ist eine Spannung, die über beiden Enden einer Reihenschaltung zwischen einer Windung der V-Phasenwicklung 16 und der der V-Phasenwicklung 17 in einer entgegengesetzten Richtung erzeugt wird. Die V-Phasen-Induzierte-Spannung Vv ist eine Spannung, die über beiden Enden einer Reihenschaltung zwischen der V-Phasenwicklung 16 und der entgegengesetzt gerichteten V-Phasenwicklung 17 erzeugt wird.
Die W-Phasen-Einheitsspannung Ew ist eine Spannung, die in einer Windung der W-Phasenwicklung 18, die in 40 und 45 dargestellt ist, induziert wird, und die W-Phasen-Induzierte-Spannung Vw ist eine Spannung, die in der W-Phasenwicklung 18 induziert wird.
Um das Ausgangsdrehmoment des Motors 150 wirksam zu erzeugen, sind U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme Iu, Iv und Iw erforderlich, um jeweils den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen zugeführt zu werden, derart, dass jeder der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme Iu, Iv und Iw mit einer entsprechenden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Spannungen Eu, Ev und Ew in Phase ist.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist, wie in 48 dargestellt, jeder der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme Iu, Iv und Iw mit einer entsprechenden der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenspannungen Eu, Ev und Ew in Phase. Zum Zwecke der Vereinfachung der Darstellung sind ein Spannungsvektor und ein Stromvektor, die miteinander in Phase sind, in 48 durch den gleichen Vektorpfeil dargestellt.
Die Ausgangsleistung Pa des bürstenlosen Motors 150 und die Leistungen Pu, Pv und Pw desselben jeweils in der U-Phase, V-Phase und W-Phase werden durch die folgenden Vektorgleichungen dargestellt:
[Gleichung 53]

Pu = Vu × (–Iu) = Wu × Eu × S1 × Iu

[Gleichung 54]

Pv = Vv × Iv = Wv × Ev × S1 × Iv

[Gleichung 55]

Pw = Vw × Iw = Ww × Ew × S1 × Iw

[Gleichung 56]

Pa = Pu + Pv + Pw = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw

Das Ausgangsdrehmoment Ta des bürstenlosen Motors 150 und die Drehmomente Tu, Tv und Tw desselben jeweils in der U-Phase, V-Phase und W-Phase werden durch die folgenden Vektorgleichungen dargestellt:
[Gleichung 57]

Tu = Pu/S1 = Wu × Eu × Iu

[Gleichung 58]

Tv = Pv/S1 = Wv × Ev × Iv

[Gleichung 59]

Tw = Pw/S1 = Ww × Ew × Iw

[Gleichung 60]

Ta = Tu + Tv + TW = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iv + Ww × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw)

Das Vektordiagramm, das die Stromvektoren, Spannungsvektoren und Ausgangsdrehmomentvektoren des Motors 150 schematisch darstellt, ist identisch mit dem des Motors M10, der in 35 und 36 dargestellt ist.
Als nächstes wird im Folgenden eine Modifikation des Wicklungsaufbaus des Motors 150, der in 40 und 45 dargestellt ist, um den Motorwirkungsgrad stärker zu verbessern, beschrieben.
Die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 sind schleifenförmige Wicklungen und zueinander benachbart zwischen den U-Phasenstatorpolen 19 und den V-Phasenstatorpolen 20 angeordnet. Diese Anordnung erlaubt, dass diese Wicklungen 15 und 16 miteinander kombiniert werden können, um eine einzige Wicklung zu bilden. Auf ähnliche Weise sind die V-Phasenwicklung 17 und die W-Phasenwicklung 18 schleifenförmige Wicklungen und miteinander benachbart zwischen den V-Phasenstatorpolen 20 und den W-Phasenstatorpolen 21 angeordnet. Diese Anordnung erlaubt, dass diese Wicklungen 17 und 18 miteinander kombiniert werden können, um eine einzige Wicklung zu bilden.
46 stellt die Modifikation des Wicklungsaufbaus des Motors 150 schematisch dar.
Wie aus einem Vergleich zwischen 45 und 46 offensichtlich ist, sind die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 durch eine einzige M-Phasenwicklung (Spule) 38 ersetzt, und die V-Phasenwicklung 17 und die W-Phasenwicklung 18 sind durch eine einzige N-Phasenwicklung (Spule) 39 ersetzt.
Ein M-Phasenstrom Im, der äquivalent zu der Summe des U-Phasenstroms (–Iu) und des V-Phasenstroms (Iv) ist, ist konfiguriert, um durch die M-Phasenwicklung 38 zu fließen; dies erlaubt, dass ein magnetischer Fluss durch den M-Phasenstrom Im erzeugt werden kann. Der magnetische Fluss, der durch den M-Phasenstrom Im erzeugt wird, ist äquivalent zu der Summe eines magnetischen Flusses, der durch den U-Phasenstrom (–Iu) erzeugt wird, und dem, der durch den V-Phasenstrom (Iv) erzeugt wird. Daher hat die einzige M-Phasenwicklung 38, die in 46 dargestellt ist, die gleichen elektromagnetischen Effekte wie das Paar der U-Phasenwicklung 15 und der V-Phasenwicklung 16.
Auf ähnliche Weise ist ein N-Phasenstrom In, der äquivalent ist zu der Summe des V-Phasenstroms (–Iv) und des W-Phasenstroms (Iw), konfiguriert, um durch die N-Phasenwicklung 39 zu fließen; dies erlaubt, dass durch den N-Phasenstrom In ein magnetischer Fluss erzeugt werden kann. Der magnetische Fluss, der durch den N-Phasenstrom In erzeugt wird, ist äquivalent zu der Summe eines magnetischen Flusses, der durch den V-Phasenstrom (–Iv) erzeugt wird, und dem, der durch den W-Phasenstrom (Iw) erzeugt wird. Daher hat die einzige N-Phasenwicklung 39, die in 46 dargestellt ist, die gleichen elektromagnetischen Effekte wie das Paar der V-Phasenwicklung 17 und der W-Phasenwicklung 18.
48 stellt einen Vektor des M-Phasenstroms Im und des N-Phasenstroms In genau dar. Genauer gesagt werden eine Einheitsspannung Em der M-Phasenwicklung 38 (M-Phasenvektor) und eine Einheitsspannung En der N-Phasenwicklung 39 (N-Phasenvektor), die in 48 dargestellt sind, durch die folgenden Gleichungen dargestellt: Em = –Eu = –dΦ_u/dθ En = Ew = dΦ_w/dθ
Die M-Phasen- und N-Phasen-Induzierten-Spannungen Vm und Vn jeweils in der M-Phasenwicklung 38 und der N-Phasenwicklung 39, die Ausgangsleistung Pb und das Ausgangsdrehmoment Tb des modifizierten bürstenlosen Motors 150, die Leistungen Pm und Pn und die Drehmomente derselben jeweils in der M-Phase und der N-Phase werden durch die folgenden Gleichungen dargestellt:
[Gleichung 61]

Vm = Wc × Em × S1

[Gleichung 62]

Vn = Wc × En × S1

[Gleichung 63]

Pm = Vm × Im = Wc × (–Eu) × S1 × (–Iu + Iv) = Wc × Eu × S1 × (–Iu + Iv)

[Gleichung 64]

Pn = Vn × In = Wc × Ew × S1 × (–Iv + Iw)

[Gleichung 65]

Pb = Pm + Pn = Vu × (–Iu + Iv) + Vw × (–Iu + Iv)

[Gleichung 66]

Tm = Pm/S1 = Wc × (–Eu) × (–Iu + Iv)

[Gleichung 67]

Tn = Pn/S1 = Wc × Ew × (–Iv + Iw)

[Gleichung 68]

Tb = Tm + Tn = Wc × ((–Eu × Im) + Ew × In) = Wc × (–Eu × (–Iu + Iv) + Ew × (–Iv + Iw))

[Gleichung 69]

= Wc × Eu × Iu + Wc× Iv × (–Eu – Ew) + Wc × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw)

[Gleichung 70]

∵ Eu + Ev + Ew = 0

Das Ausgangsdrehmoment des Motors 150, das durch die Gleichung [60] dargestellt ist, ist in der Dreiphasenform ausgedrückt, und das des modifizierten Motors 150, das durch die Gleichung [67] dargestellt ist, in der Zweiphasenform. Eine Entwicklung der Gleichung [68] führt zu der Gleichung [69], und daher sind die beiden Gleichungen [68] und [69] mathematisch zueinander äquivalent. Insbesondere wird, wenn die Dreiphasenspannungen Eu, Ev und Ew abgeglichene Dreiphasenspannungen sind, und die Dreiphasenströme Iu, Iv und Iw abgeglichene Dreiphasenströme sind, das Ausgangsdrehmoment Ta, das durch die Gleichung [60] dargestellt ist, konstant. Das konstante Ausgangsdrehmoment Ta erlaubt, dass das Drehmoment Tb, das durch die Gleichung [68] dargestellt ist, als die Summe von quadratischen Funktionen sinusförmiger Wellen, deren Phasendifferenz 90 Grad eines elektrischen Winkels ist, die der Phasendifferenz zwischen dem M-Phasenausgangsdrehmoment Tm und dem N-Phasenausgangsdrehmoment Tn entspricht, gegeben werden kann; dieses Drehmoment Tb wird daher konstant.
Die Gleichung [68] stellt einen Zweiphasenwechselstrommotor dar, und jede der Gleichungen [60] und [70] stellt einen Dreiphasenwechselstrommotor dar, sie sind jedoch mathematisch zueinander äquivalent.
In Gleichung [68] werden folgende Fälle betrachtet:
ein erster Fall, bei dem der M-Phasenstrom Im, der äquivalent ist zu der Summe des U-Phasenstroms (–Iu) und des V-Phasenstroms (Iv), konfiguriert ist, um durch die M-Phasenwicklung 38 zu fließen; und
ein zweiter Fall, bei dem der U-Phasenstrom (–Iu) und der V-Phasenstrom (Iv) der U-Phasenwicklung 15 und der V-Phasenwicklung 16 zugeführt werden.
Als ein Resultat eines Vergleichs zwischen dem ersten Fall und dem zweiten Fall werden im Wesentlichen identische elektromagnetische Effekte bei dem ersten und dem zweiten Fall erhalten, aber ein Kupferverlust, der bei dem ersten Fall verursacht wird, ist unterschiedlich zu dem, der bei dem zweiten Fall verursacht wird.
Genauer gesagt wird, wie in 48 dargestellt, eine Komponente des Stromvektors Im auf der reellen Achse reduziert, um ein Wert des Produkts der Größe des Stromvektors Im mit dem cos 30° zu werden. Dies erlaubt, dass der Kupferverlust, der bei dem ersten Fall verursacht wird, sich verglichen mit dem, der bei dem zweiten Fall verursacht wird, verringern kann.
Wie im Vorhergehenden dargelegt worden ist, gestattet eine Kombination der benachbart angeordneten schleifenförmigen Wicklungen 15 und 16 (oder 17 und 18) miteinander, dass ein Kupferverlust verringert werden kann und der Wicklungsaufbau stärker vereinfacht werden kann, was ermöglicht, dass die Produktivität des Motors 150 stärker verbessert werden kann und der Fertigungsaufwand desselben stärker reduziert werden kann.
Als nächstes werden im Folgenden Modifikationen der Statorpolkonfiguration des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, beschrieben. Die Statorpolkonfiguration hat einen großen Einfluss auf die Ausgangsdrehmomentcharakteristik des Motors 150 und ist eng verwandt mit Rastmomentwelligkeiten und Drehmomentwelligkeiten, die durch den Ankerstrom, der den Dreiphasenwicklungen zuzuführen ist, induziert werden.
Bei einer ersten Modifikation ist die Konfiguration jedes der Statorpole, die in der U-Phasenstatorpolgruppe, der V-Phasenstatorpolgruppe und der W-Phasenstatorpolgruppe umfasst sind, geändert, um die Formen und Amplituden der Dreiphaseneinheitsspannungen im Wesentlichen identisch zueinander beizubehalten und die Phasendifferenzen von 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben.
49 stellt die erste Modifikation der Statorpolkonfiguration des Motors 150 schematisch dar.
Bezugszeichen 22 stellen U-Phasenstatorpole dar, Bezugszeichen 23 stellen V-Phasenstatorpole dar und Bezugszeichen 24 stellen W-Phasenstatorpole dar. Die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 22, 23 und 24 sind in einer umfangsmäßigen Richtung des Stators 14 abwechselnd angeordnet. In 49 hat die innere periphere Oberfläche jedes der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 22, 23 und 24 eine im Wesentlichen identische rechteckige Form parallel zu der axialen Richtung der Rotorwelle 11.
Jeder der U-Phasenstatorpole, ein entsprechender der V-Phasenstatorpole, der zu denselben benachbart ist, und ein entsprechender der W-Phasenstatorpole, der zu dem entsprechenden der V-Phasenstatorpole benachbart ist, haben Phasendifferenzen von 30 Grad eines mechanischen Winkels und 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander.
Um Drehmomentwelligkeiten zu reduzieren ist jede der inneren peripheren Oberflächen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 22, 23 und 24 mit einer Mehrzahl von radial trommelkonvexen und -konkaven Abschnitten gebildet. Die trommelkonvexen und -konkaven Abschnitte, die an der inneren peripheren Oberfläche jedes der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 22, 23 und 24 gebildet sind, erlauben, dass elektromagnetische Effekte bei Grenzen benachbarter Statorpole glatt geändert werden können. Dies kann Drehmomentwelligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors 150 enthalten sind, reduzieren.
Als ein weiteres Verfahren ist die Oberfläche jedes der N-Pole und S-Pole der Permanentmagnete 12c, die der inneren Peripherie des Stators 14 gegenüberliegen, mit einer Mehrzahl von radial trommelkonvexen und -konkaven Abschnitten gebildet. Die trommelkonvexen und -konkaven Abschnitte, die an der Oberfläche jedes der N-Pole und S-Pole der Permanentmagneten 12c gebildet sind, liefern eine im Wesentlichen sinusförmige Verteilung des magnetischen Flusses in einer umfangsmäßigen Richtung des Rotors 12. Dies kann ebenfalls Drehmomentwelligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors 150 enthalten sind, reduzieren.
Die Statorpole 22, 23 und 24 können umfangsmäßig abgeschrägt sein; dies kann ebenfalls Drehmomentwelligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors 150 enthalten sind, reduzieren.
50 stellt eine zweite Modifikation der Statorpolkonfiguration des Motors 150 schematisch dar.
Bei der zweiten Modifikation ist die Konfiguration jedes der Statorpole 28, 29 und 30, die jeweils in der U-Phasenstatorpolgruppe, der V-Phasenstatorpolgruppe und der W-Phasenstatorpolgruppe umfasst sind, geändert, um die Formen und Amplituden der Dreiphaseneinheitsspannungen Eu, Ev und Ew, die jeweils äquivalent zu der Winkelrate dΦ_u/dθ, der Winkelrate dΦ_v/dθ und d Φ_w/dθ sind, im Wesentlichen identisch zueinander beizubehalten und die Phasendifferenzen von 120 Grad eines elektrischen Winkels zueinander zu haben.
Der größte Teil der inneren peripheren Oberflächen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 28, 29 und 30 hat eine kurze Länge hinsichtlich der mittleren Abschnitte der Zähne derselben. Dies erlaubt, dass magnetische Flüsse, die von dem Rotor 12 induziert werden, leicht durch die inneren peripheren Oberflächen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 28, 29 und 30 und die mittleren Abschnitte der Zähne derselben gehen können. Danach gehen die magnetischen Flüsse leicht durch entsprechende magnetische Wege des Statorkerns 14a, die zu dem Rückjoch desselben fortgesetzt sind.
Daher ist es möglich, einen Abstand zwischen jeder der Dreiphasenwicklungen 15 bis 18 und den inneren peripheren Oberflächen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenstatorpole 28, 29 und 30 verglichen mit der Statorkonfiguration, die in 49 dargestellt ist, zu reduzieren, und so die äußere Form des bürstenlosen Motors 150 zu reduzieren.
51 stellt eine dritte Modifikation der Statorpolkonfiguration des Motors 150 schematisch dar.
Bei der dritten Modifikation ist jeder der Statorpole 34, 35 und 36, die jeweils in der U-Phasenstatorpolgruppe, der V-Phasenstatorpolgruppe und der W-Phasenstatorpolgruppe umfasst sind, konfiguriert, derart, dass seine innere periphere Oberfläche, die der äußeren Peripherie des Rotors 12 gegenüberliegt, eine Zwischenform zwischen der Form der inneren peripheren Oberfläche jedes der Statorpole 19, 20 und 21 und der der inneren peripheren Oberfläche jedes der Statorpole 28, 29 und 30 hat.
Genauer gesagt sind die Bereiche der inneren peripheren Oberflächen der Statorpole 28, 29 und 30, die der äußeren Peripherie des Rotors 12 gegenüberliegen, so verteilt angeordnet, dass sie im Wesentlichen eine sinusförmige Welle bilden. Dies kann Rastmomentwelligkeiten und Drehmomentwelligkeiten, die in dem Ausgangsdrehmoment des Motors 150 umfasst sind, reduzieren. Der magnetische Weg zwischen dem radial innersten Ende jedes der Statorpole 28, 29 und 30 und dem Rückjoch des Statorkerns 14a hat eine im Wesentlichen gerade Geometrie; dies kann verhindern, dass eine magnetische Sättigung in dem magnetischen Weg zwischen denselben auftritt, und so das Ausgangsdrehmoment des Motors 150 erhöhen.
Die Anordnung in Form einer sinusförmigen Welle der Bereiche der inneren peripheren Oberflächen der Statorpole 28, 29 und 30, die der äußeren Peripherie des Rotors 12 gegenüberliegen, erfordert, dass die schleifenförmige M-Phasenwicklung 38 sinusförmig zwischen den U-Phasenstatorpolen 34 und den V-Phasenstatorpolen 35 angeordnet ist (siehe 51). Auf ähnliche Weise erfordert die Anordnung in Form einer sinusförmigen Welle der Bereiche der inneren peripheren Oberflächen der Statorpole 28, 29 und 30, dass die schleifenförmige N-Phasenwicklung 39 sinusförmig zwischen den V-Phasenstatorpolen 35 und den W-Phasenstatorpolen 36 angeordnet ist (siehe 51).
Bei den Aufbauten der Motoren, die in 49 und 50 dargestellt sind, können wellenähnliche schleifenförmige Zweiphasen- oder Dreiphasenwicklungen verwendet sein.
Die Konfiguration des Zahns jedes der Statorpole und die Form der inneren peripheren Oberfläche jedes der Statorpole, die der äußeren Peripherie des Rotors 12 gegenüberliegt, können abhängig von verschiedenen Zwecken, die eine Erhöhung des Ausgangsdrehmoments, eine Reduzierung der Drehmomentwelligkeit, eine Reduzierung des Streuflusses zwischen benachbarten Statorpolen, eine Reduzierung des magnetischen Flusses des Zahns und eine Einfachheit der Fertigung umfassen, geändert werden. Zusätzlich können die Motoren, die in 40 bis 51 dargestellt sind, in ihrem Aufbau geändert sein, wie etwa geändert sein, um Mehrphasenwicklungen mit mehr als Dreiphasenwicklungen zu haben.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Erhalten der Datentabelle T1, die die Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen und jedem entsprechenden Betriebspunkt des Ankerstroms, der den schleifenförmigen Dreiphasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, zuzuführen sind, darstellt, beschrieben.
Die Konfiguration sowohl des Motors 150 als auch seiner Modifikationen, die in 40 bis 51 dargestellt sind, ist elektromagnetisch äquivalent zu der Konfiguration des Motors M10, der in 35 und 36 dargestellt ist, wobei jede Phasenspule mit einer konzentrierten und nicht überlappenden Wicklung mit verkürztem Schritt gewickelt ist. Aus diesem Grund können im Folgenden die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen basierend auf dem Motormodell M10A, das in 23 und 24 dargestellt ist, gemäß den Gleichungen [44] und [45] analysiert und erhalten werden.
Wie die Datentabelle T1, die die Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d3(i_d1, i_q1) und Ψ_d3(i_d1, i_q1) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d1, i_q1) des Ankerstroms, der den schleifenförmigen Dreiphasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, zuzuführen sind, darstellt, genau erhalten werden kann, wird im Folgenden beschrieben.
Bei dem Dreiphasenmotor M10A mit den schleifenförmigen und konzentrierten Wicklungen ist die q-Achse des Rotors 304 hin zu dem U-Phasenstatorpol 301 gerichtet.
Die Anzahl von Flusskopplungen mit sowohl einem Satz einer V-Phasenwicklung
die in einer vorbestimmten Richtung in einer Schleife gewickelt ist, und einer V-Phasenwicklung
die mit derselben in Reihe verbunden ist und in der entgegengesetzten Richtung in einer Schleife gewickelt ist, als auch mit dem von W-Phasenwicklungen
und
die in einer Schleife gewickelt sind, bei einem Betriebspunkt (i_d1, i_q1) des Ankerstroms ist als die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) bestimmt, um so gemäß der Gleichung [44], die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, berechnet zu werden.
Ein Ausdrücken des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, durch das Motormodell M10A, das in 23 dargestellt ist, liefert das Motormodell M10A, bei dem kein Rückjoch des Statorkerns zwischen einem Abschnitt des Statorkerns nahe zu der U-Phasenwicklung
und dem desselben nahe zu der W-Phasenwicklung
angeordnet ist; dieses Rückjoch ist in 23 durch gestrichelte Linien dargestellt.
Dies erlaubt, dass Flusskoplungen Ψ₁₃ mit der U-Phasenwicklung
null werden, und ebenso Flusskopplungen Ψ₁₈ mit der W-Phasenwicklung
null werden. Aus diesem Grund werden, bei einem Ausdrücken des Motors 150, der in
40 dargestellt ist, durch das Motormodell M10A, das in 23 dargestellt ist, die U-Phasenwicklung
und die W-Phasenwicklung
eliminiert.
Zusätzlich entsprechen, bei dem Ausdrücken des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, durch das Motormodell M10A, das in 23 dargestellt ist, der U-Phasenstatorpol 19, der V-Phasenstatorpol 20 und der W-Phasenstatorpol 21, die in 40 dargestellt sind, jeweils dem U-Phasenstatorpol 301, dem V-Phasenstatorpol 302 und dem W-Phasenstatorpol 303, die in 23 dargestellt sind. Zusätzlich entsprechen die U-Phasenwicklung
die V-Phasenwicklung
die V-Phasenwicklung
und die W-Phasenwicklung
jeweils der schleifenförmigen U-Phasenwicklung 15, der schleifenförmigen V-Phasenwicklung 16, der schleifenförmigen V-Phasenwicklung 17 und der schleifenförmigen W-Phasenwicklung 18.
Basierend auf der Beziehung zwischen dem Motor 150, der in 40 dargestellt ist, und dem Motormodell M10A, das in 23 dargestellt ist, wird, während die q-Achse des Rotors 304 hin zu dem U-Phasenstatorpol 301 gerichtet ist, und ein Dreiphasenankerstrom in dem stationären Koordinatensystem, der dem Betriebspunkt (i_d1, i_q1) desselben entspricht, den Dreiphasenwicklungen 15 bis 18 zugeführt wird, eine Analyse basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren ausgeführt, um so die d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d3(i_d1, i_q1) gemäß der folgenden Gleichung zu berechnen:
[Gleichung 71]

Ψ_d3(i_d1, i_q1) = {(Φ_18L – 0) + (Φ_17L – Φ_16L)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei Φ_16L, Φ_17L und Φ_18L jeweils Flusskopplungskomponenten darstellen, die mit der Wicklung 16, der Wicklung 17 und der Wicklung 18 des Motors 150, der in 40 dargestellt ist, gekoppelt sind.

Als nächstes wird, während die d-Achse des Rotors 304 hin zu dem U-Phasenstatorpol 301 gerichtet ist, und ein Dreiphasenankerstrom in dem stationären Koordinatensystem, der dem Betriebspunkt (i_d1, i_q1) desselben entspricht, den Dreiphasenwicklungen 15 bis 18 zugeführt wird, eine Analyse basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren ausgeführt, um so die q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q3(i_d1, i_q1) gemäß der folgenden Gleichung zu berechnen:
[Gleichung 72]

Ψ_d3(i_d1z, i_q1z) = {(0 – Φ_18L) + (Φ_16L – Φ_17L)} × N_S × t_c/t₀ × P_n
wobei (i_d1z, i_q1z) der Dreiphasenankerstrom in dem stationären Ankersystem, der dem Betriebspunkt (i_d1, i_q1) entspricht, ist; dieser Dreiphasenankerstrom (i_d1z, i_q1z) wird aufgrund der Differenz der Drehpositionen des Rotors 304 bei 90 Grad eines elektrischen Winkels geändert.

Wie die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1) und die Datentabelle T1 unter Ausnahme der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d3(i_d1, i_q1) und Ψ_q3(i_d1, i_q1) berechnet werden können, ist im Vorhergehenden wie gemäß den Gleichungen [27] bis [43] dargelegt beschrieben worden.
Eine Wiederholung der Analyse mit dem nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren basierend auf dem Motormodell M10A und das des Berechnens gemäß den Gleichungen [27] bis [43] erlaubt, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und jeder entsprechende Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms erhalten werden können.
Die U-Phasenspule 15, die V-Phasenspulen 16 und 17 und die W-Phasenspule 18 können durch die M-Phasen- und N-Phasenspulen 38 und 39, die in 46 dargestellt sind, ersetzt werden. Die M-Phasen- und N-Phasenspulen 38 und 39 erlauben, dass ein Kupferverlust, der durch die M- und N-Phasenspulen 38 und 39 verursacht wird, verglichen mit dem, der durch den U-, V- und W-Phasenwicklungsaufbau verursacht wird, reduziert werden kann. Zusätzlich erlauben die M-Phasen- und N-Phasenspulen 38 und 39, dass die Produktivität des Motors 150 mit den Spulen 38 und 39 hoch gehalten werden kann.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, ist der M-Phasenstrom Im wie folgt äquivalent zu der Summe des U-Phasenstroms (–Iu) und des V-Phasenstroms (Iv):
[Gleichung 73]

Im = –Iu + Iv

[Gleichung 74]

In = –Iv + Iw

Die d-Achsen- und q-Achsenströme (i_d1, i_q1) in dem d-q-Koordinatensystem können in Dreiphasenströme Iu, Iv und Iw in dem stationären Koordinatensystem umgewandelt werden, und die momentanen Ströme Im und In können gemäß den Gleichungen [73] und [74] berechnet werden. Die momentanen Ströme Im und In können als die Stromwerte, die für die Analyse basierend auf dem nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren erforderlich sind, verwendet werden.
Die Umwandlungsbeziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen in dem d-q-Koordinatensystem und den Dreiphasenströmen in dem stationären Koordinatensystem erlaubt, dass die Dreiphasenströme erhalten werden können; diese Dreiphasenströme können als die Stromwerte, die für die Analyse basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren erforderlich sind, verwendet werden.
Genauer gesagt weisen die Dreiphasenwicklungen, die in 45 dargestellt sind, und die Zweiphasenwicklungen, die in 46 dargestellt sind, im Wesentlichen die gleichen elektromagnetischen Effekte auf. Aus diesem Grund ist es möglich, das Motormodell, das in 46 dargestellt ist, mit den Zweiphasenwicklungen in das, das in 45 dargestellt ist, mit den Dreiphasenwicklungen umzuwandeln, und so die Analyse basierend auf dem Infinite-Elemente-Verfahren ohne eine Verwendung der Gleichungen [73] und [74] auszuführen.
Bis zu diesem Punkt ist basierend auf verschiedenen Typen von Motoren betrachtet worden, wie die Datentabelle T2, die in 9 dargestellt ist, und die Datentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, erhalten werden können.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Beispiel eines Berechnens der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d3(i_d, i_q) und Ψ_q3(i_d, i_q) und Ähnlichem basierend auf einem spezifischen konfigurierten Motor beschrieben. Mit anderen Worten wird die Gültigkeit der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die unter Verwendung des Berechnungsverfahrens für die Induktivität, das in den Schritten (a) bis (g) im Vorhergehenden dargelegt worden ist, erhalten worden sind, basierend auf dem synchronen Mehrflussbarrierenmotor, der in 1 dargestellt ist, überprüft.
Ein Verfahren zum Überprüfen der Gültigkeit der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms bestehend aus folgenden Schritten:
Vergleichen eines Drehmoments T_fem, das unter Verwendung des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens erhalten worden ist, mit einem Drehmoment T, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) zu der Gleichung [2], die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, berechnet worden ist; und
Schätzen der Gültigkeit der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) basierend auf dem Resultat des Vergleichs.
Es sei bemerkt, dass, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, angenommen wird, dass das Drehmoment T_fem, das unter Verwendung des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren erhalten wird, ordnungsgemäß bestimmt wird. Es ist wohl bekannt, dass die Genauigkeit des Drehmoments T_fem, das unter der Verwendung des zuverlässigen nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens erhalten wird, nur dann hoch zuverlässig ist, wenn die Formgenauigkeit, die Materialcharakteristiken und das Einstellen einer Bedingung, die mit dem Modell für das Ziel der Analyse basierend auf dem zuverlässigen nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren in Zusammenhang steht, ordnungsgemäß bestimmt sind.
11 stellt Kurven der Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors 110, der in 1 dargestellt ist, schematisch dar. In 11 stellt die horizontale Achse die Größe des Ankerstroms i_a [Ampere] dar, und die vertikale Achse stellt das Drehmoment [Nm] dar.
Der Phasenwinkel θc des Ankerstroms i_a ist bei 66 Grad eines elektrischen Winkels eingestellt.
In 11 stellt das Bezugszeichen T_fem ein Drehmoment dar, das unter Verwendung des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens, das im Vorhergehenden dargelegt worden ist, erhalten worden ist.
Das Bezugszeichen T_A stellt ein Drehmoment dar, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel erhalten worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist.
Das Bezugszeichen T_B stellt ein Drehmoment dar, das durch ein Zuweisen von Induktivitäten L_d(i_d1, 0) und L_q(0, i_q1) zu der Gleichung [2] erhalten worden ist; diese Induktivität L_d(i_d1, 0) wird basierend auf dem d-Achsen-Strom i_d1 und der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl unabhängig von dem q-Achsen-Strom und der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl erhalten, und diese Induktivität L_q(0, i_q1) wird basierend auf dem q-Achsen-Strom i_q1 und der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl unabhängig von dem d-Achsen-Strom und der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl erhalten.
Das Bezugszeichen T_C stellt ein Drehmoment dar, das durch ein Zuweisen einer d-Achsen-Induktivität L_d und einer q-Achsen-Induktivität L_q zu der Gleichung [2] erhalten wird, wenn angenommen wird, dass sowohl die d-Achsen-Induktivität L_d als auch die q-Achsen-Induktivität L_q innerhalb des gesamten Bereichs des Ankerstroms eine proportionale Konstante ist; sowohl die d-Achsen-Induktivität L_d als auch die q-Achsen-Induktivität L_q entspricht einem kontinuierlichen Nennstrom.
Die Genauigkeit jeder der Induktivitäten, die einem der Drehmomente T_A, T_B und T_C entsprechen, wird durch ein Vergleichen jedes der Drehmomente T_A, T_B und T_C mit dem Drehmoment T_fem geschätzt.
Das Drehmoment T_A stimmt gut mit dem Drehmoment T_fem überein, so dass ein Fehler zwischen denselben bei einem Ankerstrom i_a von 180 Ampere ein sehr niedriger Wert von 3,3% ist (siehe 11).
Das Drehmoment T_B ohne Berücksichtigung einer gegenseitigen Interferenz zwischen der d-Achse und der q-Achse hat einen größeren Fehlerspielraum, bei dem ein Fehler zwischen dem Drehmoment T_B und dem Drehmoment T_fem ein Wert von 13,9% ist (siehe 11).
Das Drehmoment T_C, bei dem angenommen wird, dass sowohl die d-Achsen-Induktivität L_d als auch die q-Achsen-Induktivität L_q eine proportionale Konstante ist, hat einen großen Fehler zwischen dem Drehmoment T_C und dem Drehmoment T_fem innerhalb des Bereichs des Ankerstroms, dessen Größe vergleichsweise hoch ist (siehe 11).
Als nächstes wird die Genauigkeit des Drehmoment T_A des Motors 110, der in 1 dargestellt ist, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist, innerhalb des Bereichs, bei dem der d-Achsen-Strom minimal ist, überprüft.
12 stellt Kurven der Drehmoment-Phasen-Charakteristik des Motors 110, der in 1 dargestellt ist, schematisch dar. Die horizontale Achse von 12 stellt den Phasenwinkel θc [Grad] des Ankerstroms i_a dar und die vertikale Achse stellt das Drehmoment T (T_A) [Nm] dar. Die Kurven der Drehmoment-Phasen-Charakteristik ändern sich mit einer Änderung des q-Achsenstroms i_q von der Größe von 10 A [Ampere], 20 A, 30 A und 40 A.
Wie in 12 deutlich gezeigt ist, stimmt das Drehmoment T_25L, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, 10 [A]) und L_q(i_d1, 10 [A]), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist, gut mit dem Drehmoment T_fem, das dem q-Achsen-Strom i_q gleich 10 A entspricht, überein. Auf ähnliche Weise stimmt das Drehmoment T_50L, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, 20 [A]) und L_q(i_d1, 20 [A]), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist, gut mit dem Drehmoment T_fem, das dem q-Achsen-Strom i_q gleich 20 A entspricht, überein.
Das Drehmoment T_75L, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, 30 [A]) und L_q(i_d1, 30 [A]), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist, stimmt gut mit dem Drehmoment T_fem, das dem q-Achsenstrom i_q gleich 30 A entspricht, überein. Das Drehmoment T_100L, das jeweils durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, 40 [A]) und L_q(i_d1, 40 [A]), die durch die Schritte zum Berechnen der Induktivität (a) bis (f), die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist, stimmt gut mit dem Drehmoment T_fem, das dem q-Achsenstrom i_q gleich 40 A entspricht, überein.
Genauer gesagt ist es möglich, die Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) ordnungsgemäß zu berechnen.
Als nächstes wird die Genauigkeit des Drehmoments T_A des Motors 110A, der in 13 dargestellt ist, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d1, i_q1) und L_q(i_d1, i_q1), die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivitäten, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten wird, überprüft.
Spannungsgleichungen, die einen Motor verwenden, in den Permanentmagnete eingebaut sind, werden allgemein in eine Spannungskomponente aufgrund des Ankerstroms und eine Spannungskomponente aufgrund der Permanentmagnete eingeteilt. Da jedoch, wie durch die Gleichung [9] ausgedrückt ist, das Drehmoment durch ein äußeres Produkt des Ankerstromvektors i_a und des Flusskopplungsanzahlvektors Ψ_a ausgedrückt wird, können magnetische Flüsse, die durch die Permanentmagnete induziert werden, und andere magnetische Flüsse ohne eine Trennung gehandhabt werden. In diesem Fall wird, unter der Annahme, dass ein Verhältnis sowohl aller d-Achsen- als auch q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) zu einem entsprechenden aller Betriebspunkte (d-Achsen- und q-Achsen-Komponenten i_d und i_q) des Ankerstroms die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) sind, das Drehmoment T_A gemäß der Gleichung [2] berechnet.
14 stellt Kurven der Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors 110A, der in 13 dargestellt ist, schematisch dar. In 14 stellt die horizontale Achse die Größe des Ankerstroms i_a [Ampere] dar, und die vertikale Achse stellt das Drehmoment [Nm] dar.
In 14 stellt das Bezugszeichen T_A ein Drehmoment dar, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) jedes Betriebspunkts, die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten worden ist.
Wie in 14 deutlich gezeigt ist, stimmt das Drehmoment T_A mit dem Drehmoment T_fem gut überein, so dass ein Fehler zwischen denselben bei dem Ankerstrom i_a von 180 Ampere ein sehr niedriger Wert von 2,9% ist. Als ein Resultat ist überprüft worden, dass die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität und die Schritte zum Berechnen der Flusskopplungsanzahl, die auf den Schritten (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität basieren, wirksam sind.
Als nächstes werden im Folgenden eine Definition von Rotorkoordinatenachsen und einer drehbaren Verschiebung der Rotorkoordinatenachsen beschrieben.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist, als eines der Rotorkoordinatensysteme, das d-Achsen- und q-Achsen-Koordinatensystem verwendet worden. Eine Definition des d-Achsen- und q-Achsen-Koordinatensystems ist, dass eine Richtung eines magnetischen Pols des Rotors als die d-Achse bestimmt ist, und eine Richtung, deren Phase hinsichtlich der d-Achse um einen elektrischen Winkel von 90 Grad (π/2 Rad) vorauseilend ist, als die q-Achse bestimmt ist. Bei bürstenlosen Motoren mit inneren Permanentmagneten ist jedoch die Richtung eines magnetischen Pols undefiniert, weil sie in Abhängigkeit von der Größe des Ankerstroms und der Phase desselben änderbar ist.
Als ein Verfahren zum Überprüfen der Gültigkeit der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q), die unter Verwendung des Verfahrens zum Berechnen der Induktivität, das in den Schritten (a) bis (g) beschreiben worden ist, erhalten worden sind, werden die d-q-Achsen, die in 5 dargestellt sind, durch ein Drehen der d-q-Achsen um einen elektrischen Winkel von 30 Grad hin zu einer negativen q-Achsen-Richtung in d_A-q_A-Achsen, die in 15 dargestellt sind, umgewandelt.
Bei dem Motor 110, der in 1 dargestellt ist, werden die d_A-Achsen- und q_A-Achsen-Stromkomponenten und die d_A-Achsen- und q_A-Achsen-Komponenten des magnetischen Flusses basierend auf den Schritten (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität berechnet, und ein Drehmoment T_ACW wird durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_dA(i_dA, i_qA) und L_qA(i_dA, i_qA) jedes Betriebspunkts, die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel berechnet worden sind, zu der Gleichung [2] erhalten.
16 stellt Kurven der Drehmoment-Strom-Charakteristik des Motors, der in 15 dargestellt ist, schematisch dar. In 16 stellt die horizontale Achse die Größe des Ankerstroms i_a [Ampere] dar, und die vertikale Achse stellt das Drehmoment [Nm] dar.
Wie in 16 deutlich gezeigt ist, stimmt das Drehmoment T_ACW gut mit dem Drehmoment T_fem überein, so dass ein Fehler zwischen denselben bei dem Ankerstrom i_a von 180 Ampere ein sehr niedriger Wert von 2,7% ist.
Zusätzlich wird das Drehmoment T_A des Motors 110A, der in 15 dargestellt ist, das durch ein Zuweisen der Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_dA, i_qA) auf den d-Achsen und q-Achsen, die in 5 dargestellt sind, zu der Gleichung [2] erhalten wird, überprüft. Diese Induktivitäten L_d(i_d, i_q) und L_q(i_d, i_q) werden durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität berechnet. Wie in 16 deutlich gezeigt ist, liegt das Drehmoment T_ACW im Wesentlichen auf dem Drehmoment T_A. Dies zeigt deutlich, dass ein Berechnen von ordnungsgemäßen Flusskopplungsanzahlen und/oder Induktivitäten verhindert, dass große Fehler auftreten, selbst wenn die d-q-Achsen gedreht werden.
17 stellt Kurven der Induktivitäts-Strom-Charakteristik des Motors auf den d_A-q_A-Achsen, die in 15 dargestellt sind, schematisch dar. In 17 stellt die horizontale Achse die Größe des Ankerstroms i_a [Ampere] dar, und die vertikale Achse stellt das Drehmoment [Nm] dar.
In 17 stellt das Bezugszeichen L_dA eine d_A-Achsen-Induktivität L_dA(i_dA, i_qA) dar, die durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität berechnet worden ist, und das Bezugszeichen L_qA stellt eine q_A-Achsen-Induktivität L_qA(i_dA, i_qA) dar, die durch die Schritte (a) bis (i) zum Berechnen der Induktivität berechnet worden ist. Zusätzlich ist ein Bezugszeichen L_qA/L_dA ein Verhältnis der q_A-Achsen-Induktivität L_qA zu der d_A-Achsen-Induktivität L_VA. Die d_A-Achsen- und q_A-Achsen-Induktivitäten L_dA(i_dA, i_qA) und L_qA(i_dA, i_qA) dienen als ein Verhältnis der d_A-Achsen- und q_A-Achsen-Flusskopplungsanzahlen L_dA(i_dA, i_qA) und L_qA(i_dA, i_qA) zu dem Ankerstrom (i_dA, i_qA).
Wie in 17 dargestellt ist, erlaubt der q_A-Achsen-Strom i_qA, dass die d_A-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_dA(i_dA, i_qA) in einer Richtung entgegengesetzt zu dem d_A-Achsen-Strom i_dA erzeugt werden kann; dies verursacht, dass die d_A-Achsen-Induktivität L_dA negative Werte annimmt. Die d_A-Achsen-Induktivität L_dA ist jedoch als ein zeitlicher Wert, der während des äußeren Produkts des Ankerstromvektors i_a und des Flusskopplungsanzahlvektors Ψ_a erhalten wird, ordnungsgemäß, und daher wird das Drehmoment T_ACW, das als ein Resultat der Gleichung [2] erhalten wird, ordnungsgemäß bestimmt (siehe 16).
Genauer gesagt werden, bei dem ersten Ausführungsbeispiel, die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität unabhängig von den Definitionen der d-q-Achsen in dem sich drehenden Koordinatensystem bewirkt.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind die d-Achsen und die q-Achsen definiert, um orthogonal zueinander zu sein, sie können jedoch definiert sein, um einander bei einem beliebigen Winkel, wie einem elektrischen Winkel von 80 Grad oder 60 Grad, zu kreuzen. Genauer gesagt können mindestens zwei Koordinatenachsen in dem sich drehenden Koordinatensystem derart definiert sein, dass sie sowohl den Vektor v einer Spannung, die dem Motor zuzuführen ist, als auch den Vektor i eines Ankerstroms, der dem Motor zuzuführen ist, als auch den Vektor Ψ einer Anzahl von Flusskopplungen mit jeder Phasenwicklung des Motors zerlegen. In diesem Fall ist es möglich, zumindest teilweise mindestens einen Vektor entweder einer Variable einer Spannung v, eines Ankerstroms i, oder einer Flusskopplungsanzahl Ψ zu kombinieren, und so mindestens einen Beziehungsausdruck, der im Zusammenhang mit mindestens einer der Variablen steht, zu liefern.
Die Anzahl von Achsen, die in jedem der Motormodelle, die in dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben sind, definiert sind, kann auf zwei, drei, vier, fünf und so weiter eingestellt werden. Ein Koordinatensystem, das durch die Anzahl von Achsen gebildet wird, kann entweder auf dem Rotor oder dem Stator aufgestellt werden. Mit anderen Worten kann ein Rotorkoordinatensystem, das in dem Rotor definiert ist, und ein Statorkoordinatensystem, das in dem Stator definiert ist, ausgewählt werden. Zusätzlich kann ein virtuelles drittes Koordinatensystem, das unterschiedlich zu dem ersten Rotorkoordinatensystem und dem zweiten Statorkoordinatensystem ist, verwendet werden, um jede der Variablen, die erforderlich sind, um die Ausgangsleitung des entsprechenden Motors zu steuern, zu bestimmen.
Als nächstes werden im Folgenden elektromagnetische Motormodelle, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu verwenden sind, beschrieben.
Wie in 5 bis 17 dargestellt und im Vorhergehenden beschrieben, wird das Drehmoment T_A gemäß der Gleichung [2] oder [10] basierend auf den d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten oder den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen berechnet. Diese d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten oder d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen werden durch die Schritte (a) bis (f) zum Berechnen der Induktivität unter Verwendung von Stücken von Daten, die erforderlich sind, um die Ausgangsleistung des Motors zu steuern, berechnet. Die Gültigkeit des berechneten Drehmoment T_A ist überprüft worden; dieses überprüfte Resultat zeigt, dass das berechnete Drehmoment T_A ordnungsgemäß bestimmt wird.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, werden eines von elektromagnetischen Motormodellen, seine Spannungsgleichungen und Ähnliches als die Anzahl Ψ von Flusskopplungen dargestellt; diese Flusskopplungsanzahl Ψ ist eine Funktion der Induktivität L und des Ankerstroms i. Wie in 18 dargestellt ist, wird, bei dem Motormodell M, das durch gestrichelte Linien eingekreist ist, die Flusskopplungsanzahl Ψ durch das äußere Produkt der Induktivität L und des Ankerstroms i dargestellt. Wenn die Induktivität L eine Kurve mit einer nichtlinearen Charakteristik hinsichtlich einer Änderung des Ankerstroms i und/oder abhängig von Permanentmagneten hat, ist es sinnvoller, das elektromagnetische Motormodell unter Verwendung der Funktion der Flusskopplungsanzahl Ψ und des Ankerstroms i auszudrücken.
Weil die Charakteristik der Flusskopplungsanzahl Ψ bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms geändert wird, ist es ordnungsgemäßer, einen Motor unter Verwendung der Datentabelle T1, die eine Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms darstellt, wie im Vorhergehenden beschrieben elektromagnetisch zu modellieren.
Stücke von Daten, die in der Datentabelle T1 gespeichert sind, können basierend auf Stücken von Daten, die durch die Analyse des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens geliefert werden, leicht und ordnungsgemäß erzeugt werden.
Ein Modellieren eines Zielmotors basierend auf der Flusskopplungsanzahl Ψ bedeutet:
Ersetzen des Produkts aus d-Achsen-Induktivität L_d und d-Achsen-Strom i_d durch die Ψ_d gemäß der Gleichung [6]; und
Ersetzen des Produkts aus q-Achsen-Induktivität L_q und q-Achsen-Strom i_q durch die Ψ_q gemäß der Gleichung [7]. Die Gleichungen [6] und [7] erlauben ebenfalls, dass die Datentabelle T2 leicht in die Datentabelle T1 umgewandelt werden kann.
Bei dem Modell des Zielmotors, das auf der Flusskopplungsanzahl Ψ basiert, kann die Spannungsgleichung [1] leicht zu dem Ausdruck der Gleichung [8] geändert werden.
Bei dem Modell des Zielmotors, das auf der Flusskopplungsanzahl Ψ basiert, hat, wenn der Motor 110 eine vergleichsweise große Kapazität von zum Beispiel 1 kW (Kilowatt) hat, so dass der Wirkungsgrad des Motors 90% überschreitet, der Widerstandswert R jeder Wicklung des Stators eine vergleichsweise niedrige Größe; dies erlaubt, dass die Gleichung [8] zu der Gleichung [10] vereinfacht werden kann. Das Drehmoment wird durch die Gleichung [9] ausgedrückt, und das Vektordiagramm bei dem Modell eines Motors, das auf der Flusskopplungsanzahl Ψ basiert, ist in 19 dargestellt.
In 19 stellen Bezugszeichen i_a, i_d, i_q, V_a, V_o, Ψ_a, Ψ_d und Ψ_q jeweils den Ankerstromvektor, den d-Achsen-Stromvektor, den q-Achsen-Stromvektor, den Wicklungsspannungsvektor (Anschlussspannungsvektor), den resultierenden Spannungsvektor, den resultierenden Flusskopplungsanzahlvektor, den d-Achsen-Flusskopplungsanzahlvektor und den q-Achsen-Flusskopplungsanzahlvektor dar. Zusätzlich stellen in 19 Bezugszeichen L_d, L_q und ω jeweils die d-Achsen-Induktivität, die q-Achsen-Induktivität und die Winkelgeschwindigkeit ω eines Zielmotors dar.
Wie unter Bezugsnahme auf die Gleichungen [2], [25] bis [28], die Datentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, und das Vektordiagramm, das in 19 dargestellt ist, deutlich beschrieben worden ist, können der Ankerstrom i, die Wicklungsspannung v, die Flusskopplungsanzahl Ψ und die Winkelgeschwindigkeit ω des Zielmotors den Zielmotor elektromagnetisch modellieren.
Als nächstes wird im Folgenden ein spezifisches Beispiel für Verfahren zum Steuern des Ausgangsdrehmoments eines Zielmotors, wie eines bürstenlosen Motors, ohne ein Ausführen einer feldabschwächenden Steuerung beschrieben.
Zuerst sind die Induktivitätsdatentabelle T2, die in 9 dargestellt ist, und die Flusskopplungsanzahldatentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, erzeugt worden, um jeweils in den Speichereinheiten 131 und 132 gespeichert zu sein. Eine beliebige der Induktivitätsdatentabelle T2 und der Flusskopplungsanzahldatentabelle T1 kann erzeugt werden, um in einer entsprechenden der Speichereinheiten 131 und 132 gespeichert zu werden.
Als nächstes wird eine Steuerung der Motorausgangsleistung durch das Steuerungssystem CS, das in 4 dargestellt ist, basierend auf den Datentabellen T1 und T2 ausgeführt. Die Motorausgangsleistungssteuerung hat eine spezifische Aufgabe, um auf die Datentabelle T2 unter Verwendung des Drehmomentbedarfs T* Bezug zu nehmen und den d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und den q-Achsen-Befehlsstrom i_q* basierend auf dem Ergebnis der Bezugnahme zu bestimmen.
Wie anhand der Beziehung, die durch die Gleichung [9] definiert ist, offensichtlich ist, gibt es viele Kombinationen eines Wertes des d-Achsen-Stroms i_d und dem des q-Achsen-Stroms i_q, die in der Lage sind, einen Wert des Drehmoments T zu erzeugen. Aus diesem Grund werden die d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* bevorzugt aus jeweiligen Strombereichen bestimmt, die erlauben, dass der Wirkungsgrad des Motors ordnungsgemäß aufrecht erhalten werden kann, ohne dass der Kupferverlust des Zielmotors erhöht wird.
Genauer gesagt wird eine Beziehung zwischen dem Paar aus dem d-Achsen-Strom i_d und dem q-Achsen-Strom i_q und dem Drehmoment T innerhalb eines vorbestimmten Motorbetriebsbereichs durch eine passende Teilung basierend auf dem nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren unter Verwendung eines Computers ausgewertet. Diese Auswertung bestimmt eine Kurve einer d-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und eine Kurve einer q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU2, die in 20 dargestellt sind.
Ein Spezifizieren eines Werts T₁* des Drehmomentbedarfs T* erlaubt, dass:
die Kurve einer d-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 einen Wert i_d1* des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* eindeutig bestimmen kann; und
die Kurve einer q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU2 einen Wert i_q1* des d-Achsen-Befehlsstroms i_q* eindeutig bestimmen kann.
Die Kurve einer d-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und die Kurve einer q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU2, die in 20 dargestellt sind, können abhängig von verschiedenen Zwecken, für die der Motor verwendet wird, geändert werden.
Zum Beispiel können die Kurven einer d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und CU2 geändert werden, um einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch den ein Kupferverlust am meisten reduziert wird. Die Kurven einer d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und CU2 können geändert werden, um einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch den der Verlust des Motors bei einer gewünschten Winkelgeschwindigkeit ω und dem gewünschten Wert des Drehmoments T am meisten reduziert wird.
Zusätzlich können die Kurven einer d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und CU2 geändert werden, um einen Wert des variablen q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, während der d-Achsen-Befehlsstrom i_d* konstant gehalten ist. Die Kurven einer d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und CU2 können geändert werden, um einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch den sich die Antwortfähigkeit des Motors stärker erhöht.
In 20 sind die d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristiken durch die Kurven CU1 und CU2 dargestellt. Von einem praktischen Standpunkt aus sind die d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristiken in dem Befehlsstrombestimmer 596 als eine Datentabelle (Abbildung) M gespeichert. Genauer gesagt ist der Befehlsstrombestimmer 596 programmiert, um folgende Schritte auszuführen:
Bezug nehmen auf die Datentabelle M unter Verwendung eines Eingabewerts des Drehmomentbedarfs T*; und
eindeutiges Bestimmen, basierend auf dem Resultat der Bezugnahme, eines Werts des d-Achsen-Befehlsstroms i_d*, der dem Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* entspricht, und eines Werts des q-Achsen-Befehlsstroms i_q*, der dem Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* entspricht.
Es sei bemerkt, dass die Datentabelle M eine begrenzte Kapazität hat, so dass Stücke von Daten, die die d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristiken darstellen, diskret sind. Es wird angenommen, dass ein Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* einem Intervall zwischen einem Wert und seinem benachbarten Wert von Stücken von Daten sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik entspricht. Unter dieser Annahme ist es möglich, einen Wert sowohl des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* als auch des q-Achsen-Befehlsstroms i_q*, die dem Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* entsprechen, durch eine Interpolation zu schätzen.
Unter dieser Annahme kann der Befehlsstrombestimmer 596 programmiert sein, um folgende Schritte durchzuführen:
Erzeugen einer Näherungsfunktion sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Strom-Drehmoment-Charakteristik;
Bezugnehmen auf die Näherungsfunktion unter Verwendung des Eingabewerts des Drehmomentbedarfs T*; und
Bestimmen eines Werts sowohl des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* als auch des q-Achsen-Befehlsstroms i_q*, die dem Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* entsprechen, basierend auf dem Resultat der Bezugnahme.
Bei dem Steuerungssystem CS können Stücke von Daten, die die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, darstellen, in ein Motorsteuerungsprogramm, unter dem der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS) die Aufgaben der funktionalen Blöcke, die in 4. dargestellt sind, ausführt, eingebaut sein.
Bei dem Steuerungssystem CS können Stücke von Daten, die die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, zum Beispiel in einer Datenbank anstelle der Datentabelle T1 und T2 gespeichert worden sein. Bei dieser Modifikation kann der Befehlsstrombestimmer 133 die Stücke von Daten von der Datenbank online empfangen und mindestens eine der Datentabellen T1 und T2 oder erforderliche Werte jeweils des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q*, die dem Eingabewert des Drehmomentbedarfs T* entsprechen, basierend auf den empfangenen Stücken von Daten von der Datenbank erzeugen.
Als Nächstes wird im Folgenden ein spezifisches Beispiel für Verfahren zum Steuern des Ausgangsdrehmoments eines Zielmotors, wie eines bürstenlosen Motors, unter Verwendung einer feldabschwächenden Steuerung beschrieben.
Die feldabschwächende Steuerung ist entworfen, um die Menge des magnetischen Flusses, die in dem Motor erzeugt wird, zu steuern, und kann daher die Drehgeschwindigkeit des Motors bis zu einem vorbestimmten hohen Wert erhöhen, selbst wenn die Größe der DC-Batterie N95 des Dreiphasenwechselrichters 59G.
Zusätzlich ist die feldabschwächende Steuerung entworfen, um die Wicklungsspannung des Motors zu steuern, um die Batteriespannung nicht zu überschreiten, und den Ankerstrom zu steuern, um einen konstanten Wert nicht zu überschreiten. Dies resultiert darin, dass die Motorausgangsleistung, die durch das Produkt aus der Wicklungsspannung und dem Ankerstrom dargestellt wird, konstant wird; dies kann eine Steuerung bei einer konstanten Ausgangsleistung implementieren. Die Steuerung bei einer konstanten Ausgangsleistung erlaubt, dass sich die Drehgeschwindigkeit des Motors ohne eine Erhöhung der Wicklungsspannung des Motors bis zu einem vorbestimmten hohen Wert erhöhen kann. Mit anderen Worten ist es möglich, die Ausgangsleistung des Motors zu steuern, um die Drehgeschwindigkeit desselben bis zu einem vorbestimmten hohen Wert zu erhöhen, ohne eine Erhöhung der Stromkapazität jedes Transistors des Wechselrichters 59G. Daher kann der Wechselrichter 59G in der Größe und dem Fertigungsaufwand reduziert werden.
Solch eine Motorausgangsleistungssteuerung basierend auf der feldabschwächenden Steuerung wird im Folgenden beschrieben.
Zuerst sind die Induktivitätsdatentabelle T2, die in 9 dargestellt ist, und die Flusskopplungsanzahldatentabelle T1, die in 10 dargestellt ist, erzeugt worden, um jeweils in den Speichereinheiten 131 und 132 gespeichert zu sein. Eine beliebige der Induktivitätsdatentabelle T2 und der Flusskopplungsanzahldatentabelle T1 kann erzeugt werden, um in einer entsprechenden der Speichereinheiten 131 und 132 gespeichert zu werden. Dies erlaubt, dass die nichtlinearen elektromagnetischen Charakteristiken des Zielmotors in numerische Daten umgewandelt werden können.
Als nächstes wird eine Steuerung der Motorausgangsleistung durch das Steuerungssystem CS, das in 4 dargestellt ist, basierend auf den Datentabellen T1 und T2 durchgeführt. Die Motorausgangsleistungssteuerung hat eine spezifische Aufgabe, um auf die Datentabelle T2 unter Verwendung des Drehmomentbedarfs T* Bezug zu nehmen und den d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und den q-Achsen-Befehlsstroms i_q* basierend auf dem Resultat der Bezugnahme zu bestimmen.
Zum Beispiel werden Stücke von Daten, die in 21 dargestellt sind, in einer Datentabelle T3 der Speichereinheit 132 gespeichert.
In 21 stellt die horizontale Achse der Datentabelle T3 Werte (ω₁, ω₂, ..., ω_m, ..., ω_A) der Winkelgeschwindigkeit ω dar, und die vertikale Achse derselben stellt Werte (T₁, T₂, ..., T_m, ..., T_B) des Drehmomentbedarfs T* dar. Bei einer Adresse in der Datentabelle T3, bei der jeder der Werte der horizontalen Achse und ein entsprechender der Werte der vertikalen Achse gespeichert sind, befindet sich ein Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms. Der Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms erlaubt, dass die Größe der Flusskopplungsanzahl Ψ und der Motorspannung v, die einem Paar von Werten der Winkelgeschwindigkeit ω und des Drehmomentbedarfs T* entsprechen, eine zulässige Spannung, die durch die Batteriespannung des Wechselrichters 59G bestimmt ist, nicht überschreiten.
Der Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms wird gemäß der Induktivitätsdatentabelle, die in 9 dargestellt ist, oder der Flusskopplungsanzahldatentabelle, die in 10 dargestellt ist, und den Gleichungen [1] bis [10] berechnet, derart, dass der Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms die Bedingung erfüllt, bei der die Größe der Flusskopplungsanzahl Ψ und die der Motorspannung v die zulässige Spannung, die durch die Batteriespannung des Wechselrichters 59G bestimmt ist, nicht überschreitet.
Ein Paar von Werten der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten (L_d, L_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms kann basierend auf den Werten, die in 9 dargestellt sind, durch eine Interpolation berechnet werden. Auf ähnliche Weise kann ein Paar von Werten der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen (Ψ_d, Ψ_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms basierend auf den Werten, die in 10 dargestellt sind, durch eine Interpolation berechnet werden. Die Gleichung [1] oder [8] erlaubt, dass die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen (v_d, v_q) berechnet werden können. Das Ausgangsdrehmoment T kann gemäß der Gleichung [2] oder [9] berechnet werden. Als ein Wert des Ausgangsdrehmoments T, der jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms entspricht, kann ein Wert des Drehmoments T_fem, das basierend auf dem nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren erhalten worden ist, verwendet werden.
Die Datentabelle T3 erlaubt, dass das Steuerungssystem CS die feldabschwächende Steuerung ausführen kann, um die Steuerung bei konstanter Ausgangsleistung des Zielmotors zu implementieren.
22 stellt eine Kurve einer Drehmoment-Geschwindigkeits-Charakteristik und eine Kurve einer Spannungs-Geschwindigkeits-Charakteristik schematisch dar; diese charakteristischen Kurven werden durch ein Unterziehen eines Zielmotors, zum Beispiel des in 1 dargestellten, der feldabschwächenden Steuerung basierend auf der Datentabelle T3 erhalten. In 22 stellt die horizontale Achse die Drehgeschwindigkeit [UPM] des Zielmotors dar, die linke vertikale Achse stellt das Drehmoment [Nm] dar, und die rechte vertikale Achse stellt die Spannung [Volt (Spitze-zu-Spitze)] dar.
In 22 stellt das Bezugszeichen V_pd die d-Achsen-Spannung dar, das Bezugszeichen V_pq stellt die q-Achsen-Spannung dar, und das Bezugszeichen V_pa stellt eine vorbestimmte Schwellenspannung dar.
Wenn die Motorgeschwindigkeit innerhalb eines Bereichs höher als 2000 UPM liegt, während die Motorspannung einen Wert annimmt, der kleiner oder gleich der Schwellenspannung V_pa von 280 [Volt (Spitze-zu-Spitze)] ist, der durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, sind charakteristische Kurven bei einer konstanten Ausgangsleistung, wenn der Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms bestimmt ist, um zu erlauben, dass die Größe der Flusskopplungsanzahl Ψ und der Motorspannung v die erlaubte Spannung, die durch die Batteriespannung des Wechselrichters 59G bestimmt ist, nicht überschreitet, in 22 dargestellt.
Zu dieser Zeit stellt ein Bezugszeichen T_A eine Drehmomentkurve dar, die basierend auf der Datentabelle T3, die in 21 dargestellt ist, erhalten worden ist, und ein Bezugszeichen T_fem stellt eine Drehmomentkurve dar, die unter Verwendung des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens bei dem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms erhalten worden ist.
Wie in 22 dargestellt, ist, wenn sich die Motorgeschwindigkeit erhöht, um zum Beispiel 5000 [UPM] zu überschreiten, die q-Achsen-Spannung V_pq, von der erwünscht ist, dass sie für normale Motoren klein ist, höher als die d-Achsen-Spannung V_pd. Dies kann den Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms bestimmen, um zu erlauben, dass die Größe der Flusskopplungsanzahl Ψ und der Motorspannung v die erlaubte Spannung, die durch die Batteriespannung des Wechselrichters 59G bestimmt ist, nicht überschreiten.
Es sei bemerkt, dass, zum Beispiel, wenn ein Wert des Drehmomentbedarfs T* niedriger als das Drehmoment T_A ist, eine Reduzierung des q-Achsen-Stroms des entsprechenden Betriebspunkts (i_d, i_q) des Ankerstroms für gewöhnlich erlaubt, dass sich das Motorausgangsdrehmoment auf einen gewünschten Wert verringert, während die Motorspannung bei einem Wert, der niedriger als die Schwellenspannung V_pa ist, beibehalten wird.
Es sei bemerkt, dass Erfordernisse zum Ausführen der Steuerung bei konstanter Ausgangsleistung des Zielmotors innerhalb eines Bereichs unter der flussabschwächenden Steuerung Folgendes umfassen:
eine Anpassung der Winkelgeschwindigkeit ω und des Drehmoments T auf jeweils gewünschte Werte; und
eine Steuerung sowohl der Wicklungsspannung als auch des Ankerstroms, um die Stromkapazität jedes Transistors des Wechselrichters 59G nicht zu überschreiten.
Aus diesem Grund gibt es ein gewisses Maß an Flexibilität beim Bestimmen der Wicklungsspannung v, des Ankerstroms i und der Stromphase.
Genauer gesagt ist es, wie im Vorhergehenden dargelegt, möglich, die Wicklungsspannung v, den Ankerstrom i und die Stromphase zu bestimmen, um:
einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch die ein Kupferverlust am meisten reduziert wird;
einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch die der Verlust des Motors bei einer gewünschten Winkelgeschwindigkeit ω und dem gewünschten Wert des Drehmoments T am meisten reduziert wird;
einen Wert des variablen q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, während der d-Achsen-Strom i_d* konstant gehalten ist; und
einen Wert des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* zu bestimmen, durch die sich die Antwortfähigkeit des Motors stärker erhöht.
Ein Beispiel des Vektordiagramms bei dem synchronen Motor 110, der zum Beispiel in 1 und 2 dargestellt ist, ist in 19 dargestellt.
In 19 stellt die horizontale Achse die d-Achse dar, und die vertikale Achse stellt die q-Achse dar. Bezugszeichen i_a, i_d, i_q, V_a, V_o, Ψ_a, Ψ_d und Ψ_q stellen jeweils einen Ankerstromvektor, einen d-Achsen-Stromvektor, einen q-Achsen-Stromvektor, einen Wicklungsspannungsvektor, einen resultierenden Spannungsvektor, einen resultierenden Flusskopplungsanzahlvektor, einen d-Achsen-Flusskopplungsanzahlvektor und einen q-Achsen-Flusskopplungsanzahlvektor dar. Zusätzlich stellen in 19 Bezugszeichen L_d, L_q und ω jeweils die d-Achsen-Induktivität, die q-Achsen-Induktivität und die Winkelgeschwindigkeit ω eines Zielmotors dar.
Die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen v_d und v_q werden durch die Gleichung [1] oder [8] ausgedrückt, genauer gesagt, sie werden durch d-Achsen- und q-Achsen-Spannungskomponenten, die auf der Flusskopplungsanzahl basieren, die als ”–ωΨ_d” und ”ωΨ_q” dargestellt werden, und durch d-Achsen- und q-Achsen-Spannungsabfallkomponenten aufgrund eines Wicklungswiderstands, die durch ”i_d × R” und ”i_q × R” dargestellt werden, ausgedrückt. Die Summe der d-Achsen- und q-Achsen-Spannungskomponenten wird durch den resultierenden Spannungsvektor V_o dargestellt. Die Summe des resultierenden Spannungsvektors V_o und der Spannungsabfallkomponente i_d × Ra aufgrund eines Wicklungswiderstands Ra ist durch die Wicklungsspannung (Anschlussspannung) V_a dargestellt. Die Phase des Ankerstroms i_a wird durch θc dargestellt, und der Leistungsfaktor β des Motors 110 wird durch die folgende Gleichung dargestellt:
[Gleichung 75]

β = cos(90° – θc + θm)

Wie im Vorhergehenden beschrieben, können verschiedene Zustandsparameter, die die Verhaltensweisen des Motors 110 darstellen, durch das Vektordiagramm, das in 19 dargestellt ist, ausgedrückt werden.
In 19 werden die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q jeweils durch die Gleichungen ”Ψ_d = L_d × i_d” und ”Ψ_q = L_q × i_q” gemäß den Gleichungen [6] und [7] dargestellt. Daher kann das Vektordiagramm, das in 19 dargestellt ist, durch die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q ohne eine Verwendung der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_d und L_q dargestellt werden.
Wenn in einen Motor eine Mehrzahl von Permanentmagneten integriert ist, kann der Motor, als ein Beispiel, durch ein Modell, das durch die Gleichungen [14] bis [19] definiert ist, ausgedrückt werden. Genauer gesagt können die Flusskopplungen Φ in die Flusskopplungen Φ_md und Φ_mq aufgrund der Permanentmagnete und die Flusskopplungen Φ_d und Φ_q aufgrund des Ankerstroms unterteilt werden.
Auf ähnliche Weise können die Flusskopplungsanzahlen Ψ in die Flusskopplungsanzahlen Ψ_md und Ψ_mq aufgrund der Permanentmagnete und die Flusskopplungen Ψ_d und Ψ_q aufgrund des Ankerstroms unterteilt werden.
Zusätzlich stellt 18 ein grundlegendes elektromagnetisches Modell eines Motors M schematisch dar. Eine Eingabe 251 in den Motor M umfasst einen Wicklungsspannungsvektor v und einen Ankerstromvektor i. Eine Ausgabe 252 des Motors M umfasst die Winkelgeschwindigkeit ω und das Drehmoment T. Die verschiedenen Zustandsparameter, die die Verhaltensweisen des Motors 110 darstellen, können durch die Gleichungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, unter Verwendung des Wicklungsspannungsvektors v, des Ankerstromvektors i und des Flusskopplungsanzahlvektors Ψ ausgedrückt werden.
Zum Beispiel kann die Eingangsleistung des Motormodells M durch das Skalarprodukt des Wicklungsspannungsvektors v und des Ankerstromvektors i dargestellt werden. Das Drehmoment T des Motormodells M kann durch das Vektorprodukt des Ankerstromvektors i und des Flusskopplungsanzahlvektors Ψ dargestellt werden. Die Ausgangsleistung des Motormodells M kann durch das Skalarprodukt des Drehmoments T und der Winkelgeschwindigkeit ω dargestellt werden. Es sei bemerkt, dass in 18 der innere Verlust des Motormodells M zum Zwecke der Vereinfachung weggelassen ist.
Wenn die Induktivität L als eine komplizierte Funktion des Ankerstroms anstelle einer proportionalen Konstante zwischen dem Ankerstrom und der Anzahl von Flusskopplungen dargestellt ist, kann jede der Gleichungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, und jeder der Steuerungsparameter, die erforderlich sind, um die Motorausgangsleistung zu steuern, basierend auf der Flusskopplungsanzahl Ψ ohne eine Verwendung der Induktivität L direkt ausgedrückt werden. Dies vereinfacht die Motorsteuerungssoftware, und erhöht so die Ausführungsgeschwindigkeit der Motorsteuerungssoftware des Mikroprozessors. Als spezifische Gleichungen zum Darstellen des Motors können die Gleichungen [8], [15], [17], [18], [19] und ähnliche verwendet werden.
Wie im Folgenden als ein präziseres Motormodell beschrieben ist, ist es möglich, eine Streuinduktivität, die Anzahl von d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungen Ψ_kd und Ψ_kq und einen Eisenverlust zu betrachten. Bei gewöhnlichen Motoren mit einem hohen Wirkungsgrad können, selbst wenn ein magnetischer Streufluss, ein Eisenverlust und ein mechanischer Verlust auftreten, diese vernachlässigt werden, weil die Auswertung von Betriebscharakteristiken, wie Motorbetriebscharakteristiken, und ein Motorbetrieb nicht durch den magnetischen Streufluss, den Eisenverlust und den mechanischen Verlust beeinflusst wären.
Als Nächstes wird im Folgenden eine Schaltsteuerung des Motorsteuerungsmodus beschrieben. Es gibt verschiedene Erfordernisse für eine Motorsteuerung, abhängig von der Verwendung und/oder den Motorcharakteristiken. Während des Betriebs eines Motors, der in eine Vorrichtung eingebaut ist, können verschiedene Betriebscharakteristiken des Motors vorübergehend erforderlich sein. Zum Beispiel kann eine Steuerung mit einer hohen Antwortfähigkeit, bei der die höchste Priorität der Antwort gegeben wird, erforderlich sein, oder eine Steuerung zum Erreichen des maximalen Wirkungsgrads kann erforderlich sein. Zusätzlich kann eine Zwischensteuerung zwischen der Steuerung mit einer hohen Antwortfähigkeit und der Steuerung mit einem maximalen Wirkungsgrad erforderlich sein, eine Steuerung, bei der der Motor bei seiner hohen Drehgeschwindigkeit getrieben wird, kann erforderlich sein, oder eine Steuerung bei konstanter Ausgangsleistung kann erforderlich sein.
Wenn die Motorsteuerung mit einem Fahrzeugantrieb verglichen wird, ist es erforderlich, dass ein Fahrzeug mit der höchsten Priorität der Leistungsfähigkeit desselben getrieben wird, wenn eine große Beschleunigung angefragt wird, und mit der höchsten Priorität des Wirkungsgrads desselben getrieben wird, wenn eine konstante Fahrzeuggeschwindigkeit oder eine regenerative Steuerung angefragt wird.
Um diesen Erfordernissen genau zu entsprechen, ist das Motorsteuerungssystem CS programmiert, um Folgendes aufzuweisen:
eine erste Funktion eines Erfassens eines aktuellen der Betriebsmodi des Motors;
eine zweite Funktion eines Speicherns einer Datentabelle, die erforderlich ist, um zu verursachen, dass das Motorsteuerungssystem CS in dem aktuellen der Betriebsmodi des Motors in Betrieb ist; und
eine dritte Funktion eines Schaltens zu einem anderen der Betriebsmodi aus dem aktuellen Betriebsmodus, wenn die Notwendigkeit entsteht.
Die erste Funktion kann einfach konfiguriert sein, um äußere Anweisungen zu erfassen. Zusätzlich kann die erste Funktion konfiguriert sein, um die Betriebszustände des Motors basierend auf den Betriebsmodi der Motordrehzahl des Motors;
den Betriebsmodi des Motors;
der Winkelgeschwindigkeit ω zu bestimmen, und den Betriebsmodus des Motors basierend auf den bestimmten Betriebszuständen des Motors zu bestimmen.
Zum Beispiel ist es, wenn das das Drehmoment T höher als ein Schwellenwert ist, erforderlich, dass das Fahrzeug mit der höchsten Priorität der Leistungsfähigkeit desselben getrieben wird. Im Gegensatz dazu ist es, wenn das Drehmoment T niedriger als der Schwellenwert ist, erforderlich, dass das Fahrzeug mit der höchsten Priorität des Wirkungsgrads desselben getrieben wird.
Datentabellen, die erforderlich sind, um die verschiedenen Betriebsmodi zum implementieren, wie die Datentabelle, die die Kurven der Strom-Drehmoment-Charakteristik CU1 und CU2 darstellt, und die Datentabelle T3, können vorbereitet worden sein. Eine Mehrzahl von Programmen, die verursachen, dass das Steuerungssystem CS in einem beliebigen der verschiedenen Betriebsmodi, die einer der vorbereiteten Datentabellen entsprechen, in Betrieb ist, sind vorbereitet worden.
Die dritte Funktion ist programmiert, um den gegenwärtigen Betriebsmodus basierend auf Informationen, die von der ersten Funktion weitergegeben werden, zu erfassen, eines der Mehrzahl von Programmen, das den Informationen entspricht, auszuwählen und zu verursachen, dass das Steuerungssystem CS das Ausgewählte einer der Programme ausführt. Dies ermöglicht es, den Motor während eines Schaltens zu einem beliebigen der verschiedenen Betriebsmodi zu treiben, um dadurch vorübergehenden Anfragen zu begegnen.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Verbessern der Steuerungsgenauigkeit eines Motors beschrieben. Um einen Motor genau zu steuern, ist es wirksam, Spannungssignale präziser zu berechnen und dieselben an den Motor anzulegen.
Bei dem Steuerungssystem CS, das in 4 dargestellt ist, werden der d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und der q-Achsen-Befehlsstrom i_q* durch den Befehlsstrombestimmer 133 basierend auf dem Drehmomentbedarf T* und mindestens einer der Datentabellen T1 und T2 bestimmt.
Danach werden, gemäß den folgenden Gleichungen, der d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und der q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFq durch den Mitkopplungsspannungsbestimmer 134 basierend auf den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψq, die den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* entsprechen, und der erfassten Drehgeschwindigkeit ω erzeugt:
[Gleichung 76]

FFd = Vd

[Gleichung 77]

FFq = Vq

Andererseits werden die momentanen U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w, die durch den Stromsensor erfasst und von demselben weitergegeben werden, durch den Wandler 59H in die momentanen d- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d und i_q umgewandelt.
Die Differenz zwischen der d-Achsen-Stromkomponente i_d und dem d-Achsen-Befehlsstrom i_d* wird durch den d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598 berechnet.
Als die Kompensierungsoperation werden der Proportionalausdruck und der Integralausdruck durch die d-Achsen-Stromsteuerung 136 basierend auf der d-Achsen-Stromdifferenz berechnet, so dass der d-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_d ist, erhalten wird, um zu der d-Achsen-Spannungssteuerung 59A weitergegeben zu werden.
Die Summe des d-Achsen-Stromssteuerungsspannungsbefehls, der von der d-Achsen-Stromsteuerung 136 weitergegeben wird, und des d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFd wird durch die d-Achsen-Spannungssteuerung 59A berechnet. Die berechnete Summe der d-Achsen-Stromsteuerungsspannung wird zu dem Wandler 59F als die d-Achsen-Befehlsspannung v_d* weitergegeben.
Auf ähnliche Weise wird die Differenz zwischen der q-Achsen-Stromkomponente i_q und dem q-Achsen-Befehlsstrom i_q* durch den q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C berechnet.
Als die Kompensierungsoperation werden der Proportionalausdruck und der Integralausdruck durch die q-Achsen-Stromsteuerung 137 basierend auf der q-Achsen-Stromdifferenz berechnet, so dass der q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehl, der proportional zu der Stromschleifenverstärkung G_q ist, erhalten wird, um zu der q-Achsen-Spannungssteuerung 59E weitergegeben zu werden.
Die Summe des q-Achsen-Stromsteuerungsspannungsbefehls, der von der q-Achsen-Stromsteuerung 137 weitergegeben wird, und des q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehls FFq wird durch die q-Achsen-Spannungssteuerung 59E berechnet. Die berechnete Summe der q-Achsen-Stromsteuerungsspannung wird zu dem Wandler 59F als die q-Achsen-Befehlssteuerung v_q* weitergegeben.
Diese Operationen des Steuerungssystem CS können die d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und die q-Achsen-Befehlsspannung v_q* präzise berechnen. Die präzise berechnete d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und q-Achsen-Befehlsspannung v_q* werden durch den Wandler 59F in die U-, V- und W-Phasenspannungsbefehle v_u*, v_q* und v_w* umgewandelt, um an die Dreiphasenwicklungen des Motors 110 über den Dreiphasenwechselrichter 59G angelegt zu werden. Dies ermöglicht es, dass der Ankerstrom, der dem Motor 110 zuzuführen ist, innerhalb eines breiten Bereichs gesteuert werden kann. Stücke von Daten, die durch diese Operationen des Steuerungssystems CS zu verwenden sind, basieren auf der Beziehung zwischen den d-Achsen und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms; diese Beziehung ist auf der Basis des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens, das im Vorhergehenden dargelegt worden ist, berechnet worden.
Genauer gesagt sind diese Stücke von Daten, die durch diese Operationen des Steuerungssystem CS zu verwenden sind, angesichts der Nichtlinearität der magnetischen Eigenschaft des Motors 110, der magnetischen Sättigung desselben und/oder Übergangsspannungscharakteristiken des Ankerstroms präzise berechnet worden. Im Gegensatz dazu wird, bei herkömmlichen Verfahren, obwohl die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q eine Kurve mit einer nichtlinearen Charakteristik und keinen konstanten Wert haben, angenommen, dass die d-Achsen-Induktivität L_d und die q-Achsen-Induktivität L_q konstante Werte sind; dies kann darin resultieren, dass bei dem Großteil des Ankerstrombereichs ein signifikanter Fehler auftritt.
Bei den Beschreibungen, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, sind der d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und der q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFq basierend auf den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* erzeugt worden, sie können jedoch basierend auf den momentanen Strömen i_d und i_q gemäß der Datentabelle T1 und der Gleichung [8] erzeugt werden. Dies kann den d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und den q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFq basierend auf den momentanen Strömen i_d und i_q nahe bei dem Ankerstrom, der tatsächlich den Dreiphasenwicklungen des Motors 110 zuzuführen ist, berechnen.
Wenn die Differenz zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d, i_q) und den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen (i_d*, i_q*) aufgrund von nichtlinearen Charakteristiken des Wechselrichters 59G und einer Spannungssättigung, die in demselben verursacht wird, erhöht ist, kann letzteres Verfahren wirksamer sein.
Zusätzlich ist es möglich, den d-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und den q-Achsen- Mitkopplungsspannungsbefehl FFq jeweils basierend auf Zwischenwerten zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* zu erzeugen. Außerdem können, wenn eine Spannungssättigung in dem Wechselrichter 59G auftritt, die gegenwärtigen Werte, die zu verwenden sind, um den d-Achsen- Mitkopplungsspannungsbefehl FFd und den q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehl FFq zu erzeugen, jeweils von den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* zu den momentanen Strömen i_d und i_q geschaltet werden. Diese modifizierten Motorsteuerungsoperationen können durch ein geringfügiges Ändern geeigneter Blöcke bei dem Steuerungssystem CS implementiert werden.
Bei dem Steuerungssystem CS können, da jeder der Betriebsblöcke, die darin enthalten sind, konfiguriert ist, um zugewiesene Operationen unter einer Abtaststeuerung auszuführen, Zeitverzögerungen zwischen den jeweiligen Betriebsblöcken auftreten. Daher ist es wirksam, die Zeitverzögerungen zwischen den jeweiligen Betriebsblöcken zu kompensieren. Zum Beispiel wird, wenn eine Berechnung für eine Motorsteuerung ausgeführt wird, eine Zeitgabe, bei der sich das berechnete Resultat tatsächlich in dem Ankerstrom und/oder der Wicklungsspannung, die dem Motor zuzuführen sind, widerspiegeln wird, geschätzt. Daher wird das berechnete Resultat gemäß der geschätzten Zeitgabe in der Motorsteuerung widergespiegelt. Dies ermöglicht, dass eine Zeitverzögerungskomponente, die geschätzt werden kann, kompensiert werden kann, was die Genauigkeit der Motorsteuerung erhöht.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Verbessern der Genauigkeit der Motorsteuerung durch ein Optimieren der Stromsteuerungsschleifenverstärkungen bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms beschrieben.
Eine übermäßig erhöhte Stromsteuerungsschleifenverstärkung kann ein Oszillationsphänomen verursachen, was die Genauigkeit der Motorsteuerung verschlechtert. Zusätzlich kann eine übermäßig erhöhte Stromsteuerungsschleifenverstärkung verursachen, dass ein Überstrom zum Beispiel durch jeden Transistor des Wechselrichters 59G fließt; dies kann denselben negativ beeinflussen.
Im Gegensatz dazu kann eine übermäßig verringerte Stromsteuerungsschleifenverstärkung verursachen, dass die Antwortfähigkeit des Motors hinsichtlich des Befehlsstroms reduziert wird, was einen Stromsteuerungsfehler erhöht und die Motorsteuerungsfähigkeit des Steuerungssystems CS verschlechtert.
Um einen Motor genau zu steuern, ist ein ordnungsgemäßeres Motormodell in dem Steuerungssystem CS aufgestellt worden, und gleichzeitig ist es wichtig, die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms zu kalibrieren, um auf die Nichtlinearität der magnetischen Eigenschaft des Motors und Variationen in der Batteriespannung zu antworten.
Wie im Vorhergehenden beschrieben worden ist, kann, bei dem Motor, dessen d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten Kurven mit einer nichtlinearen Charakteristik hinsichtlich einer Änderung des Ankerstroms haben, die Differenz zwischen der d-Achsen-Induktivität und der q-Achsen-Induktivität innerhalb eines niedrigeren Bereichs des Ankerstroms zehn Mal so groß wie die Differenz zwischen der d-Achsen-Induktivität und der q-Achsen-Induktivität innerhalb eines höheren Bereichs des Ankerstroms sein. Zum Beispiel wird, bei Hybridfahrzeugen, angenommen, dass eine automatische Fahrzeugpositionierung zum Fahren eines Fahrzeugs in eine Garage durch einen Motor ausgeführt wird. Unter dieser Annahme sind, wenn die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q als jeweilige Werte bestimmt sind, die verhindern, dass, zum Beispiel bei einer Beschleunigung, ein übermäßig hoher Ankerstrom auftritt, bei einem Bereich eines niedrigen Ankerstroms, der zum automatischen Fahrzeugpositionieren verwendet wird, die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q aufgrund der um mehrere Male erhöhten Induktivitäten L_d und L_q in der Größe nicht ausreichend sein. Dies kann die Antwortfähigkeit des Steuerungssystems CS verschlechtern.
Zusätzlich können, wenn die Steuerung bei konstanter Ausgangsleistung basierend auf der feldabschwächenden Steuerung innerhalb einer Region mit hohen UPM ausgeführt wird, Anpassungen, um die Sättigung der Batteriespannung zu vermeiden und die Stabilität des Ankerstroms sicherzustellen, kompliziert werden.
Um die Probleme zu lösen, ist das Steuerungssystem CS konfiguriert, um, zum Beispiel die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q gemäß dem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms zu ändern. Dies kann die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q steuern, ohne durch die Größe des Betriebspunkts (i_d, i_q) des Ankerstroms beeinflusst zu werden.
Eine genaue Berechnung der Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q erfolgt unter Verwendung der Datentabelle T1, die in 10 dargestellt ist. Während der Motorsteuerung werden, wenn der d-Achsen-Befehlsstrom i_d* und der q-Achsen-Befehlsstrom i_q* durch den Befehlsstrombestimmer 133 bestimmt werden, ein schmaler Bereich sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die einem schmalen Bereich des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* entsprechen, aus der Datentabelle T1 ausgelesen.
Die Änderungsrate des schmalen Bereichs ΔΨ_d der d-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_d hinsichtlich des schmalen Bereichs Δi_d des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* wird gemäß der folgenden Gleichung [78] als die d-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkung G_d, die äquivalent zu der d-Achsen-Induktivität L_d ist, berechnet:
[Gleichung 78]

G_d = L_rd = ΔΨ_d/Δi_d

Auf ähnliche Weise wird die Änderungsrate des schmalen Bereichs ΔΨ_q der q-Achsen-Flusskopplungsanzahl Ψ_q hinsichtlich des schmalen Bereichs Δi_q des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* gemäß der folgenden Gleichung [79] als die q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkung G_q, die äquivalent zu der q-Achsen-Induktivität L_q ist, berechnet:
[Gleichung 79]

G_q = L_rq = ΔΨ_q/Δi_q

Die berechneten d-Achsen- und q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q werden jeweils von der d-Achsen-Stromsteuerung 136 und der q-Achsen-Stromsteuerung 137 verwendet. Dies erlaubt, dass, als eine Verstärkung einer Stromsteuerungsschleife, Induktivitäten L_rd und L_rq des Motors durch die d-Achsen- und q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q aufgehoben werden können. Dies kann die Schleifenverstärkung der Stromsteuerungsschleife unabhängig von der Größe des Ankerstroms konstant halten, was ermöglicht, dass die Rückkopplungssteuerung des Ankerstroms, der dem Motor 110 zuzuführen ist, innerhalb eines breiten Bereichs genau ausgeführt werden kann.
Wenn die PWM-Frequenz (EIN- und AUS-Frequenz) des PWM-Treibsignals, das an jedes der einzelnen Leistungstransistorelemente des Wechselrichters 59G anzulegen ist, geändert wird, um einen Schaltverlust des Wechselrichters 59G zu reduzieren und/oder einen Eisenverlust des Motors 110 zu reduzieren, ist die variable Bestimmung sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q wirksam.
Auf ähnliche Weise ist, wenn die Totzone jedes der hochseitigen Transistorelemente N96 bis N98 und jedes der niedrigseitigen Transistorelemente N9A bis N9C und eine Stromempfindlichkeitsreduzierung kompensiert werden, die variable Bestimmung sowohl der d-Achsen- als auch der q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkung G_d und G_q ebenfalls wirksam.
Die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q können basierend auf der Datentabelle T2, die in 9 dargestellt ist, auf eine ähnliche Art und Weise wie die Datentabelle T1 berechnet werden. Anstelle der d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme i_d* und i_q* können die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q basierend auf den momentanen Strömen i_d und i_q gemäß der Datentabelle T1 oder T2 berechnet werden.
Zusätzlich ist es möglich, die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q jeweils basierend auf Zwischenwerten zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* und den momentanen Strömen i_d und i_q zu berechnen. Insbesondere werden, wenn der Ankerstrom aufgrund einer Störung in einem breiten Bereich variiert, wie bei Variationen der Batteriespannung, die Stromwerte, die zu verwenden sind, um die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q zu berechnen, bevorzugt jeweils von den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* zu den momentanen Strömen i_d und i_q geschaltet.
Es ist ferner möglich, die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q basierend auf sowohl den d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* als auch den momentanen Strömen i_d und i_q zu berechnen. Es ist ferner möglich, die Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q abhängig von Motorsteuerungsbedingungen basierend auf entweder den ausgewählten d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströmen i_d* und i_q* oder den ausgewählten momentanen Strömen i_d und i_q zu berechnen.
Als nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Reduzieren der Menge von aufeinanderfolgenden Rechenoperationen für die Motorsteuerung, die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, um die Menge an Echtzeit-Rechenoperationen des Mikroprozessors zu reduzieren, beschrieben.
Als ein Beispiel der Motorsteuerung, die im Vorhergehenden dargelegt worden ist, ist ein Verfahren zum aufeinanderfolgenden Berechnen der Gleichungen [76] bis [78] basierend auf den Datentabellen T1 und T2 beschrieben worden. Bei dem Reduzierverfahren sind die Gleichungen [76] bis [78] bereits berechnet worden, und die Resultatswerte der Gleichungen [76] bis [78] sind jeweils in der Datentabelle T1 oder der Datentabelle T2 als Elemente derselben gespeichert worden. Dies erlaubt, dass die Menge von Echtzeit-Rechenoperationen des Mikroprozessors reduziert werden kann.
Entweder die d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Stromssteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms können basierend auf Werten der Induktivitäten L_d und L_q der Datentabelle T2 durch eine Interpolation berechnet werden; diese Werte der Induktivitäten entsprechen einem Bereich nahe bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms.
Auf ähnliche Weise können entweder die d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms basierend auf Werten der Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q der Datentabelle T1 durch eine Interpolation berechnet werden; diese Werte der Flusskopplungsanzahlen entsprechen einem Bereich nahe bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms.
Zusätzlich können, für entweder die d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkung G_d und G_q bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms Werte der Induktivitäten L_d und L_q der Datentabelle T2 verwendet werden; diese Werte der Induktivitäten entsprechen Werten nahe bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms.
Auf ähnliche Weise können, für entweder die d-Achsen- und q-Achsen-Mitkopplungsspannungsbefehle FFd und FFq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Stromsteuerungsschleifenverstärkungen G_d und G_q bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms Werte der Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q der Datentabelle T1 verwendet werden; diese Werte der Flusskopplunganzahlen entsprechen Werten nahe bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms.
Als Nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Steuern eines präzisen Motormodells, zu dem die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq hinzugefügt werden, beschrieben.
Die Streuflussanzahl bedeutet die Anzahl (nicht wirksame Anzahl) von Flusskopplungen mit einer entsprechenden Wicklung, die nicht zu einer Erzeugung eines Drehmoments beitragen. Zum Beispiel wird die Anzahl von Flusskopplungen mit den Spulenenden der entsprechenden Wicklungen als die Streuflussanzahl definiert. Die Größe jeder der d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq ändert sich in Abhängigkeit von dem Typ des Zielmotors. Wenn jede der d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq erhöht wird, kann dies die Ausgangsleistung des Motors beeinflussen.
Die Gleichung [14] wird wie folgt abgewandelt, um die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq zu umfassen:
[Gleichung 80]

vd = R·id + p(Ψd + Ψkd) – ω·Lq·iq – ω·Ψmq

[Gleichung 81]

vq = ω·Ψd + R·iq + p(Ψq + Ψkq) + ω·Ψmd

Zu dieser Zeit stehen die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq mit den d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq in Beziehung; diese Beziehungen werden durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt:
[Gleichung 82]

Ψkd = Lkd·id

[Gleichung 83]

Ψkq = Lkq·iq

Ein Hinzufügen der d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq zu einer äquivalenten Schaltung, die in 7 dargestellt ist, liefert ein Motormodell (siehe 27), das aus d-Achsen- und q-Achsen-Wicklungen besteht, die äquivalent zu den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen sind, die in 6 dargestellt sind.
Die Gleichungen [80] und [81] können durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: [Gleichung 84]
Wie im Vorhergehenden beschrieben, erlaubt ein Hinzufügen der d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq oder der d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq zu dem Motormodell, das aus den d-Achsen- und q-Achsen-Wicklungen besteht, dass eine genauere Motorsteuerung implementiert werden kann. Es sei bemerkt, dass das Ausgangsdrehmoment des Motormodells, das die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq umfasst, durch die Gleichungen [2], [10], [16] oder [17] ausgedrückt werden kann, und daher, bei diesen Gleichungen, das Ausgangsdrehmoment des Motormodells durch die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq nicht beeinflusst wird. In dem magnetischen Streufluss ist jedoch magnetische Energie gespeichert, so dass sich ein Leistungsfaktor verringern kann und die Magnetschaltung bei dem Motor magnetisch gesättigt sein kann; diese Probleme können zu der Reduzierung des Ausgangsdrehmoments des Motors und der Motorausgangsleistungsbegrenzung beitragen.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind, bei dem Verfahren zum Steuern der Streuflusskopplungsanzahlen unter Verwendung der Gleichungen [80] bis [84], die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) in der Datentabelle T1 oder T2, oder in einer anderen Datentabelle, gespeichert worden. Dies erlaubt, dass das Verfahren die d-Achsen- und q-Achsen-Streuflusskopplungsanzahlen Ψ_kd und Ψ_kq oder die d-Achsen- und q-Achsen-Streuinduktivitäten L_kd und L_kq ohne weiteres verwenden kann.
Als nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum genaueren Steuern eines Motors unter Berücksichtigung eines Eisenverlusts, der in dem Stator des Motors verursacht wird, beschrieben.
Die Gleichung [14] wird wie folgt umgeformt, um den Eisenverlust zu umfassen: [Gleichung 85]
wobei rm einen Eisenverlustwiderstand darstellt, der äquivalent zu dem Eisenverlust ist, der in dem Stator des Motors verursacht wird und einen inhärenten Wert hat, der durch das Material des Stators und die Form desselben definiert ist, und Krm durch ”Krm = rm/ω²” dargestellt wird.
Die Gleichung [16] wird durch die folgende Gleichung umgeformt:
[Gleichung 86]

T = Pn{(Ld·id + Ψmd)iq – (Lq·iq + Ψmq)id + Krm(id² + iq²)}

Ein Wirkungsgrad ἡ der Ausgangsleistung Po des Motors ist durch die folgende Gleichung gegeben:
[Gleichung 87]

n = Po/(Po + W_L)
wobei W_L einen elektrischen Verlust darstellt; dieser elektrische Verlust W_L ist durch die folgende Gleichung gegeben:

[Gleichung 88]

W_L = R(id² + iq²) + r_m(id² + iq²)

Ein Widerspiegeln der Gleichungen [85] und [86] in dem Steuerungssystem CS, das in 4 dargestellt ist, erlaubt, dass eine präzisere Motorsteuerung implementiert werden kann. Genauer gesagt ist es möglich, die Genauigkeit des Folgenden zu erhöhen: der Beziehung zwischen dem Drehmoment T und den d-Achsen- und q-Achsen-Strömen (i_d, i_q); jeder der Spannungsgleichungen [76] und [77]; und der d-Achsen- und q-Achsen-Verstärkungen G_d und G_q, die jeweils in den Gleichungen [78] und [79] umfasst sind.
ZWEITES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
Als nächstes wird im Folgenden als ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben, wie die vorliegende Erfindung auf eine sensorlose (codiererlose) Motorsteuerung zum sensorlosen Erfassen der Drehposition des Rotors und der Winkelgeschwindigkeit desselben angewandt werden kann. Gleiche Elemente (Blöcke) des Steuerungssystems CS und eines Steuerungssystem CS1, das in 28 dargestellt ist, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, werden bei der Beschreibung weggelassen oder vereinfacht.
In den letzten Jahren sind, um Motorsteuerungssysteme in ihrem Fertigungsaufwand zu reduzieren und die Zuverlässigkeit derselben zu verbessern, verschiedene Typen von sensorlosen (codiererlosen) Motorsteuerungen weit verbreitet verwendet worden. Wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, sind bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ordnungsgemäße Zustandsparameter, die das Verhalten eines Zielmotors darstellen, erzeugt worden, um in den Datentabellen T1 und T2 des Steuerungssystem CS1 gespeichert zu sein. Genauer gesagt ist das Steuerungssystem CS1 konfiguriert, um die Drehposition des Rotors unter Verwendung der Informationen, die in mindestens einer der Datentabellen T1 und T2 gespeichert sind, zu erfassen.
Wie in 28 dargestellt, ist das Steuerungssystem CS1 anstelle des Codierers 592 und der Schnittstelle 593 mit einem Drehpositionsschätzer 59S versehen. Der Drehpositionsschätzer 59S arbeitet, um eine Drehposition θsr und eine Winkelgeschwindigkeit ωs zu schätzen, und das Steuerungssystem CS1 arbeitet, um die Ausgangsleistung des Motors 110 basierend auf der geschätzten Drehposition θsr und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs zu steuern. Der Drehpositionsschätzer 59S kann durch Aufgaben, die durch einen Mikroprozessor gemäß einem Programm ausführbar sind, ebenso wie bei den anderen funktionalen Blöcken des Steuerungssystems CS1 implementiert sein.
Es gibt eine Mehrzahl von Verfahren, die angeben, wie genau die Drehposition des Rotors durch den Drehpositionsschätzer 59S (den Mikroprozessor) geschätzt werden kann.
Ein erstes Verfahren besteht darin, die Drehposition des Rotors basierend auf einem Nulldurchgangspunkt des Statorstroms (Ankerstroms) zu schätzen. Ein zweites Verfahren besteht darin, eine dreifachharmonische Welle der Statorspannung (Wicklungsspannung) zu erfassen, um die Drehposition des Rotors basierend auf der erfassten dreifachharmonischen Welle der Statorspannung zu schätzen. Ein drittes Verfahren besteht darin, die Drehposition des Rotors basierend auf der Rate der Änderung des Statorstroms zu schätzen, und ein viertes Verfahren besteht darin, die Drehposition des Rotors durch ein indirektes Steuern des magnetischen Flusses des Stators zu schätzen. Ein fünftes Verfahren besteht darin, die Drehposition des Rotors durch ein Anlegen einer weiteren Spannung, die unterschiedlich zu der Motortreibspannung (Statorspannung) ist, an den Motor zu schätzen.
Zusätzlich besteht ein sechstes Verfahren, wie ein ”sensorloses Positionserfassungsverfahren unter Verwendung einer erweiterten elektromotorischen Kraft”, darin, die Drehposition des Rotors als eine Funktion, die durch ein Entwickeln der Gleichungen [14] und [15] unter Verwendung induzierter Spannungskomponenten in dem Motor und Induktivitätsspannungskomponenten, die durch die Änderung des Ankerstroms (Treibstroms) verursacht werden, erhalten wird, zu schätzen. Zusätzlich ist in dem IEEJ Technical Report Nr. 1020 im Detail offenbart, wie genau die Drehposition des Rotors eines Motors geschätzt werden kann, und dies ist ebenso in den Quellen, die darin aufgelistet sind, offenbart.
Die Motorzustandsparameter, die das Verhalten eines Motors darstellen, wie die Induktivitäten, die bei den herkömmlichen sensorlosen Positionserfassungsverfahren, die im Vorhergehenden dargelegt worden sind, zu verwenden sind, sind konstante Werte, oder haben Näherungskurven in Form von unterbrochenen Linien hinsichtlich des Ankerstroms (Treibstroms). Dies liegt daran, dass elektromagnetische Informationen, die die Kurven der nichtlinearen Charakteristik der Induktivitäten anzeigen, nicht genau erhalten werden können. Dies ist ein Faktor, der verursacht, dass die herkömmlichen sensorlosen Positionserfassungsverfahren komplizierter werden.
Im Gegensatz dazu werden, bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) durch einen Computer (Mikroprozessor) basierend auf dem nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahren oder ähnlichen berechnet, um in dem Steuerungssystem CS1 gespeichert zu werden (siehe 28). Die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) erlauben, dass das Steuerungssystem CS1 die Drehposition des Rotors und die Winkelgeschwindigkeit desselben sensorlos erfassen kann. Es sei bemerkt, dass der Rechenaufwand, der erforderlich ist, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen Betriebspunkten zu erhalten, bei einer gegenwärtig normalen Verarbeitungsrate in einer vergleichsweise kurzen Zeit ausgeführt werden kann; dies kann der Entwurfsentwicklung des Steuerungssystem CS1 eine kleine Last auferlegen. Auf ähnliche Weise kann die Datenkapazität der Tabelle T1 dem tatsächlichen Niveau der Speicherkapazität eines normalen Speichers bei tatsächlichen Hochintegrationstechnologien ebenfalls eine geringe Last auferlegen.
Die Konfiguration des Steuerungssystem CS1 erlaubt, dass die Drehposition des Rotors und die Winkelgeschwindigkeit desselben genau erfasst werden können.
Ebenso wie das erste Ausführungsbeispiel, können die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) durch eine Näherungsfunktion wie die Gleichungen [24] und [25] ausgedrückt werden. Das Steuerungssystem CS1 ist programmiert, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei einem spezifizierten Betriebspunkt (i_d, i_q) basierend auf der Näherungsfunktion zu bestimmen.
Bei dem Steuerungssystem CS1 können Stücke von Daten, die die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q, die bei jedem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms definiert sind, in ein Motorsteuerungsprogramm, unter dem der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS1) die Aufgaben der funktionalen Blöcke, die in 28 dargestellt sind, ausführt, eingebaut worden sein.
Als Nächstes werden im Folgenden drei Arten von Koordinatensystemen, die bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele zu verwenden sind, beschrieben. Die Koordinatensysteme sind grob in stationäre Koordinatensysteme, die auf dem Stator basieren, und sich drehende Koordinatensysteme, die auf dem Rotor basieren, eingeteilt. Die stationären Koordinatensysteme umfassen das u-v-w-Koordinatensystem, das im Vorhergehenden beschrieben worden ist und sich aus der U-Achse, der V-Achse und der W-Achse, die in 31 dargestellt sind, zusammensetzt, mit der Phasendifferenz von 120 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels zwischen denselben, und das α-β-Koordinatensystem, das aus einer α-Achse und einer β-Achse mit der Phasendifferenz von 90 Grad hinsichtlich eines elektrischen Winkels zusammengesetzt ist. 31 stellt ein Zweipolmotormodell schematisch dar, das im Wesentlichen äquivalent zu dem Motormodell M1 ist, das in 5 und 6 dargestellt ist.
Bezugszeichen 701, 702 und 703 stellen jeweils eine U-Phasenwicklung, eine V-Phasenwicklung und eine W-Phasenwicklung des Motormodells dar. Diese Dreiphasenwicklungen 701, 702 und 703 können äquivalent durch eine α-Phasenwicklung 704 und eine β-Phasenwicklung 705, die durch gestrichelte Linien dargestellt sind, ersetzt werden.
Andererseits umfasst das sich drehende Koordinatensystem ein d-q-Koordinatensystem. Das d-q-Koordinatensystem setzt sich zusammen aus der d-Achse mit einer hohen magnetischen Permeabilität und der q-Achse mit einer niedrigen magnetischen Permeabilität und hinsichtlich der d-Achse in einer Phase um 90 Grad eines elektrischen Winkels vorauseilend. Ein weiteres sich drehendes Koordinatensystem kann in dem Rotor definiert werden.
Die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die d-Achsen- und q-Achsen-Spannungen v_d und v_q, die U-Phasen, V-Phasen und W-Phasenströme i_u, i_v und i_w, die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenspannungen v_u, v_v und v_w, die α-Achsen- und β-Achsen-Ströme i_α und i_β und die α-Achsen- und β-Achsen-Spannungen v_α und v_β haben Korrelationsbeziehungen untereinander; diese Korrelationsbeziehungen können durch die folgenden Gleichungen [89] bis [98] ausgedrückt werden:
[Gleichung 89]

ia = √3/2 × io

[Gleichung 90]

ia = (id² + iq²)^0,5

[Gleichung 91]

io = 2/3 ×(iu² + iv² + iw²)^0,5

[Gleichung 92]

id = ia × cos(θc)

[Gleichung 93]

iq = ia × sin(θc)

[Gleichung 94]

iu = io × sin(θsr + θc)

[Gleichung 95]

iv = io × sin(θsr + θc – 120°)

[Gleichung 96]

iw = io × sin(θsr + θc – 240°)

[Gleichung 97]

iα = ia × sin(θsr + θc)

[Gleichung 98]

iβ = ia × sin(θsr + θc – 90°)
wobei i_a einen Absolutwert eines Zweiphasenstroms darstellt, i_o eine Amplitude jedes der Dreiphasenströme in dem u-v-w-Koordinatensystem darstellt.

Angenommen, dass sich der Strom in Phase mit der Spannung befindet, und ein Leistungsfaktor auf 1 gesetzt ist, können die Korrelationsbeziehungen, die im Zusammenhang mit den Spannungen stehen, durch die folgenden Gleichungen [99] bis [108] ausgedrückt werden:
[Gleichung 99]

va = √3/2 × vo

[Gleichung 100]

va = (vd² + vq²)^0,5

[Gleichung 101]

vo = 2/3 × (vu² + vv² + vw²)^0,5

[Gleichung 102]

vd = va × cos(θc)

[Gleichung 103]

vq = va × sin(θc)

[Gleichung 104]

vu = vo × sin(θsr + θc)

[Gleichung 105]

vv = vo × sin(θsr + θc – 120°)

[Gleichung 106]

vw = vo × sin(θsr + θc – 240°)

[Gleichung 107]

vα = va × sin(θsr + θc)

[Gleichung 108]

vβ = va × sin(θsr + θc – 90°)
wobei v_a einen Absolutwert einer Zweiphasenspannung darstellt, v_o eine Amplitude jede der Dreiphasenspannungen in dem u-v-w-Koordinatensystem darstellt.

Wie durch die Gleichungen [89] bis [108] dargestellt ist, kann jeder Parameter des Motors, der erforderlich ist, um den Motor zu steuern, von einem Koordinatensystem zu einem anderen Koordinatensystem ersetzt werden. Genauer gesagt kann, aus Gründen eines Berechnens oder eines Messens, jeder Parameter des Motors, der erforderlich ist, um den Motor zu steuern, in unterschiedlichen Koordinatensystemen berechnet werden.
Als Nächstes wird im Folgenden beschrieben, wie die Rechenoperationen gemäß den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen, die erforderlich sind, um den Motor zu steuern, basierend auf einem Z-X-Koordinatensystem unter Ausnahme des d-q-Koordinatensystems ausgeführt werden können.
Wenn der Ankerstrom und die Wicklungsspannung in dem Z-X-Koordinatensystem basierend auf den Datentabellen T1 oder T2 berechnet wird, werden die Ankerstromkomponenten in dem Z-X-Koordinatensystem in d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d, i_q) umgewandelt. Die Befehlsströme, Befehlsspannungen und das Drehmoment werden basierend auf den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen und/oder den d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten bei den umgewandelten d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d, i_q) berechnet. Danach werden die berechneten Befehlsströme, Befehlsspannungen und das Drehmoment in dem d-q-Koordinatensystem in die in dem Z-X-Koordinatensystem umgewandelt.
Bei einem weiteren Verfahren wird die Beziehung zwischen den d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d und Ψ_q und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms in dem d-q-Koordinatensystem in die zwischen den Flusskopplungsanzahlen und jedem entsprechenden Betriebspunkt des Ankerstroms in einem anderen Koordinatensystem umgewandelt.
Zum Beispiel wird, bei dem α-β-Koordinatensystem, die Beziehung zwischen den α-Achsen- und β-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_α und Ψ_β und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_α, i_β) des Ankerstroms in dem α-β-Koordinatensystem in einer Datentabelle DTX gespeichert.
Bei den stationären Koordinatensystemen werden die Flusskopplungsanzahlen in Abhängigkeit der Drehposition θsr des Rotors geändert, und daher ist die Datentabelle DTX als eine dreidimensionale Tabelle entworfen, derart, dass die Beziehung zwischen den α-Achsen- und β-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_α(i_α, i_β, θsr) und Ψ_β(i_α, i_β, θsr) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_α, i_β, θsr) des Ankerstroms in dem α-β-Koordinatensystem in der Datentabelle DTX gespeichert sind.
Zum Beispiel ist es, in 5, wenn der gesteuerte Phasenwinkel θc innerhalb eines normal verwendeten Bereichs begrenzt ist, möglich, die α-Achsen- und β-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_α(i_α, i_β, θsr) und Ψ_β(i_α, i_β, θsr), die einem Bereich des gesteuerten Phasenwinkels θc ausgenommen den normal verwendeten Bereich entsprechen, wegzulassen.
Zum Beispiel wird, bei dem u-v-w-Koordinatensystem, da zum Beispiel der W-Phasenstrom i_w durch ”i_w = –i_u – i_v” dargestellt wird, die Beziehung zwischen den U-Achsen- und V-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_u(i_u, i_v, θsr), Ψ_v(i_u, i_v, θsr) und Ψ_w(i_u, i_v, θsr) und jedem entsprechenden Betriebspunkt (i_u, i_v, θsr) auf dem u-v-w-Koordinatensystem in der Datentabelle DTX gespeichert.
Die Datentabelle, deren Größe höher als drei Dimensionen ist, kann auf eine ähnliche Art und Weise wie die dreidimensionale Datentabelle erzeugt werden. Die Induktivitätstabellen in dem α-β-Koordinatensystem oder dem u-v-w-Koordinatensystem können auf eine ähnliche Art und Weise wie die Flusskopplungsanzahldatentabelle DTX erzeugt werden.
Wenn ein Ankerstrom, ausgenommen einen Strom mit einer sinusförmigen Wellenform, einem Motor, wie einem geschalteten Reluktanzmotor, zugeführt wird, erlaubt eine Erzeugung einer Datentabelle, die dem Ankerstrom entspricht, dass eine Motorsteuerung mit einer hohen Genauigkeit implementiert werden kann. Genauer gesagt wird die Beziehung zwischen der Anzahl von Flusskopplungen mit jeder Phasenwicklung, jedem Wert des Ankerstroms, der durch jede Wicklung fließt, und jeder Drehposition θsr des Rotors erzeugt, um in einer Datentabelle gespeichert zu werden; diese Datentabelle erlaubt, dass die Wicklungsspannung, der Ankerstrom und das Ausgangsdrehmoment genau gesteuert werden können.
Falls das Ausgangsdrehmoment des Motors ein Reluktanzdrehmoment ist, kann die Berechnung zum Trennen der magnetischen Energie und des Motorausgangsdrehmoments aufgrund der nichtlinearen magnetischen Eigenschaft des Motors in der Genauigkeit reduziert sein. In diesem Fall kann, zusätzlich zu der Anzahl von Flusskopplungen mit jeder Phasenwicklung bei jedem Wert des Ankerstroms, der Wert des Ausgangsdrehmoments T bei jedem Wert des Ankerstroms in der Datentabelle gespeichert werden. Dies erlaubt, dass das Ausgangsdrehmoment aus einer Eingangsleistung in den Motor ohne ein Trennen der magnetischen Energie und des Motorausgangsdrehmoments erfasst werden kann, was ermöglicht, dass die Motorausgangsleistung mit einer höheren Genauigkeit gesteuert werden kann.
Als nächstes wird im Folgenden ein erstes spezifisches Verfahren zum Schätzen der Drehposition des Rotors, das durch das Steuerungssystem CS1 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel auszuführen ist, unter Bezugnahme auf 29 beschrieben. Bei dem Steuerungssystem CS1 können die stationären Koordinatensysteme und das sich drehende Koordinatensystem zwischen denselben umgewandelt werden.
Wenn zum Beispiel bei Schritt S661 von 29 eine Zeitgeber-Unterbrechung (engl.: timer interrupt = Zeitgeber-Interrupt) auftritt, misst der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS1) die d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und die q-Achsen-Befehlsspannung v_q* als d-Achsen- und q-Achsen-Motorsteuerungsspannungen V_pd und V_pq bei der geschätzten Drehposition θsr und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs bei der Zeitgabe des Auftretens des Interrupts bei Schritt S662. Es sei bemerkt, dass, der Zeitgeber-Interrupt zum Beispiel in jedem vorbestimmten Zyklus auftritt.
Bei Schritt S662 berechnet der Mikroprozessor basierend auf den gemessenen d-Achsen- und q-Achsen-Motorsteuerungsspannungen V_pd und V_pq die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenspannungen v_u1, v_v1 und v_w1. Diese U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenspannungen v_u1, v_v1 und v_w1 können gemessen werden. Gleichzeitig misst der Mikroprozessor bei Schritt S662 die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme i_u1, i_v1 und i_w1, um sie in demselben zu speichern.
Bei Schritt S663 bestimmt der Mikroprozessor vorübergehend die geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs bei der Zeitgabe, wenn die d-Achsen- und q-Achsen-Motorsteuerungsspannungen V_pd und V_pq gemessen werden.
Bei Schritt S664 berechnet der Mikroprozessor geschätzte d-Achsen- und q-Achsen-Motorspannungen V_sd und V_sq basierend auf der Gleichung [1] oder [8], mindestens einer der Datentabellen T1 und T2, der geschätzten Drehposition θsr, der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs und den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströmen i_u1, i_v1 und i_w1. Diese berechneten geschätzten d-Achsen- und q-Achsen-Motorspannungen V_sd und V_sq können in geschätzte Dreiphasenmotorspannungen v_us1, v_vs1 und v_ws1 umgewandelt werden.
Genauer gesagt wird bei Schritt S664 der elektromagnetische Zustand des Motors bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms präzise berechnet, um in jeder der Datentabellen T1 und T2 gespeichert zu werden, wobei die Nichtlinearität der Charakteristik des elektromagnetischen Zustands und der magnetischen Sättigung des Motors berücksichtigt wird. Aus diesem Grund kann, wenn sowohl die geschätzte Drehposition θsr als auch die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs einen geringen Fehler umfasst, das Berechnen bei Schritt S664 mit einer höheren Genauigkeit ausgeführt werden.
Bei Schritt S665 berechnet der Mikroprozessor Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq, um auszuwerten, welches Niveau der Schätzung sowohl der geschätzten Drehposition θsr als auch der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs ausgeführt ist. Die Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq sind zum Beispiel durch die folgenden Gleichungen gegeben:
[Gleichung 109]

δsd = |V_pd – V_sd|

[Gleichung 110]

δsq = |V_pq – V_sq|

Die Fehlerauswertungsfunktion δsd stellt die Differenz zwischen der gemessen d-Achsen-Motorsteuerungsspannung V_pd und der berechneten geschätzten d-Achsen-Motorspannung V_sd dar. Auf ähnliche Weise stellt die Fehlerauswertungsfunktion δsq die Differenz zwischen der gemessen q-Achsen-Motorsteuerungsspannung V_pq und der berechneten geschätzten q-Achsen-Motorspannung V_sq dar.
Bei Schritt S666 bestimmt der Mikroprozessor, ob der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq kleiner oder gleich einer Toleranz δso ist.
Wenn bestimmt wird, dass der Wert jeder der Fehlerauswerturigsfunktionen δsd und δsq kleiner oder gleich der Toleranz δso ist, bestimmt der Mikroprozessor schließlich bei Schritt S668, dass die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs im Wesentlichen ordnungsgemäße Werte sind, und beendet die Unterbrechung bei Schritt S669.
Ansonsten, wenn bestimmt wird, dass der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq höher als die Toleranz δso ist, schreitet der Mikroprozessor zu Schritt S667 fort. Bei Schritt S667 korrigiert der Mikroprozessor die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs, so dass jede der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq reduziert wird, um dadurch die geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs neu zu bestimmen, und kehrt über einen Weg 66A zu Schritt S664 zurück. Danach werden die Operationen bei den Schritten S664 bis S667 wiederholt ausgeführt, bis die Bestimmung bei Schritt S666 bejahend ist.
Bei Schritt S667 ist es, wenn die Anzahl von Korrekturen eine vorbestimmte Anzahl überschreitet, möglich, die Unterbrechung erzwungen zu beenden. Bei Schritt S667 ist es, um zu erlauben, dass jede der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq schnell konvergiert, wenn sich der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq bei Schritt S666 erheblich von der Toleranz δso unterscheidet, möglich, bei Schritt S667 die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs erheblich zu korrigieren, und dadurch die Anzahl von Korrekturen bei Schritt S667 zu reduzieren.
Zusätzlich ist es, da sich die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs nicht schnell ändert, möglich, die vorher geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs kontinuierlich zu verwenden. Außerdem kann bei Schritt S667 die geschätzte Drehposition θsr mit breiten Intervallen zwischen dem Winkelbereich von 0 Grad bis 360 Grad korrigiert werden. Wenn jede der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq näher an der Toleranz δso bei einem geschätztem Wert θsr liegt, kann die geschätzte Drehposition θsr bei Schritt S667 mit engen Intervallen um den einen geschätzten Wert θsr korrigiert werden. Diese geschätzten Drehpositionen θsr mit breiten Intervallen zwischen dem Winkelbereich von 0 Grad bis 360 Grad können vorher vorbereitet werden, um in einer Tabelle gespeichert zu werden.
Der Mikroprozessor kann einen Korrekturwert, der zu sowohl der geschätzten Drehposition θsr als auch der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs addiert werden soll, basierend auf der Größe einer entsprechenden der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq berechnen. Der Mikroprozessor kann daher direkt zu Schritt S668 fortschreiten, ohne über den Weg 66A zu Schritt S664 zu gehen. Diese Operationen können die Operationen des Mikroprozessors (des Steuerungssystems CS1) vereinfachen
Genauer gesagt kann der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS1) folgendes auswählen:
die erste Aufgabe, um sowohl die geschätzten Drehpositionen θsr als auch die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs wiederholt zu korrigieren, bis der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq kleiner oder gleich der Toleranz δso ist; und
die zweite Aufgabe, um sowohl die geschätzte Drehposition δsr als auch die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs basierend auf der Größe einer entsprechenden der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq zu bestimmen.
Außerdem kann der Mikroprozessor eine Zwischenaufgabe zwischen den ersten und zweiten Aufgaben ausführen.
Der Mikroprozessor kann die Gleichungen [1] bis [25] abändern, um einen Beziehungsausdruck zwischen der Drehposition θsr und sowohl dem Ankerstrom als auch der Wicklungsspannung zu erzeugen, und dem Beziehungsausdruck gemessene Daten zuweisen, um dadurch die geschätzte Drehposition θsr zu berechnen. Insbesondere sind, da keine Induktivitäten mit nichtlinearen Charakteristiken in den Gleichungen [8], [9], [14] und [15] enthalten sind, diese genauere Gleichungen, und daher ist es möglich, den Beziehungsausdruck mit einer höheren Genauigkeit abzuleiten.
Bei den Gleichungen [109] und [110] wird die Genauigkeit sowhl der geschätzten Drehposition θsr als auch der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs basierend auf der Differenz zwischen der gemessenen d-Achsen-Motorsteuerungsspannung V_pd und der berechneten geschätzten d-Achsen-Motorspannung V_sd und der Differenz zwischen der gemessenen q-Achsen-Motorsteuerungsspannung V_pq und der geschätzten berechneten q-Achsen-Motorspannung V_sq geschätzt. Die Genauigkeit sowohl der geschätzten Drehposition θsr als auch der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs kann basierend auf der Differenz zwischen gemessenen Dreiphasenspannungen v_u1, v_v1 und v_w1 und entsprechenden geschätzten Dreiphasenspannungen v_us1, v_vs1 und v_ws1 geschätzt werden.
Als Nächstes wird ein zweites spezifisches Verfahren zum Schätzen der Drehposition θsr und der Winkelgeschwindigkeit ωs basierend auf der Rate einer Änderung der Wicklungsspannung hinsichtlich einer schmalen Änderung des Ankerstroms beschrieben. Dieses zweite Verfahren weist die folgenden Schritte auf:
erzwungenes Ändern des Ankerstroms durch ein erzwungenes Überlagern eines Stroms mit einer hohen Frequenz und einem niedrigen Niveau auf den Ankerstrom oder durch ein Überlagern eines Pulsstroms auf denselben bei einer Messzeitgabe;
Messen einer Änderung der Wicklungsspannung in Abhängigkeit von der Änderung des Ankerstroms;
Berechnen einer geschätzten Änderung der Wicklungsspannung in Abhängigkeit von der Änderung des Ankerstroms basierend auf dem elektromagnetischen Zustand des Motors bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms, der durch das nichtlineare Infinite-Elemente-Verfahren präzise berechnet wird, um in jeder der Datentabellen T1 und T2 gespeichert zu werden; und
Bestimmen der geschätzten Drehposition θsr und des geschätzten Winkelgeschwindigkeitswerts ωs, so dass die Differenz zwischen der gemessenen Änderung der Wicklungsspannung in Abhängigkeit von der Änderung des Ankerstroms und der geschätzten Änderung der Wicklungsspannung, die von demselben abhängt.
Wie in 2 dargestellt, hat ein Motor nichtlineare magnetische Charakteristiken und eine magnetische Sättigung. Insbesondere sind die meisten Kompaktmotoren mit einer hohen Ausgangsleistung und einem niedrigen Fertigungsaufwand entworfen, um die Region der magnetischen Sättigung zu maximieren.
Genauer gesagt stellt 3 eine Beziehung zwischen einem Ankerstrom i und der Anzahl von Flusskopplungen Ψ, die durch den Ankerstrom erzeugt werden, schematisch dar. Wie in 3 dargestellt, zeigt die Beziehung eine Kurve 461 mit einer nichtlinearen Charakteristik. Wenn sich ein Betriebspunkt 462 des Ankerstroms i bei dem Ankerstrom i = i_X1 befindet, wird eine mittlere Induktivität L_mit als eine Steigung einer Linie 464 dargestellt.
Eine Induktivität L_st mit einem schmalen Bereich innerhalb eines schmalen Strombereichs zwischen dem Betriebspunkt 462 und einem benachbarten Betriebspunkt 466, der sich bei dem Ankerstrom i = i_X3 befindet, wird als eine Steigung L_st einer Linie 463 dargestellt; diese Steigung L_st wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
[Gleichung 111]

Lst = (Ψ × 3 – Ψ × 1)/(i × 3 – i × 1)
wobei auf ”i_X3 – i_X1” im Folgenden als ”schmaler Strombereich” Bezug genommen wird.

Die grafische Darstellung, die in 3 dargestellt ist, zeigt deutlich, dass sich die Steigung der Linie 464, die der Induktivität L_mit entspricht, erheblich von der Steigung L_st der Linie 463 unterscheidet. Es sei bemerkt, dass die Gleichung [111] als das Verhältnis der Änderung ΔΨ der Flusskopplungsanzahl hinsichtlich der Änderung Δi des Ankerstroms gehandhabt werden kann.
Daher entspricht, bei dem zweiten Verfahren, wenn ein Strom mit einer hohen Frequenz und einem niedrigen Niveau dem Ankerstrom erzwungen überlagert wird, die Änderung einer Spannung mit einer hohen Frequenz, die zu erfassen ist, der schmalen Änderung des Ankerstroms. Daher ist die Induktivität, die der Änderung der Spannung mit der hohen Frequenz entspricht, nicht die mittlere Induktivität L_mit, sondern die Induktivität L_st, die einem schmalen Bereich des Ankerstroms entspricht. Das zweite Verfahren kann die Drehposition θsr des Rotors und die Winkelgeschwindigkeit ω desselben erfassen, selbst wenn das Ausgangsdrehmoment des Motors null ist und ein effektiver Strom, der in dem Motor fließt, null ist.
Zusätzlich kann das zweite Verfahren die Drehposition θsr des Rotors und die Winkelgeschwindigkeit ω desselben erfassen, selbst wenn sich die UPM des Motors nahe bei null befinden und eine induzierte Spannungskomponente des Motors, das heißt, wenn sich ein effektives Änderungsverhältnis dΨ/dt der Flusskopplungsanzahl Ψ zu einer schmalen Zeitänderung nahe bei null befindet.
Spezifische Schritte des zweiten Verfahrens zum Schätzen der Drehposition des Rotors, die durch das Steuerungssystem CS1 auszuführen sind, werden im Folgenden unter Bezugnahme auf 30 beschrieben.
Wenn zum Beispiel bei Schritt S681 von 30 ein Zeitgeber-Interrupt auftritt, überlagert der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS1) bei Schritt S682 den jeweiligen Dreiphasentreibströmen i_u4, i_v4 und i_w4 hochfrequente Dreiphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5, von denen jeder eine Amplitude Δi hat, die durch ”Δi = (i_X3 – i_X1)/2” dargestellt ist. Die Dreiphasentreibströme werden jeweils den Dreiphasenwicklungen zugeführt.
Zusätzlich misst, bei Schritt S682, der Mikroprozessor die Dreiphasenwicklungsspannungen v_u4, v_v4 und v_w4 und hochfrequente Dreiphasenkomponenten v_u5, v_v5 und v_w5, die darin enthalten sind, bei der Zeitgabe des Überlagerns der Dreiphasentreibströme i_u4, i_v4 und i_w4.
Bei Schritt S682 filtert der Mikroprozessor die Dreiphasentreibströme i_u4, i_v4 und i_w4, um die Frequenz der hochfrequenten Dreiphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5 zu messen, um dadurch U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Induktivitäten L_stu4, L_stv4 und L_stw4, die dem schmalen Strombereich entsprechen, zu erhalten.
Es sei bemerkt, dass, bei dem zweiten Ausführungsbeispiel, die hochfrequenten Dreiphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5 jeweils zugeführt werden, um durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Wicklungen zu fließen, die hochfrequenten Dreiphasenphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5 jedoch überlappend zugeführt werden können, um von dem U-Phasenanschluss zu dem V-Phasenanschluss und dem W-Phasenanschluss zu fließen. Wenn die Frequenz des hochfrequenten Signals konstant ist, ist es möglich, die Dreiphasentreibströme i_u4, i_v4 und i_w4 zu filtern, um die hochfrequenten Dreiphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5 genau zu erfassen.
Anstelle der hochfrequenten Dreiphasenströme i_u5, i_v5 und i_w5 können hochfrequente Dreiphasenspannungen den jeweiligen Dreiphasenwicklungsspannungen v_u4, v_v4 und v_w4 überlagert werden, und hochfrequente Dreiphasenströme können gemessen werden.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, erlaubt die Überlagerung des Pulsstroms auf jeden der Dreiphasentreibströme i_u4, i_v4 und i_w4, dass die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phaseninduktivitäten L_stu4, L_stv4 und L_stw4, die dem schmalen Strombereich entsprechen, gemessen werden können.
Bei Schritt S683 berechnet der Mikroprozessor eine geschätzte Drehposition θsr und eine geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs bei der Zeitgabe, wenn die Dreiphasenwicklungsspannungen v_u4, v_v4 und v_w4 gemessen werden, und bestimmt vorübergehend die geschätzte Drehposition θsr und eine geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs.
Bei Schritt S684 berechnet der Mikroprozessor d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_std und L_stq, die dem schmalen Strombereich bei dem Betriebspunkt (i_d, i_q), der geschätzten Drehposition θsr und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs entsprechen.
Genauer gesagt verwendet der Mikroprozessor bei Schritt S684 die Datentabelle T1 oder T2, um die d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_std und L_stq jeweils innerhalb eines schmalen Bereichs Δi gemäß der Gleichung [111] und der Beziehung, die in 3 dargestellt ist, zu berechnen. Es sei bemerkt, dass, wenn die Tabelle T2 verwendet wird, es notwendig ist, die Gleichung [111] und die Beziehung, die in 3 dargestellt ist, basierend auf der Gleichung ”Ψ = L × i” umzuwandeln.
Eine Induktivität L_x bei jedem Phasenwinkel θx hinsichtlich der d-Achse in dem d-q-Koordinatensystem wird durch die folgenden Gleichungen dargestellt, unter der Annahme, dass die d-Achsen-Induktivität durch ”L_d” dargestellt wird, und die q-Achsen-Induktivität durch ”L_q” dargestellt wird:
[Gleichung 112]

Lx = (Ld + Lq)/2 + (Ld – Lq)/2 × cos(2 × θx)

[Gleichung 113]

= Li + Lm × cos(2 × θx)

Dreiphaseninduktivitäten L_u, L_v und L_w, bei einem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms, wenn sich der Motor bei der Drehposition θsr befindet, werden gemäß den folgenden Gleichungen basierend auf den Datentabelle T1 oder T2 berechnet:
[Gleichung 114]

Lu = (Ld + Lq)/2 + (Ld – Lq)/2 × cos(2 × θsr)

[Gleichung 115]

Lv = (Ld + Lq)/2 + (Ld – Lq)/2 × cos(2 × (θsr – 120°))

[Gleichung 116]

Lw = (Ld+Lq)/2 + (Ld – Lq)/2 × cos(2 × (θsr – 240°))

Auf ähnliche Weise erlaubt ein Zuweisen der d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitäten L_std und L_stq zu den Induktivitäten L_d und L_q, die in den Gleichungen [104], [105] und [106] umfasst sind, dass Dreiphaseninduktivitäten L_stu5, L_stv5 und L_stw5 innerhalb des schmalen Strombereichs berechnet werden können. Jede der Dreiphaseninduktivitäten L_stu5, L_stv5 und L_stw5 innerhalb des schmalen Strombereichs stellt bei jeder Phase die Steigung der Linie 463 dar, die der tangentialen Linie der Kurve 461 mit einer nichtlinearen Charakteristik bei dem Betriebspunkt 462 entspricht.
Als Nächstes berechnet der Mikroprozessor bei Schritt S685 Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw, um auszuwerten, welches Niveau der Schätzung sowohl der geschätzten Drehposition θsr als auch der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs ausgeführt ist. Die Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw sind zum Beispiel durch die folgenden Gleichungen gegeben:
[Gleichung 117]

δstu = |L_stu4 – L_stu5|

[Gleichung 118]

δstv = |L_stv4 – L_stv5|

[Gleichung 119]

δstw = |L_stw4 – L_stw5|

Die Fehlerauswertungsfunktion δstu stellt die Differenz zwischen der gemessenen U-Phasen-Induktivität L_stu4 und der berechneten U-Phasen-Induktivität L_stu5 dar, und die Fehlerauswertungsfunktion δstv stellt die Differenz zwischen der gemessenen V-Phasen-Induktivität L_stv4 und der berechneten V-Phasen-Induktivität L_stv5 dar. Außerdem stellt die Fehlerauswertungsfunktionen δstw die Differenz zwischen der gemessenen W-Phasen-Induktivität L_stw4 und der berechneten W-Phasen-Induktivität L_stw5 dar.
Bei Schritt S686 bestimmt der Mikroprozessor, ob der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw kleiner oder gleich der Toleranz δso ist.
Wenn bestimmt wird, dass der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw kleiner oder gleich der Toleranz δso ist, bestimmt der Mikroprozessor schließlich bei Schritt S688, dass die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs im Wesentlichen ordnungsgemäße Werte sind, und beendet die Unterbrechung bei Schritt S689.
Ansonsten, wenn bestimmt wird, dass der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw höher als die Toleranz δso ist, schreitet der Mikroprozessor zu Schritt S687 fort. Bei Schritt S687 korrigiert der Mikroprozessor die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs, so dass jede der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw reduziert wird, um dadurch die geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs neu zu bestimmen, und kehrt über einen Weg 68A zu Schritt S684 zurück. Danach werden die Operationen bei den Schritten S684 bis S687 wiederholt ausgeführt, bis die Bestimmung bei Schritt S686 bejahend ist.
Bei Schritt S687 ist es, wenn die Anzahl von Korrekturen eine vorbestimmte Anzahl überschreitet, möglich, die Unterbrechung erzwungen zu beenden. Bei Schritt S687 ist es, um zu erlauben, dass jede der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw schnell konvergieren kann, wenn sich der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δstu, δstv und δstw bei Schritt S686 erheblich von der Toleranz δso unterscheidet, möglich, die vorläufig bestimmte geschätzte Drehposition θsr und die geschätzte Winkelgeschwindigkeit ωs bei Schritt S687 erheblich zu korrigieren, und dadurch die Anzahl von Korrekturen bei Schritt S687 zu reduzieren.
Zusätzlich ist es, da sich der geschätzte Winkelgeschwindigkeitswert ωs nicht schnell ändert, möglich, den vorher geschätzten Wert ωs kontinuierlich zu verwenden. Außerdem kann der geschätzte Drehpositionswert θsr bei Schritt S687 mit breiten Intervallen zwischen dem Winkelbereich von 0 Grad bis 360 Grad korrigiert werden. Wenn jede der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq bei einem geschätzten Wert Θsr näher an der Toleranz δso ist, kann der geschätzte Drehpositionswert θsr bei Schritt S687 mit engen Intervallen um den einen geschätzten Wert θsr korrigiert werden. Diese geschätzten Drehpositionswerte θsr mit breiten Intervallen zwischen dem Winkelbereich von 0 Grad bis 360 Grad können vorher vorbereitet werden, um in einer Tabelle gespeichert zu werden.
Der Mikroprozessor kann basierend auf der Größe einer entsprechenden der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq einen Korrekturwert, der sowohl zu dem geschätzten Drehpositionswert θsr als auch dem geschätzten Winkelgeschwindigkeitswert ωs addiert werden soll, berechnen. Der Mikroprozessor kann daher direkt zu Schritt S688 fortschreiten, ohne über den Weg 68A zu Schritt S684 zu gehen. Diese Operationen können die Operationen des Mikroprozessors (des Steuerungssystems CS1) vereinfachen.
Genauer gesagt kann der Mikroprozessor (das Steuerungssystem CS1) folgendes auswählen:
die erste Aufgabe, um sowohl den geschätzten Drehpositionswert θsr als auch den geschätzten Winkelgeschwindigkeitswert ωs wiederholt zu korrigieren, bis der Wert jeder der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq kleiner oder gleich der Toleranz δso ist; und
die zweite Aufgabe, um sowohl den geschätzte Drehpositionswert θsr als auch die geschätzte Winkelgeschwindigkeitswert ωs basierend auf der Größe einer entsprechenden der Fehlerauswertungsfunktionen δsd und δsq zu bestimmen.
Außerdem kann der Mikroprozessor eine Zwischenaufgabe zwischen den ersten und zweiten Aufgaben ausführen.
Das erste Verfahren kann die Drehposition des Rotors mit einer hohen Genauigkeit erfassen, wenn sich der Rotor bei einem bestimmten UPM-Niveau dreht, und das zweite Verfahren kann die Drehposition des Rotors ohne weiteres erfassen, wenn sich der Rotor bei einer niedrigen UPM dreht oder gestoppt wird.
Daher ist, als ein drittes Verfahren, der Mikroprozessor programmiert, um das zweite Verfahren auszuführen, um die Drehposition des Rotors zu erfassen, wenn sich der Rotor mit einer UPM dreht, die niedriger ist als ein vorbestimmter UPM-Schwellenbereich. Wenn sich die UPM des Rotors erhöht, um den vorbestimmten UPM-Schwellenbereich zu überschreiten, ist der Mikroprozessor programmiert, um von dem zweiten Verfahren zu dem ersten Verfahren zu schalten, um das geschaltete erste Verfahren auszuführen, und dadurch die Drehposition des Rotors zu erfassen.
Wenn die UPM des Rotors innerhalb des vorbestimmten UPM-Schwellenbereichs liegt, kann der Mikroprozessor programmiert sein, um, als die endgültige Drehposition des Rotors, die mittlere Position zwischen der Drehposition des Rotors, die durch eine Ausführung des ersten Verfahrens erfasst wird, und der des Rotors, die durch eine Ausführung des zweiten Verfahrens erfasst wird, zu erhalten.
Der Mikroprozessor kann programmiert sein, um:
der Drehposition des Rotors, die durch eine Ausführung des ersten Verfahrens erfasst wird, und der des Rotors, die durch eine Ausführung des zweiten Verfahrens erfasst wird, basierend auf den tatsächlichen UPM des Rotors ein Gewicht zuzuweisen; und
die Summe der gewichteten Drehposition des Rotors, die durch eine Ausführung des ersten Verfahrens erfasst wird, und der gewichteten Drehposition des Rotors, die durch eine Ausführung des zweiten Verfahrens erfasst wird, zu berechnen, und dadurch die Drehposition des Rotors basierend auf dem Resultat der Berechnung endgültig bestimmen.
Der Mikroprozessor kann programmiert sein, um gleichzeitig die ersten und zweiten Verfahren auszuführen.
Als nächstes wird im Folgenden ein sensorloses Positionserfassungsverfahren unter Verwendung einer erweiterten elektromotorischen Kraft beschrieben.
32 stellt ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystem CS2 zum Steuern einer Ausgangsleistung eines Motors, der in 1 dargestellt ist, unter Verwendung des sensorlosen Positionserfassungsverfahrens basierend auf der erweiterten elektromotorischen Kraft gemäß einer Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels schematisch dar.
Als die Motorkoordinatensysteme werden das d-q-Koordinatensystem, das α-β-Koordinatensystem und das U-Achsen-, V-Achsen- und W-Achsen-Koordinatensystem verwendet.
Das Steuerungssystem CS2 umfasst einen ersten Wandler 711, einen zweiten Wandler 712, einen dritten Wandler 713, einen vierten Wandler 714 und einen Drehpositionsschätzer 715. Gleiche Elemente (Blöcke) zwischen dem Steuerungssystem CS1, das in 28 dargestellt ist, und dem Steuerungssystem CS2, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, werden bei der Beschreibung weggelassen oder vereinfacht.
Der erste Wandler 711 arbeitet, um die d-Achsen-Befehlsspannung v_d* und die q-Achsen-Befehlsspannung v_q* auf den jeweiligen d- und q-Achsen, die jeweils von den d-Achsen- und q-Achsen-Spannungssteuerungen 59A und 59E weitergegeben werden, basierend auf der geschätzten Drehposition θsr des Rotors in α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehle v_α* und v_β* in dem α-β-Koordinatensystem umzuwandeln. Der erste Wandler 711 arbeitet ferner, um die umgewandelten α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehle v_α* und v_β* zu dem zweiten Wandler 712 weiterzugeben.
Der zweite Wandler 712 arbeitet, um die α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehle v_α* und v_β* in dem α-β-Koordinatensystem in U-, V- und W-Phasenspannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* in dem u-v-w-Phasenkoordinatensystem umzuwandeln.
Der dritte Wandler 713 arbeitet, um die momentanen U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w, die von dem Stromsensor weiter gegeben werden, zu empfangen und die momentanen U- und W-Phasenwicklungsströme i_u und i_w in momentane α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β in dem α-β-Koordinatensystem umzuwandeln.
Der vierte Wandler 714 arbeitet, um die momentanen α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β, die von dem dritten Wandler 713 weiter gegeben werden, zu empfangen und die momentanen α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β basierend auf der geschätzten Drehposition θsr des Rotors in momentane d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten i_d und i_q in dem d-q-Koordinatensystem umzuwandeln.
Der Drehpositionsschätzer 715 dient als ein Beobachter zum Berechnen der geschätzten Drehposition θsr und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs und zum Weitergeben der geschätzten Drehposition θsr zu jedem der ersten und vierten Wandler 711 bis 714 und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs zu dem Geschwindigkeitsdifferenzdetektor 594, der in 28 dargestellt ist.
Bei dem Drehpositionsschätzer 715 stellt ein Bezugszeichen 717 einen Spannungsvektor v dar, der aus den α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehlen v_α* und v_β* besteht, und einkreisende gestrichelte Linien, denen das Bezugszeichen 110 zugewiesen ist, stellen den Motor 110 dar. Das Bezugszeichen 718 stellt einen Stromvektor i dar, der aus den α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponente i_α und i_β besteht.
Eine Spannungsgleichung für das Motormodell 110 wird wie folgt dargestellt: [Gleichung 120]
wobei das Bezugszeichen K_E die Anzahl von Flusskopplungen darstellt, die entlang der q-Achse gerichtet sind. Die Anzahl von Flusskopplungen, die entlang der d-Achse gerichtet sind, kann zu der Spannungsgleichung [120] hinzugefügt werden. Die Spannungsgleichung [120] wird von dem d-q-Koordinatensystem in das α-β-Koordinatensystem umgewandelt und danach umgeformt, um die folgende Gleichung zu liefern: [Gleichung 121]
wobei Bezugszeichen
und Bezugszeichen
Der erste Ausdruck der Gleichung [121] stellte einen Impedanzausdruck EI dar, ohne die Rotordrehposition θsr zu umfassen, und der zweite Ausdruck stellt einen Ausdruck EE einer erweiterten elektromotorischen Kraft dar, der die Rotordrehposition θsr umfasst.
Die Umformung der Gleichung [121] ist in S. Ichikawa et al., ”Sensorless Control of Synchronous Reluctance Motors Using an Extended Electromotive Force and Inductance Measuring Method Suitable therefor”, IEEE Transactions on, Band 53 Ausgabe 2, April 2005, Nr. 1., S. 16–25 offenbart und ist ebenfalls in den Quellen, die darin aufgelistet sind, offenbart.
Bei dem Drehpositionsschätzer 715, der in 32 dargestellt ist, erlaubt ein Subtrahieren des Ausdrucks EE der erweiterten elektromotorischen Kraft von dem Eingangsspannungsvektor v durch einen Addieren und Subtrahierer 719, dass eine Spannungskomponente des Impedanzausdrucks EI der Gleichung [121] von dem Addierer und Subtrahierer 719 ausgegeben werden kann. Wenn angenommen wird, dass ein Block 71A eine Impedanz ”{(R + pL_d)I – ω(L_d – L_q)J}” ist, die in dem Koeffizienten des Stromvektors i beschrieben ist, wird der Stromvektor i, der aus den α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β besteht, von dem Block 71A ausgegeben.
Wenn angenommen wird, dass ein Block 71B ein Inverses der Impedanz ”{(R + pL_d)I – ω(L_d – L_q)J}” ist, wird eine Spannungskomponente des Impedanzausdrucks EI der Gleichung [121] von dem Block 71B ausgegeben.
Daher liefert, wenn angenommen wird, dass der Spannungsvektor v (717), der aus den α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehlen v_α* und v_β* besteht, in den Addierer und Subtrahierer 719 eingegeben wird, und der Stromvektor i, der aus den α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β besteht, von dem Block 71A ausgegeben wird, eine Ausgabe 71F eines Addierers und Subtrahierers 71C den Ausdruck EE der erweiterten elektromotorischen Kraft. Genauer gesagt ist der Drehpositionsschätzer 715 konfiguriert, um den zweiten Ausdruck (den Ausdruck der erweiterten elektromotorischen Kraft) EE der Gleichung [121], die die Drehposition θsr des Rotors umfasst, zu berechnen.
Das Bezugszeichen 71D stellt einen Filter zum Eliminieren von Rauschkomponenten, die in der Ausgabe 71F des Addierers und Subtrahierers 71C enthalten sind, dar.
Das Bezugszeichen 71E stellt einen Drehpositionsdetektor zum Erfassen der geschätzten Drehposition θsr und der geschätzten Winkelgeschwindigkeit ωs dar.
Genauer gesagt stellt die Ausgabe des Filters 71D α-Achsen- und β-Achsen-Spannungskomponenten v_1α und v_1β dar, die der Gleichung [121] entsprechen, und daher werden die α-Achsen- und β-Achsen-Spannungskomponenten v_1α und v_1ß durch die folgenden Gleichungen dargestellt.
[Gleichung 122]

v1α = {(L_d – L_q)(ωi_d – i_q) + ωK_E}(–sinθsr)

[Gleichung 123]

v1β = {(L_d – L_q)(ωi_d – i_q) + ωK_E}(cosθsr)

Die geschätzte Drehposition θsr wird basierend auf den Gleichungen [122] und [123] gemäß der folgenden Gleichung [124] berechnet:
[Gleichung 124]

θsr = tan^–1(–v1α/v1β)

Die geschätzte Drehgeschwindigkeit ωs des Rotors wird als die Rate der Änderung der geschätzten Drehposition θsr gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
[Gleichung 125]

ωs = dθsr/dt

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindungen werden die Gleichungen [109] bis [125] basierend auf mindestens einer der Datentabelle T1 und der Datentabelle T2 oder auf Näherungsausdrücken, die durch die Datentabellen T1 und T2 erzeugt werden, berechnet; dies ermöglicht, dass die sensorlose Positionserfassung mit einer hohen Genauigkeit implementiert werden kann. Die Erhöhung der Genauigkeit der sensorlosen Positionserfassung erlaubt, dass sich die Rotorpositionssteuerungsverstärkung und die Rotorwinkelgeschwindigkeitssteuerungsverstärkung erhöhen können, was ermöglicht, dass die Antwortfähigkeit des Motors hinsichtlich einer Steuerung verbessert werden kann.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung hängen die Motorparameter, die das Verhalten des Motors darstellen und die in den Gleichungen [109] bis [123] umfasst sind, die erforderlich sind, um die sensorlose Positionserfassung zu implementieren, erheblich von der Drehposition θsr des Rotors und dem Betriebspunkt (i_d, i_q) des Ankerstroms ab. Aus diesem Grund erlaubt ein Berechnen der Gleichungen [109] bis [123] basierend auf der ordnungsgemäßeren bestimmten geschätzten Drehposition θsr des Rotors, dass das Resultat jeder der Gleichungen [124] und [125] genauer werden kann, und daher kann das Resultat jeder der Gleichungen [124] und [125] mit einer Erhöhung der Anzahl der Berechnungen einer entsprechenden der Gleichungen [124] und [125] konvergieren.
Als nächstes wird im Folgenden ein Verfahren zum Steuern eines Motors unter Verwendung der sensorlosen Drehpositionserfassung ohne eine Verwendung von Drehpositionsdetektoren, wie Codierern und Resolvern, während eine hohe Sicherheit und eine hohe Zuverlässigkeit beibehalten werden, beschrieben.
Bei herkömmlichen Steuerungssystemen wird, selbst wenn die Genauigkeit der erfassten Drehposition des Rotors durch die sensorlose Positionserfassung hoch ist, die Stromsteuerungsschleife der Rückkopplungssteuerung des Ankerstroms in dem sich drehenden Koordinatensystem (d-q-Koordinatensystem) ausgeführt. Dies kann eine schlechte Auswirkung auf die Zuverlässigkeit und die Sicherheit der Motorsteuerung haben.
Als ein extremes Beispiel kann, wenn die geschätzte Drehposition θsr, die auf der sensorlosen Positionserfassung basiert, einen Positionsfehler θe von zum Beispiel 180 Grad eines elektrischen Winkels umfasst, die Steuerung jedes Phasenstroms möglicherweise keine negative Rückkopplungssteuerung, sondern eine positive Rückkopplungssteuerung werden. Dies kann verursachen, dass die Stromsteuerungsrückkopplungsschleife divergent wird, und daher verursachen, dass ein Überstrom mit einem begrenzten Niveau zum Beispiel durch jeden Transistor des Wechselrichters 59G fließt.
Selbst wenn der Positionsfehler θe, der in der geschätzten Drehposition θsr umfasst ist, einen vergleichsweise niedrigen Wert hat, kann ein Stromfehler Δi_e, der dem Positionsfehler θe entspricht, auftreten; dies kann verursachen, dass die Motorsteuerung instabil wird. Zum Beispiel kann der Stromfehler Δi_e verursachen, dass ein Überschwingen eines Ankerstroms reduziert wird, was ermöglicht, dass die Probleme, die durch den Stromfehler Δi_e verursacht werden, reduziert werden können.
33 stellt ein Beispiel des Schaltungsaufbaus eines Steuerungssystems CS3 gemäß einer weiteren Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels schematisch dar. Gleiche Elemente (Blöcke) jedes der Steuerungssysteme CS1 und CS2, die in 28 und 32 dargestellt sind, und dem Steuerungssystem CS3, das in 33 dargestellt ist, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, werden bei einer Beschreibung weggelassen oder vereinfacht.
Das Steuerungssystem CS3 setzt sich aus einer d-Achsen-Spannungssteuerung 721, einer q-Achsen-Spannungssteuerung 722, einem Addierer 723, einem Addierer 724, einem Koordinatenwandler 726, einem α-Achsen-Stromdifferenzdetektor 727, einem β-Achsen-Stromdifferenzdetektor 728, einer α-Achsen-Spannungssteuerung 729 und einer β-Achsen-Spannungssteuerung 72A zusammen.
Die d-Achsen-Spannungssteuerung 721 arbeitet, um die d-Achsen-Stromdifferenz, die durch den d-Achsen-Stromdifferenzdetektor 598 berechnet wird, zu empfangen und eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen d-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um eine d-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_d* zu erhalten. Die erhaltene d-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_d* wird zu dem ersten Wandler 711 weitergegeben.
Die q-Achsen-Spannungssteuerung 722 arbeitet, um die q-Achsen-Stromdifferenz, die durch den q-Achsen-Stromdifferenzdetektor 59C berechnet wird, zu empfangen und eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen q-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um eine q-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_q* zu erhalten. Die erhaltene q-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_q* wird zu dem ersten Wandler 711 weitergegeben.
Der Addierer 723 arbeitet, um, als einen α-Achsen-Spannungsbefehl v_α*, die Summe eines α-Achsen-Spannungsbefehls v_α1*, der von dem Wandler 711 weitergegeben wird, und eines α-Achsen-Spannungsbefehls v_α2*, der von der α-Achsen-Spannungssteuerung 729 weitergegeben wird, zu berechnen, und dadurch den berechneten α-Achsen-Spannungsbefehl v_α* zu dem zweiten Wandler 712 weiterzugeben.
Der Addierer 724 arbeitet, um, als einen β-Achsen-Spannungsbefehl v_β* die Summe eines β-Achsen-Spannungsbefehls v_β1*, der von dem ersten Wandler 711 weitergegeben wird, und eines β-Achsen-Spannungsbefehls v_β2*, der von der β-Achsen-Spannungssteuerung 72A weitergegeben wird, zu berechnen, und dadurch den berechneten β-Achsen-Spannungsbefehl v_β* zu dem zweiten Wandler 712 weiterzugeben.
Der Koordinatenwandler 726 arbeitet, um folgende Schritte durchzuführen:
Empfangen des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* basierend auf dem Drehmomentbedarf T*;
Umwandeln des d-Achsen-Befehlsstroms i_d* und des q-Achsen-Befehlsstroms i_q* in α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α* und i_β*; und
Weitergeben der umgewandelten α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α* und i_β* jeweils zu dem α-Achsen-Stromdifferenzdetektor 727 und β-Achsen-Stromdifferenzdetektor 728.
Der α-Achsen-Stromdifferenzdetektor 727 arbeitet, um die α-Achsen-Stromkomponente i_α von dem α-Achsen-Befehlsstrom i_α* zu subtrahieren, um eine α-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen.
Der β-Achsen-Stromdifferenzdetektor 728 arbeitet, um die β-Achsen-Stromkomponente i_β von dem β-Achsen-Befehlsstrom i_β* zu subtrahieren, um eine β-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen.
Die α-Achsen-Spannungssteuerung 729 arbeitet, um die α-Achsen-Stromdifferenz, die durch den α-Achsen-Stromdifferenzdetektor 727 berechnet wird, zu empfangen. Die α-Achsen-Stromsteuerung 729 arbeitet ferner, um eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen α-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um den α-Achsen-Spannungsbefehl v_α2* zu erhalten. Der erhaltene α-Achsen-Spannungsbefehl v_α2* wird zu dem Addierer 723 weitergegeben.
Die β-Achsen-Spannungssteuerung 72A arbeitet, um die β-Achsen-Stromdifferenz, die durch den β-Achsen-Stromdifferenzdetektor 728 berechnet wird, zu empfangen. Die β-Achsen-Stromsteuerung 72A arbeitet ferner, um eine Kompensierungsoperation durch ein Berechnen eines Proportionalausdrucks und eines Integralausdrucks basierend auf der empfangenen β-Achsen-Stromdifferenz auszuführen, um den β-Achsen-Spannungsbefehl v_β2* zu erhalten. Der erhaltene β-Achsen-Spannungsbefehl v_β2* wird zu dem Addierer 723 weitergegeben.
Verglichen mit der Konfiguration des Steuerungssystem CS1, das in 28 dargestellt ist, ist die Konfiguration des Steuerungssystem CS3, das in 33 dargestellt ist, zusätzlich mit Folgendem versehen:
einer Einrichtung zum Erzeugen der α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β in dem α-β-Koordinatensystem, die dem Koordinatenwandler 726 entspricht;
einer Einrichtung zum Einspeisen der gemessenen α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β jeweils zurück zu der α-Achsen-Spannungssteuerung 729 und der β-Achsen-Spannungssteuerung 72A, die dem dritten Wandler 713 entspricht;
einer Einrichtung zum Kompensieren der Differenz zwischen den gemessenen α-Achsen-Stromkomponenten i_α und dem α-Achsen-Strombefehl i_α*, um die α-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen, um den α-Achsen-Spannungsbefehl v_α2* basierend auf der Differenz zu erhalten;
einer Einrichtung zum Kompensieren der Differenz zwischen den gemessenen β-Achsen-Stromkomponenten i_β und dem β-Achsen-Strombefehl i_β*, um die β-Achsen-Stromdifferenz zwischen denselben zu berechnen, um basierend auf der Differenz den β-Achsen-Spannungsbefehl v_β2* zu erhalten; und
einer Einrichtung zum Einspeisen des α-Achsen-Spannungsbefehls v_α2* zurück zu dem Addierer 723; und
einer Einrichtung zum Einspeisen des β-Achsen-Spannungsbefehls v_β2* zurück zu dem Addierer 723.
Genauer gesagt ist das Steuerungssystem CS3 mit einer ersten Rückkopplungsstromsteuerungsschleife basierend auf dem d-q-Koordinatensystem (siehe Elemente 713, 714, 598, 59C und 726) und einer zweiten Rückkopplungsstromsteuerungsschleife basierend auf dem α-β-Koordinatensystem (siehe Elemente 713, 726, 727, 728, 729, 72A, 723 und 724) versehen. Dies erlaubt, dass die ersten und zweiten Rückkopplungsstromsteuerungsschleifen abhängig von dem Betriebsmodus des Motors parallel verwendet werden können oder ausgewählt verwendet werden können.
Als Nächstes wird im Folgenden eine Beziehung zwischen der Stromsteuerungscharakteristik des Motors und dem Koordinatensystem beschrieben.
Zum Beispiel verursacht, während sich der Rotor eines AC-Induktanzmotors (engl.: Alternating Current = Wechselstrom) dreht, das Steuerungssystem CS3, dass ein Ankerstrom (Treibstrom), wie Dreiphasenströme, durch Dreiphasenwicklungen des Stators fließt. Die Dreiphasenströme, die durch die Dreiphasenwicklungen des Stators fließen, erzeugen eine elektromotorische Kraft, die an den Rotor angelegt wird; dies erzeugt ein Drehmoment.
Daher ist es, wenn elektromagnetische Effekte der elektromotorischen Kraft von dem sich drehenden Koordinatensystem, wie dem d-q-Koordinatensystem, aus gesehen werden, möglich, die elektromagnetischen Effekte der elektromotorischen Kraft als Gleichstrommotoren zu handhaben; dies kann den Ankerstrom und die Windungsspannung, die zu steuern sind, einfach handhaben.
Zum Beispiel kann, bei der Proportionalkompensierungssteuerung und der Integralkompensierungssteuerung, die Integralkompensierungssteuerung für synchrone Reluktanzmotoren auf DC-Motoren angewandt werden. Diese Integralkompensierungssteuerung wird innerhalb eines niederfrequenten Bereichs des Ankerstroms durchgeführt, um die Differenz zwischen dem Ankerstrom und einem Befehlsstrom so viel wie möglich zu reduzieren.
Bei dem rotierenden Koordinatensystem kann, wie im Vorhergehenden beschrieben, wenn die sensorlose Positionserfassungssteuerung ausgeführt wird, die Größe des Positionsfehlers θe der geschätzten Drehposition θsr des Rotors unbestimmt sein. Daher kann, wenn die Drehposition θsr des Rotors unbestimmt ist, eine Ausführung der Ankerstromsteuerung in dem sich drehenden Koordinatensystem, die eine genaue Drehposition θsr des Rotors erfordert, die Genauigkeit der Ankerstromsteuerung verschlechtern.
Im Gegensatz dazu eliminiert, bei dem stationären Koordinatensystem, wie dem u-v-w-Koordinatensystem oder dem α-β-Koordinatensystem, die Ankerstromsteuerung die Notwendigkeit der Informationen bezüglich der Drehposition des Rotors, sondern behandelt einen Wechselstrom. Dies kann es schwierig machen, dass die Kompensierungssteuerung innerhalb eines niederfrequenten Bereichs des Ankerstroms, der niedriger als die Winkelfrequenz des Rotors ist, durchgeführt werden kann.
Als nächstes wird im Folgenden ein spezifisches Verfahren beschrieben, wie die ersten und zweiten Rückkopplungsstromschleifen parallel verwendet werden können.
In dem d-q-Koordinatensystem sind die d-Achsen-Spannungssteuerung 721 und die q-Achsen-Spannungssteuerung 722 konfiguriert, um die Kompensierungssteuerungen der jeweiligen d-Achsen- und q-Achsen-Ströme innerhalb eines niederfrequenten Bereichs auszuführen. Der erste Wandler 711 ist konfiguriert, um die d-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_d* und die q-Achsen-Stromsteuerungsbefehlsspannung v_q*, die von den d-Achsen- und q-Achsen-Spannungssteuerungen 721 und 722 weitergegeben werden, in den α-Achsen-Spannungsbefehl v_α1* und den β-Achsen-Spannungsbefehl v_β1*, die jeweils einem niederfrequenten Bereich des Ankerstroms entsprechen, umzuwandeln.
Im Gegensatz dazu sind, in dem α-β-Koordinatensystem, die α-Achsen-Stromsteuerung 729 und die β-Achsen-Spannungssteuerung 72A konfiguriert, um die Kompensierungssteuerungen der jeweiligen α-Achsen- und β-Achsen-Ströme innerhalb eines hochfrequenten Bereichs des Ankerstroms auszuführen, und dadurch jeweils die α-Achsen- und β-Achsen-Spannungsbefehle v_α2* und v_α2* zu erhalten.
Der α-Achsen-Spannungsbefehl v_α1* und der β-Achsen-Spannungsbefehl v_β1*, die dem niederfrequenten Bereich des Ankerstroms entsprechen, und der α-Achsen-Spannungsbefehl v_α2* und der β-Achsen-Spannungsbefehl v_β2*, die dem hochfrequenten Bereich entsprechen, werden durch die jeweiligen Addierer 723 und 724 zueinander addiert, und so werden der α-Achsen-Spannungsbefehl v_α* und der β-Achsen-Spannungsbefehl v_β* erhalten.
Das spezifische Verfahren, das im Vorhergehenden darlegt worden ist, kann sowohl den Vorteil des d-q-Koordinatensystems als auch den des α-β-Koordinatensystems verwenden; so kann die Antwortfähigkeit und die Stabilität sowohl der ersten als auch der zweiten Rückkopplungsstromschleife verbessert werden. Zusätzlich kann der Stromfehler durch ein Ausführen der Integralkompensierungssteuerung innerhalb des niederfrequenten Bereichs des Ankerstroms reduziert werden. Die Kompensierungssteuerung umfasst die Proportionalsteuerung, die Integralsteuerung, eine Differentialsteuerung und eine Kombination von mindestens zweien derselben. Zum Beispiel können die d-Achsen-Spannungssteuerung 721 und die q-Achsen-Spannungssteuerung 722 einfach konfiguriert sein, um lediglich die jeweiligen Integralkompensierungssteuerungen auszuführen, und die α-Achsen-Spannungssteuerung 729 und die β-Achsen-Spannungssteuerung 72A können einfach konfiguriert sein, um lediglich die jeweiligen Proportionalkompensierungssteuerungen auszuführen.
Als nächstes wird im Folgenden ein spezifisches Verfahren beschrieben, wie die ersten und zweiten Rückkopplungsstromschleifen verwendet werden können, wenn die Größe des Positionsfehlers θe der geschätzte Drehposition θsr des Rotors innerhalb eines Bereichs des Ankerstroms übermäßig groß werden kann.
Das Steuerungssystem CS3 umfasst eine Positionsfehlererfassungseinheit EG zum Erfassen des Bereichs des Ankerstroms, innerhalb dem die Größe des Positionsfehlers θe der geschätzte Drehposition θsr des Rotors übermäßig groß wird oder die geschätzte Drehposition θsr unbestimmt ist.
Wenn die Positionsfehlererfassungseinheit EG arbeitet, um die Größe des Positionsfehlers θe der geschätzten Drehposition θsr des Rotors, die übermäßig groß wird, zu erfassen, ist das Steuerungssystem CS3 konfiguriert, um zu verursachen, dass die Ausgabe sowohl der α-Achsen-Spannungssteuerung 729 als auch der β-Achsen-Spannungssteuerung 72A null oder ein geringer Wert wird. Gleichzeitig arbeitet das Steuerungssystem CS3, um den α-Achsen-Befehlsstrom i_α* und den β-Achsen-Befehlsstrom i_β* in dem α-β-Koordinatensystem jeweils den α-Achsen- und β-Achsen-Stromdifferenzdetektoren 727 und 728 zuzuführen, und dadurch die α-Achsen- und β-Achsen-Stromkomponenten i_α und i_β zu steuern. Die Werte des α-Achsen-Befehlsstroms i_α* und des β-Achsen-Befehlsstroms i_β* können gemäß einer Anweisung, die den Betriebsmodus des Motors anzeigt, bestimmt werden.
Die Ankerstromsteuerung in dem α-β-Koordinatensystem kann in dem u-v-w-Koordinatensystem oder einem anderen stationären Koordinatensystem implementiert sein, so dass das Blockdiagramm, das in 33 dargestellt ist, geändert werden kann.
Bei den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen und ihren verschiedenen Modifikationen, ist die vorliegende Erfindung auf Dreiphasenwechselstrommotoren angewandt, sie kann jedoch auf Einphasenmotoren, Zweiphasenmotoren, Vierphasenmotoren, Fünfphasenmotoren, Siebenphasenmotoren und Mehrphasenmotoren mit mehr als sieben Phasen angewendet werden. Wenn er in eine Vorrichtung mit einer geringen Kapazität eingebaut ist, wird bevorzugt der Zweiphasenmotor oder der Dreiphasenmotor verwendet. Im Gegensatz dazu werden, angesichts von Drehmomentwelligkeiten, Mehrphasenmotoren mit mehr als drei Phasen bevorzugt verwendet. Auf ähnliche Weise werden, wenn sie in eine Vorrichtung mit einer großen Kapazität eingebaut sind, Mehrphasenmotoren mit mehr als drei Phasen im Bezug auf den maximalen begrenzten Strom bevorzugt verwendet.
Die vorliegende Erfindung kann auf Multipolmotoren, und auf Motoren, bei denen jede Phasenspule in einer Durchmesser- und verteilten Wicklung, in einer konzentrierten und nicht überlappenden Wicklung mit verkürztem Schritt, und so weiter, gewickelt ist, angewendet werden.
Bei den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen und ihren verschiedenen Modifikationen werden häufig Rotoren mit Permanentmagneten an ihren Oberflächen beschrieben, aber bei der vorliegenden Erfindung können verschiedene Typen von Rotoren, die in 52 bis 56 dargestellt sind, Rotoren, die jeweils mindestens eine Ankerwicklung haben, Klauenpolrotoren, bei denen jede Klaue abwechselnd Nord und Süd wird, verwendet werden. Wenn Rotoren mit Permanentmagneten verwendet werden, können verschiedene Typen und Formen von Permanentmagneten verwendet werden.
57 stellt einen verbesserten Vierpolrotor RR eines synchronen Reluktanzmotors SRM schematisch dar. Der Rotor RR besteht aus einem im Wesentlichen ringförmig geformten Rotorkern RRa, einer Rotorwelle S01, die an der inneren Peripherie des Rotorkerns RRa befestigt ist, und einer Mehrzahl von Gruppen von Flussbarrieren (Spalten) S02, die in dem Rotorkern RRa gebildet sind.
Die Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren S02 durchdringt den Rotorkern RRa in der axialen Richtung desselben.
Genauer gesagt ist die Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren S02 hinsichtlich der axialen Richtung derselben symmetrisch angeordnet, derart, dass:
jede der Mehrzahl von Gruppen der Flussbarrieren S02 umfangsmäßig von einer anderen benachbarten Gruppe derselben beabstandet ist;
die Flussbarrieren jeder der Gruppen in einer entsprechenden radialen Richtung des Rotorkerns RRa mit Intervallen zwischen denselben ausgerichtet sind; und
beide Enden jeder der Flussbarrieren jeder der Gruppen sich hin zu der äußeren Peripherie des Rotorkerns RRa erstrecken, wobei vorbestimmte dünne Ränder derselben zwischen den beiden Enden und der äußeren Peripherie gelassen sind.
Die Gruppen der Flussbarrieren S02 liefern dünne magnetische Wege S03 zwischen denselben, derart, dass die dünnen magnetischen Wege S03 voneinander getrennt sind.
Der Rotor RR umfasst eine Mehrzahl von Spulen S04–S05, S0A–S0B, S08–509 und S06–S07. Die Spule S04–S05 ist um einen Nordpol in einer Richtung gewickelt, um magnetische Flüsse, die in dem Nordpol gerichtet sind, zu erhöhen, und die Spule S0A und S0B ist um einen Südpol, der zu dem einen Nordpol benachbart ist, gewickelt, wobei die Wicklungsrichtung der Spule bestimmt ist, um magnetische Flüsse, die in dem Südpol gerichtet sind, zu erhöhen.
Auf ähnliche Weise ist die Spule S08–S09 um den anderen Nordpol, der dem einen Nordpol gegenüberliegt, in einer vorbestimmten Wicklungsrichtung gewickelt, um die magnetischen Flüsse, die in dem anderen Nordpol gerichtet sind, zu erhöhen. Die Spule S06 und S07 ist um den anderen Südpol, der dem einen Südpol gegenüberliegt, in einer vorbestimmten Wicklungsrichtung gewickelt, um die magnetischen Flüsse, die in dem anderen Südpol gerichtet sind, zu erhöhen.
Jede der Spulen besteht aus einer Mehrzahl von Wicklungen S0C, S0D, S0E, S0F und einer Diode S0G; diese Wicklungen S0C, S0D, S0E, S0F und die Diode S0G sind miteinander in Reihe verbunden (siehe 57). Die Diode S0G bestimmt eine Richtung eines Stroms, wenn er durch jede der Spulen fließt.
Die Diode S0G kann zwischen zwei benachbarten Wicklungen der Spulen angeordnet sein, um die Wicklungen S0C, S0D, S0E, S0F in zwei Gruppen zu teilen, derart, dass die Diode S0G eine geschlossene Wicklungsschaltung bildet.
Wenn ein Ankerstrom zugeführt wird, um durch die Dreiphasenwicklungen zu fließen, induziert der Fluss des Ankerstroms einen Feldstrom, der durch jede der Spulen S04–S05, S0A–S0B, S08–S09 und S06–S07 fließt. Der Feldstrom, der durch jede der Spulen fließt, erlaubt, dass ein Magnetfeld um dieselben erzeugt werden kann.
59 stellt den Rotor RR, der in 57 dargestellt ist, als zu einem Zweipolrotor RR1 vereinfacht schematisch dar.
Bei dem Zweipolrotor RR1 ist eine Mehrzahl von Flussbarrieren 724, wie Spalte oder Harzglieder mit einem hohen Magnetwiderstand, so in dem Rotorkern RRa des Rotors RR1 gebildet, um mit Intervallen zwischen denselben parallel zu einem Durchmesser des Rotorkerns RRa angeordnet zu sein. Diese Flussbarrieren 724 verursachen, dass der Rotorkern RRa einen ausgeprägten Aufbau hat, und sie liefern dünne magnetische Wege (weichmagnetische Wege) 725 zwischen denselben, derart, dass die dünnen magnetischen Wege 725 voneinander getrennt sind. Eine einer Mehrzahl von Wicklungen 721 und eine entsprechende einer Mehrzahl von Wicklungen 722 sind in unterschiedliche Spalten eingebaut, um den Nordpol und den Südpol, der demselben gegenüberliegt, zu erhöhen.
In 59 ist ein Ankerstrom (ein Statorstrom) als ein d-Achsen-Strom +id, –id und ein q-Achsen-Strom +iq, –iq modelliert.
Wenn ein Motor, wie ein Induktionsmotor oder ein synchroner Reluktanzmotor, der für verschiedene Gebiete gewöhnlich verwendet wird, durch einen Dreiphasenwechselrichter und Dreiphasenwicklungen des Stators des Motors getrieben wird, arbeitet ein Strom, der wiederholt durch eine Phasenwicklung fließt, um:
dem Motor mit einer Drehung desselben eine Feldenergie zu liefern; und
eine Feldenergie zu einer Batterie des Dreiphasenwechselrichters zurückzugeben.
Die Menge der kombinierten Dreiphasenströme erlaubt, dass eine konstante Feldenergie innerhalb des Motors aufrechterhalten werden kann, so dass der Motor durch die konstante Feldenergie gedreht wird. Die Energie, die zwischen der Batterie des Wechselrichters und dem Motor übertragen wird, ist als eine Blindleistung wohl bekannt. Wenn der Motor einen Idealzustand hat, derart, dass der Widerstand desselben als null angenommen wird, hat die Blindleistung einen geringen Einfluss auf den Wechselrichter und den Motor. Wenn jedoch der Widerstand des Motors tatsächlich nicht als null angenommen wird, kann die Blindleistung einen Verlust in dem Wechselrichter und/oder einen Eisenverlust des Motors verursachen.
Um die Existenz der Blindleistung zu adressieren, erlaubt die Konfiguration des synchronen Reluktanzmotors SRM mit dem verbesserten Rotor RR, der in 57 und 59 dargestellt ist, dass die Blindleistung, die durch die Dreiphasenstatorwicklungen übertragen wird, verringert werden kann. Dies ermöglicht, dass der Verlust in dem Wechselrichter und der Eisenverlust des Motors aufgrund der Blindleistung reduziert werden kann, und erhöht dadurch den Wirkungsgrad des Motors.
60 stellt d-Achsen- und q-Achsen-Stromvektoren id und iq des Rotors RRa, der in 59 dargestellt ist, und einen resultierenden Vektor ia der d-Achsen- und q-Achsen-Stromvektoren id und iq schematisch dar.
Genauer gesagt wird der resultierende Vektor ia des d-Achsen-Stromvektors id, der der Erregerstromvektor ist, und des q-Achsen-Stromvektors, der der Drehmomentstromvektor ist, den Dreiphasenwicklungen des Stators zugeführt. Ein Spannungsvektor, der dem resultierenden Vektor ia entspricht, wird als ”va” dargestellt. Ein Leistungsfaktor wird durch ”cosθa” dargestellt. Um den Wirkungsgrad des Motors und den Wirkungsgrad des Wechselrichters zu verbessern, ist es wirksam, die Phasendifferenz θa zwischen dem Statorstrom ia und dem Statorspannungsvektor va zu reduzieren.
Zum Beispiel wird die Feldenergie, die dem Motor zugeführt wird, innerhalb des Motors gehalten, ohne regeneriert zu werden; dies erlaubt, dass die Übertragung der Feldenergie zwischen der Batterie des Wechselrichters und dem Motor, mit anderen Worten, die Blindleistung, reduziert werden kann.
Genauer gesagt stellt 61 ein Modell, dass äquivalent zu einer Magnetschaltung des Motors RR1 ist, der in 1 dargestellt ist, schematisch dar. Das Modell besteht aus einer Magnetschaltung 731, die eine Feldenergie anzeigt, einer Statorwicklung 733, einer Rotorwicklung 734 und einer Diode 735. Ein Strom, der durch die Statorwicklung 733 fließt, ist äquivalent zu dem d-Achsen-Stromvektor id; dieser Strom führt der Magnetschaltung 731 magnetische Energie zu, so dass ein Feldfluss 732 in derselben erzeugt wird. Die magnetische Energie wird nicht zu der Batterie regeneriert.
Wenn der Strom, der durch die Statorwicklung 733 fließt, reduziert wird, wird bei der Rotorwicklung 734 eine Spannung in der Richtung der Diode 735 erzeugt; diese Spannung arbeitet, um zu verursachen, dass ein Strom durch die Rotorwicklung 734 fließt, um der Reduzierung des Feldflusses 732 entgegenzuwirken. Dies erlaubt, dass der Feldfluss 732 konstant gehalten werden kann, selbst wenn die Zufuhr des Statorerregerstroms unterbrochen wird. Mit anderen Worten, selbst wenn geändert wird, wie der Statorstrom der Statorwicklung zuzuführen ist, kann der Feldfluss 732 konstant gehalten werden. Die erlaubt, dass erdacht werden kann, wie der Statorstrom der Statorwicklung zuzuführen ist.
Zum Beispiel führt der Wechselrichter den Erregerstrom id dem Motor innerhalb einer sehr kurzen Zeitdauer td zu, um demselben eine magnetische Energie zu liefern, und führt den Drehmomentstrom iq dem Motor hauptsächlich innerhalb der verbleibenden Zeitdauer tq zu. Dies verursacht, dass das mittlere Drehmoment des Motors auf ”tq/(td + tq)” im Vergleich zu einem Drehmoment, das äquivalent zu dem Drehmomentstrom iq ist, reduziert werden kann. Eine Steuerung des Erregerstroms id, um relativ niedrig zu sein, stellt jedoch in der Praxis kein Problem dar.
Im Gegensatz dazu können, da der Ankerstrom von dem resultierenden Strom ia reduziert wird, um kleiner oder gleich dem Drehmomentstrom iq zu sein, die Last des Wechselrichters und der Kupferverlust des Stators reduziert werden. Dies resultiert darin, dass die Kapazität des Wechselrichters reduziert werden kann und der Wirkungsgrad des Motors verbessert werden kann. Die Verbesserung des Wirkungsgrads des Motors erlaubt, dass der Motor in der Größe reduziert werden kann.
Um den Motor, der in 57 und 59 dargestellt ist, weiter zu verbessern, wird eine Mehrzahl von Permanentmagneten in den Rotor eingebaut. Dies kann den Leistungsfaktor verbessern, und so den Wirkungsgrad des Motors, das Spitzendrehmoment und den Wirkungsgrad des Treibens durch den Wechselrichter erhöhen. Jeder der Permanentmagnete kann in einem Teil eines entsprechenden der Spalte 724 eingebaut sein. Die Richtung jedes der Permanentmagnete kann abhängig von den gewünschten Motorcharakteristiken ausgewählt mit der d-Achsen-Richtung, der q-Achsen-Richtung oder der einer Zwischenrichtung zwischen denselben ausgerichtet sein.
Die Steuerungssysteme gemäß den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen können die Ausgangsleistung des Motors, der in 57 und 59 dargestellt ist, basierend auf mindestens einer der Datentabellen T1 und T2 mit einer hohen Genauigkeit wirksam ausführen.
Wie im Vorhergehenden beschrieben, ist es, bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, möglich, die Motorcharakteristiken, die nichtlineare magnetische Charakteristiken und eine Charakteristik einer magnetischen Sättigung umfassen, unter der Verwendung eines Steuerungsparameters einer Induktivität oder der Anzahl von Flusskopplungen bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms, der dem Stator des Motors zuzuführen ist, innerhalb des gesamten Bereichs des Ankerstroms zu modellieren. Dies kann die Motorsteuerung mit einer hohen Antwortfähigkeit und einer hohen Genauigkeit implementieren.
Die Motorcharakteristiken werden unter Verendung des nichtlinearen Infinite-Elemente-Verfahrens genau berechnet, und daher kann der Steuerungsparameter der Induktivität oder der Anzahl von Flusskopplungen bei jedem Betriebspunkt des Ankerstroms berechnet werden.
Genauer gesagt werden, basierend auf den ausgewählten bis zu 100 Betriebspunkten (10 Punkte des d-Achsen-Stroms i_d und 10 Punkte des q-Achsen-Stroms i_q) der d-Achsen- und q-Achsen-Ströme i_d und i_q, die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis zu 100 Betriebspunkten durch den Computer berechnet.
Es sei bemerkt, dass der Rechenaufwand, der erforderlich ist, um die d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) bei den jeweiligen bis 100 Betriebspunkten zu erhalten, bei einer gegenwärtig normalen Verarbeitungsrate in einer vergleichsweise kurzen Zeit ausgeführt werden kann; dies kann der Entwurfsentwicklung des Steuerungssystems CS eine geringe Last aufbürden.
Auf ähnliche Weise erfordert, angenommen, dass jede der d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungsanzahlen Ψ_d(i_d, i_q) und Ψ_q(i_d, i_q) eine Datengröße von 2 Byte hat, die Datenkapazität der Tabelle T1 im Wesentlichen 400 Byte. Genauer gesagt kann die Datenkapazität der Tabelle T1 dem tatsächlichen Niveau der Speicherkapazität eines normalen Speichers, der in das Steuerungssystem CS eingebaut ist, eine geringe Last auferlegen. Der Streufluss, der Eisenverlust und die weiteren Steuerungsinformationen sind in den Datentabellen T1 oder T2, oder in einer anderen Datentabelle gespeichert worden.
Es ist möglich, einen Zielmotor während einer Entwicklungsphase basierend auf dem Motormodell präziser zu simulieren. Dies kann eine kontinuierliche Prozedur von einer Entwicklungsphase eines Zielmotors bis zu einem Steuerungs- und Lastbetrieb des Zielmotors kontinuierlich durchführen, was ermöglicht, dass die Entwicklungsdauer und der Entwicklungsaufwand zu reduziert werden können.
Das grundlegende Konzept sowohl des ersten als auch des zweiten Ausführungsbeispiels und jede der Gleichungen sind in M. Nashiki et al., ”Inductance Calculation and New Modeling of a Synchronous Reluctance Motor Using Flux Linkage”, IEEJ Transactions on Industry Applications, Februar 2007, beschrieben worden.
Während beschrieben worden ist, was gegenwärtig als die Ausführungsbeispiele und deren Modifikationen der vorliegenden Erfindung betrachtet wird, ist offensichtlich, dass verschiedene Modifikationen, die noch nicht beschrieben worden sind, daran vorgenommen werden können, und es ist beabsichtigt, in den angehängten Ansprüchen alle solchen Modifikationen als innerhalb den wahren Geist und den Schutzbereich der Erfindung fallend abzudecken.

Claims

Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; und der Motor (150) als ein Dreiphasen-Wechselstrommotor entworfen ist, um eine Mehrzahl von Schlitzen zu haben, derart, dass das Wicklungsglied aus Dreiphasenspulen (15–18) besteht, von denen jede in mindestens einem entsprechenden der Schlitze gewickelt ist, das Steuerverfahren ferner mit folgenden Schritten: Erhalten, wenn der Treibstrom i, der aus den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) besteht, zugeführt wird, um durch jede der Dreiphasenspulen (15–18) zu fließen, einer Flussverteilung im Inneren des Motors; Erhalten des Produkts (Φ_n × N_S) einer magnetischen Flusskomponente Φ_n, die mit jeder der Dreiphasenspulen, die in mindestens einem entsprechenden der Schlitze gewickelt ist, gekoppelt ist, und der Anzahl N_S von Windungen einer entsprechenden der Dreiphasenspulen; Auswählen von Zweiphasenspulen (38, 39) aus den Dreiphasenspulen (15–18), wobei diese Zweiphasenspulen (38, 39) erlauben, dass eine d-Achsen-Magnetflusskomponente erfassbar ist, und jede der Zweiphasenspulen (38, 39) mindestens ein erstes Paar von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16), die in zweien der Schlitze gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden, und ein zweites Paar von dritten und vierten Wicklungen (17, 18), die in anderen zweien der Schlitze gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden, umfasst; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16) mit der d-Achse, einer ersten Differenz zwischen der Anzahl von Flusskopplungen mit der ersten Wicklung (15) und der Anzahl von Flusskopplungen mit der zweiten Wicklung (16); Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18) mit der d-Achse, einer zweiten Differenz zwischen der Anzahl von Flusskopplungen mit der dritten Wicklung (17) und der Anzahl von Flusskopplungen mit der vierten Wicklung (18); Integrieren der berechneten ersten und zweiten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ mit (1/√2), um die Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i zu erhalten; Auswählen von Zweiphasenspulen (38, 39) aus den Driphasenspulen (15–18), wobei diese Zweiphasenspulen (38, 39) erlauben, dass eine q-Achsen-Magnetflusskomponente erfassbar ist, und jede der Zweiphasenspulen (38, 39) mindestens ein fünftes Paar von fünften und sechsten Wicklungen, die in zweien der Schlitze gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden, und ein sechstes Paar von siebten und achten Wicklungen, die in anderen zweien der Schlitze gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden, umfasst; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ mit dem fünften Paar von fünften und sechsten Wicklungen mit der d-Achse, einer dritten Differenz zwischen der Anzahl von Flusskopplungen mit der fünften Wicklung und der Anzahl von Flusskopplungen mit der sechsten Wicklung; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ mit dem sechsten Paar von siebten und achten Wicklungen mit der d-Achse, einer vierten Differenz zwischen der Anzahl von Flusskopplungen mit der siebten Wicklung und der Anzahl von Flusskopplungen mit der achten Wicklung; Integrieren der berechneten dritten und vierten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ mit (1/√2), um die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms zu erhalten, wobei die erhaltene Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) und die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i als die Magnetzustandsinformationen gespeichert werden.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 1, bei dem, angenommen, dass auf eine Schleifenverstärkung einer d-Achsen-Stromsteuerungsschleife als ”Gd” Bezug genommen wird, und auf eine Schleifenverstärkung einer q-Achsen-Stromsteuerungsschleife als ”Gq” Bezug genommen wird, und auf ein Verhältnis einer Änderung der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen mit einem schmalen Bereich Δi_d um jeden der Betriebspunkte (i_d, i_q) als ”ΔΨ_d/Δi_d” Bezug genommen wird, und auf ein Verhältnis einer Änderung der Anzahl Ψ_q von q-Achsen-Flusskopplungen mit einem schmalen Bereich Δi_q um jeden der Betriebspunkte (i_d, i_q) als ”ΔΨ_q/Δi_q” Bezug genommen wird, die Steuerung konfiguriert ist, um jeweils die Schleifenverstärkungen Gd und Gq auf erste und zweite Werte anzupassen, wobei die ersten und zweiten Werte der Schleifenverstärkungen Gd und Gq jeweils proportional zu den Änderungsverhältnissen ΔΨ_d/Δi_d und ΔΨ_q/Δi_q sind; die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf den angepassten ersten und zweiten Werten der Schleifenverstärkungen Gd und Gq zu steuern.
Steuerungsverfahren füeinen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; und der Motor (M10A) aus einem Stator mit einem U-Phasenpol (301), einem V-Phasenpol (302) und einem W-Phasenpol (303) und aus einem Rotor (304), der bezüglich des Stators drehbar ist, zusammengesetzt ist, das d-q-Achsen-Koordinatensystem in dem Rotor (304) definiert ist, so dass sich das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Rotors dreht, und das Wicklungsglied aus Dreiphasenspulen (15–18) besteht, von denen jede mit verkürztem Schritt konzentriert gewickelt ist, so dass die Dreiphasenspulen (15–18) nicht miteinander überlappen, das Steuerverfahren ferner mit folgenden Schritten: Erhalten, wenn der Treibstrom i, der aus den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) besteht, zugeführt wird, um durch jede der Dreiphasenspulen (15–18) zu fließen, einer Flussverteilung innerhalb des Motors (M10A) während die q-Achse des Rotors fest ist, um zu dem U-Phasenpol (301) des Stators gerichtet zu sein; Auswählen eines ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16), die um den V-Phasenpol (302) gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden; Berechen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16) mit der d-Achse, einer ersten Differenz Ψ_A – Ψ_B zwischen der Anzahl Ψ_A von Flusskopplungen mit der ersten Wicklung (15) und der Anzahl Ψ_B von Flusskopplungen mit der zweiten Wicklung (16); Auswählen eines zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18), die um den W-Phasenpol (303) gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18) mit der d-Achse, einer zweiten Differenz Ψ_WA – Ψ_WB zwischen der Anzahl Ψ_WA von Flusskopplungen mit der dritten Wicklung (17) und der Anzahl Ψ_WB von Flusskopplungen mit der vierten Wicklung (18); Integrieren der ersten und zweiten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ mit (1/√2), um die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i zu erhalten; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16) mit der q-Achse, einer dritten Differenz Ψ_B – Ψ_A zwischen der Anzahl Ψ_A von Flusskopplungen mit der ersten Wicklung (15) und der Anzahl Ψ_B von Flusskopplungen mit der zweiten Wicklung (16); Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18) mit der q-Achse, einer vierten Differenz Ψ_WB – Ψ_WA zwischen der Anzahl Ψ_WA von Flusskopplungen mit der dritten Wicklung (17) und der Anzahl Ψ_WB von Flusskopplungen mit der vierten Wicklung (18); Integrieren der berechneten dritten und vierten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ mit (1/√2), um die Anzahl Ψ_q(i_d1, _iq1) von q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i zu erhalten, wobei die erhaltene Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) und die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i als die Magnetzustandsinformationen gespeichert werden.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39 aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; und der Motor (M10A) aus einem Stator mit einer Mehrzahl von U-Phasenpolen (301), die auf einem gleichen Kreis angeordnet sind, einer Mehrzahl von V-Phasenpolen (302), die auf einem gleichen Kreis angeordnet sind, und einer Mehrzahl von W-Phasenpolen (303), die auf einem gleichen Kreis angeordnet sind, und aus einem Rotor (304), der bezüglich des Stators drehbar ist, zusammengesetzt ist, das d-q-Achsen-Koordinatensystem in dem Rotor (304) definiert ist, so dass das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Rotors gedreht wird, und das Wicklungsglied aus Dreiphasenspulen (15–18) besteht, von denen jede eine Schleife bildet, das Verfahren ferner mit folgenden Schritten: Erhalten, wenn der Treibstrom i, der aus den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) besteht, zugeführt wird, um durch jede der Dreiphasenspulen (15–18) zu fließen, einer Flussverteilung innerhalb des Motors (M10A) während die q-Achse des Rotors (304) fest ist, um zu dem U-Phasenpol (301) des Stators gerichtet zu sein; Auswählen eines ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16), die um die V-Phasenpole (302) gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16) mit der d-Achse, einer ersten Differenz Ψ_A – Ψ_B zwischen der Anzahl Ψ_A von Flusskopplungen mit der ersten Wicklung (15) und der Anzahl Ψ_B von Flusskopplungen mit der zweiten Wicklung (16); Auswählen eines zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18), die um die W-Phasenpole (303) gewickelt sind, um eine geschlossene Schleife zu bilden; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18) mit der d-Achse, einer zweiten Differenz Ψ_WA – Ψ_WB zwischen der Anzahl Ψ_WA von Flusskopplungen mit der dritten Wicklung (17) und der Anzahl Ψ_WB von Flusskopplungen mit der vierten Wicklung (18); Integrieren der berechneten ersten und zweiten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ durch (1/√2), um die Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i zu erhalten; Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des ersten Paars von ersten und zweiten Wicklungen (15, 16) mit der q-Achse, einer dritten Differenz Ψ_B – Ψ_A zwischen der Anzahl Ψ_A von Flusskopplungen mit der ersten Wicklung (15) und der Anzahl Ψ_B von Flusskopplungen mit der zweiten Wicklung (16); Berechnen, als die Anzahl von Flusskopplungen Ψ des zweiten Paars von dritten und vierten Wicklungen (17, 18) mit der q-Achse, einer vierten Differenz Ψ_WB – Ψ_WA zwischen der Anzahl Ψ_WA von Flusskopplungen mit der dritten Wicklung (17) und der Anzahl Ψ_WB von Flusskopplungen mit der vierten Wicklung (18); Integrieren der berechneten dritten und vierten Differenzen, um eine Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ zu erhalten; und Multiplizieren der Gesamtanzahl von Flusskopplungen Ψ durch (1/√2), um die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i zu erhalten, wobei die erhaltene Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) und die Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von d-Achsen- und q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i als die Magnetzustandsinformationen gespeichert werden.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) nach Anspruch 5, bei dem jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 1, ferner mit folgenden Schritten: Erhalten eines Verhältnisses der Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungen zu der d-Achsen-Stromkomponente i_d1 als einen d-Achsen-Proportionalitätskoeffizienten LLd(i_d1, i_q1) der Anzahl Ψ_d(i_d1, i_q1) von d-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1 und i_q1) des Treibstroms i; und Erhalten eines Verhältnisses der Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von q-Achsen-Flusskopplungen zu der q-Achsen-Stromkomponente i_q1 als einen q-Achsen-Proportionalitätskoeffizienten LLq(i_d1, i_q1) der Anzahl Ψ_q(i_d1, i_q1) von q-Achsen-Flusskopplungen bei den d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d1, i_q1) des Treibstroms i.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 7, bei dem jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; wobei das Steuern ferner folgende Schritte aufweist: Schätzen (S663) einer Drehposition θsr des Motors ((110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150); Erfassen (S662) eines tatsächlichen Werts einer Treibspannung, die dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) zuzuführen ist, bei der geschätzten Drehposition θsr des Motors, wobei der erfasste tatsächliche Wert des Treibstroms i der geschätzten Drehposition θsr des Motors entspricht; Berechnen (S664) mindestens entweder einer geschätzten Treibspannung oder eines geschätzten Treibstroms basierend auf den gespeicherten Magnetzustandsinformationen und der geschätzten Drehposition θsr des Motors; Berechnen (S665) einer Differenz zwischen mindestens entweder der geschätzten Treibspannung oder dem geschätzten Treibstrom und mindestens einem entsprechenden des erfassten tatsächlichen Werts der Treibspannung oder des Treibstroms i; und Anpassen (S667) der geschätzten Drehposition θsr des Motors, derart, dass die berechnete Differenz reduziert wird.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird; und jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einer Näherungsfunktion eines entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ zusammenhängt.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; wobei das Steuern ferner folgende Schritte aufweist: Schätzen (S683) einer Drehposition θsr des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150); Überlagern einer Stromkomponente mit einer vorbestimmten Frequenz auf den Treibstrom i; Erfassen eines tatsächlichen Werts einer Treibspannung, die dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) zuzuführen ist, bei der geschätzten Drehposition θsr des Motors, wobei der erfasste tatsächliche Wert des Treibstroms i, auf den die Stromkomponente mit der vorbestimmten Frequenz überlagert ist, der geschätzten Drehposition θsr des Motors entspricht; Messen (S682) einer ersten Induktivität Lst innerhalb eines schmalen Bereichs des Treibstroms i basierend auf der Stromkomponente mit einer vorbestimmten Frequenz des Treibstroms i und einer Spannungskomponente mit einer Frequenz der Treibspannung, die der Stromkomponente mit einer vorbestimmten Frequenz entspricht; Berechnen (S684), basierend auf der geschätzten Drehposition θsr und den gespeicherten Magnetzustandsinformationen, gemäß einem Befehlsstromwert für den Treibstrom i, einer zweiten Induktivität innerhalb eines schmalen Bereichs um den Befehlsstromwert; Berechnen (S685) einer Differenz zwischen der ersten Induktivität und der zweiten Induktivität; und Anpassen (S687) der geschätzten Drehposition θsr des Motors, derart, dass die berechnete Differenz reduziert wird.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird; und jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einer Näherungsfunktion eines entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ zusammenhängt.
Steuerungsverfahren für einen Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), der sich basierend auf Flusskopplungen Ψ mit einem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors dreht, wenn das Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) durch einen Treibstrom i erregt wird, mit folgenden Schritten: Erhalten der Flusskopplungen Ψ unter Verwendung eines Infinite-Elemente-Verfahrens; Speichern von Magnetzustandsinformationen, die eine Beziehung zwischen jedem einer Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i und einem Entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ anzeigen, als Daten einer Datentabelle die durch ein d-q-Achsen-Koordinatensystem repräsentiert ist, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist; Erhalten von mindestens entweder Befehlsinformationen, die mit einem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen, oder Erfassungsinformationen, die mit dem Betriebszustand des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) zusammenhängen; Bezug nehmen auf die Magnetzustandsinformationen unter Verwendung mindestens entweder der erhaltenen Befehlsinformationen oder der erhaltenen Erfassungsinformationen, um einen Wert des Magnetzustandsparameters basierend auf einem Resultat der Bezugnahme zu erhalten; und Steuern einer Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters; dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Betriebspunkte des Treibstroms i aus einer d-Achsen-Stromkomponente i_d und einer q-Achsen-Stromkomponente i_q in einem d-q-Achsen-Koordinatensystem, das in dem Motor (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) definiert ist, besteht, wobei das d-q-Achsen-Koordinatensystem mit einer Drehung des Motors gedreht wird, jeder der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ mit dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) aus einem von Werten der Anzahl Ψ_d von d-Achsen-Flusskopplungen und einem von Werten der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen in dem d-q-Achsen-Koordinatensystem besteht, und die d-Achsen- und q-Achsen-Stromkomponenten (i_d und i_q) jedes der Betriebspunkte des Treibstroms i einem der Wert der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen entsprechen, und das Steuern konfiguriert ist, um die Ausgangsleistung des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150) basierend auf, als dem erhaltenen Wert des Magnetzustandsparameters, einem der Werte der Anzahl Ψ_d der d-Achsen-Flusskopplungen und einem der Werte der Anzahl Ψ_q der q-Achsen-Flusskopplungen zu steuern; wobei das Steuern ferner folgende Schritte aufweist: Schätzen einer Drehposition θsr des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150); Darstellen einer Spannungsgleichung des Motors, wobei die Spannungsgleichung einen ersten Spannungsausdruck, der sich auf die geschätzte Drehposition θsr bezieht, und einen zweiten Spannungsausdruck mit einem geringen Einfluss auf die geschätzte Drehposition θsr umfasst; Berechnen eines Spannungswerts, der dem zweiten Spannungsausdruck entspricht, basierend auf den gespeicherten Magnetzustandsinformationen, einer Impedanz des Motors (110; M1; 110A; M10A; 110A1–110A4; M10; M10A; M10B; 150), und dem erfassten tatsächlichen Wert des Treibstroms i; Erfassen einer Treibspannung, die dem Wicklungsglied (151–153; W1–W6; 15–18; 38, 39) des Motors zuzuführen ist; Subtrahieren des Spannungswerts von der erfassten Treibspannung; und Bestimmen der geschätzten Drehposition θsr des Motors basierend auf einem Resultat der Subtraktion und der Spannungsgleichung des Motors.
Steuerungsverfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass: jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einem Wert zusammenhängt, wobei der Wert durch Umwandeln eines der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ, die jedem der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i entsprechen, erhalten wird; und jeder der Mehrzahl von vorbestimmten Betriebspunkten des Treibstroms i mit einer Näherungsfunktion eines entsprechenden der Werte der Anzahl der Flusskopplungen Ψ zusammenhängt.