WO2018030209A1 - モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム - Google Patents

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム Download PDF

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アハマッド ガデリー
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日本電産株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control method, a motor control system, and an electric power steering system.
  • the motor control system controls an electric motor (hereinafter referred to as “motor”) using, for example, vector control.
  • Vector control includes a method using several current sensors and position sensors. In the vector control, the position of the rotor is calculated based on the detection value of at least one position sensor. Alternatively, the position of the rotor can be estimated based on the current flowing through the motor. If one of the sensors used in vector control fails, the motor control system will malfunction, increasing the possibility that it will be impossible to recover. Therefore, various methods for detecting a sensor failure in a motor control system have been actively proposed. *
  • Patent Document 1 discloses motor control based on a detection value of a position sensor and a sensorless method.
  • the rotational speed of the rotor is low (for example, at the start)
  • the position of the rotor is estimated using a so-called high frequency application (HFI) method.
  • HFI high frequency application
  • the rotational speed of the rotor is from medium speed to high speed
  • the position of the rotor is estimated based on the generated back electromotive force. Since the counter electromotive force generated at low speed is small, it is difficult to estimate the position of the rotor based on the counter electromotive force. Therefore, the motor control of Patent Document 1 switches the estimation method of the rotor position between a low speed and a middle / high speed. A failure of the position sensor is detected by comparing the estimated value based on the back electromotive force and the detected value of the position sensor. *
  • Patent Document 2 discloses a method of estimating the position and rotational speed of a rotor using a high-frequency current application method and a so-called magnetic flux observer that estimates the magnetic flux and counter electromotive force of a motor.
  • Non-Patent Document 1 discloses sensorless vector control of a synchronous reluctance motor.
  • the position and rotational speed of the rotor are estimated using a motor current, a motor voltage, a low-pass filter, a high-frequency voltage application method, and the like.
  • the system configuration for detecting a sensor failure is inevitably complicated, and, for example, an extra torque ripple may occur.
  • the system configuration is further complicated, so that it is required to further simplify the configuration.
  • Embodiments of the present disclosure provide a novel motor control method and motor control system using a sensor failure detection method that can simplify the system configuration.
  • An exemplary motor control method of the present disclosure is the step of obtaining at least one measured torque angle and two estimated torque angles, wherein the at least one measured torque angle is at least measured by at least one position sensor. Based on one measured rotor angle, the two estimated torque angles may be combined for a set of the at least one measured torque angle and the two estimated torque angles based on two sensorless control algorithms.
  • a step of obtaining all combinations of two torque angles and executing an operation for determining an error for each combination; and a control mode of the motor among a plurality of control modes having a sensor mode, a sensorless mode, and a shutdown mode Selecting the plurality of selections A step made with reference to a table representing a relationship between a control mode and a plurality of reference patterns related to the calculated error group, and a step of controlling the motor according to the selected control mode.
  • An exemplary motor control system of the present disclosure includes a motor, at least one position sensor that detects a rotor angle of the motor, and a control circuit that selects a control mode of the motor and controls the motor according to the selected control mode. And wherein the control circuit obtains at least one measured torque angle and two estimated torque angles, wherein the at least one measured torque angle is measured by the at least one position sensor. Based on the angle, the two estimated torque angles are based on two sensorless control algorithms and the total of the two torque angles that can be combined for the set of the at least one measured torque angle and the two estimated torque angles. Find the combinations and perform an operation to determine the error for each combination.
  • the control mode of the motor is selected from a plurality of control modes having a sensor mode, a sensorless mode, and a shutdown mode, and the selection is performed between the plurality of control modes and the calculation.
  • the motor is controlled according to the selected control mode, which is made with reference to a table representing a relationship between a plurality of reference patterns regarding the selected error group.
  • the sensor mode is a mode in which motor control is performed using the at least one measurement rotor angle
  • the sensorless mode is the motor control in which the two sensorless controls are performed.
  • the mode is executed using at least one of two estimated rotor angles each estimated using an algorithm
  • the shutdown mode is a mode for completely shutting down the motor control.
  • a motor control method and a motor control system using a sensor failure detection method capable of simplifying a system configuration are provided.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a configuration for detecting the rotor angle using the MR sensor 710 and the sensor magnet 720.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a state when the position shift of the sensor magnet 720 occurs.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing a configuration for detecting a rotor angle using two MR sensors 710 and a sensor magnet 720.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing functional blocks of the controller 100.
  • FIG. 8 is a vector diagram in the dq rotating coordinate system.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship among the electrical angle ⁇ e , the load angle ⁇ , the estimated phase angle ⁇ s , and the resultant magnetic flux vector.
  • FIG. 10 is a diagram showing the functional blocks of the failure detection unit 120 in detail.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a hardware configuration of a motor control system 1000 having two position sensors 700 according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing in detail functional blocks of the failure detection unit 120 when two position sensors 700 are used.
  • FIG. 13 is a graph showing the position sensor error and torque fluctuation when the MR sensor is misaligned when the MR sensor is used as the position sensor in the conventional motor control system.
  • FIG. 14 is a graph showing a torque waveform, a three-phase current waveform, and a three-phase voltage waveform within a predetermined period.
  • FIG. 15 is a graph showing torque fluctuation when the rotation angle of the magnet sensor fluctuates during a predetermined period.
  • FIG. 16 is a graph illustrating torque fluctuation when a positional deviation of the magnet sensor occurs when an MR sensor is used as the position sensor in the motor control system according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 17 is a graph showing a torque waveform, a three-phase current waveform, and a three-phase voltage waveform within a predetermined period.
  • FIG. 18 is a graph showing torque fluctuation when the rotation angle of the magnet sensor fluctuates within a predetermined period in the motor control system of the present disclosure.
  • FIG. 19 is a schematic diagram showing a typical configuration of the EPS system 2000 according to the third embodiment.
  • FIG. 1 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • the motor control system 1000 typically includes a motor M, a controller (control circuit) 100, a drive circuit 200, an inverter (also referred to as “inverter circuit”) 300, a shutdown circuit 400, and a plurality of current sensors. 500, an analog-digital conversion circuit (hereinafter referred to as “AD converter”) 600, a position sensor 700, a lamp 800, and a ROM (Read Only Memory) 900.
  • the motor control system 1000 is modularized as, for example, a power pack, and can be manufactured and sold as a motor module having a motor, a sensor, a driver, and a controller. In this specification, the motor control system 1000 will be described by taking a system having the motor M as a component as an example. However, the motor control system 1000 may be a system for driving the motor M that does not include the motor M as a component. *
  • the motor M is, for example, a permanent magnet synchronous motor such as a surface magnet type synchronous motor (SPMSM) or an embedded magnet type synchronous motor (IPMSM), and a three-phase AC motor.
  • the motor M has, for example, three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings (not shown). The three-phase winding is electrically connected to the inverter 300. *
  • the controller 100 is, for example, a micro control unit (MCU).
  • the controller 100 can be realized by, for example, a field programmable gate array (FPGA) in which a CPU core is incorporated.
  • FPGA field programmable gate array
  • the controller 100 controls the entire motor control system 1000, and controls the torque and rotation speed of the motor M by, for example, vector control.
  • the motor M can be controlled not only by vector control but also by other closed loop control.
  • the rotation speed is represented by the number of rotations (rpm) at which the rotor rotates per unit time (for example, 1 minute).
  • Vector control is a method in which the current flowing through the motor is decomposed into a current component contributing to torque generation and a current component contributing to magnetic flux generation, and each current component orthogonal to each other is controlled independently.
  • the controller 100 sets the target current value according to the actual current value measured by the plurality of current sensors 500, the rotor angle measured by the position sensor 700 (that is, the output signal from the position sensor 700), and the like.
  • the controller 100 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal based on the target current value and outputs it to the drive circuit 200.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the controller 100 detects a sensor failure and selects a control mode of the motor M based on the detection result.
  • the controller 100 controls the motor M according to the selected control mode.
  • the control mode of the motor M has a sensor mode, a sensorless mode, and a shutdown mode. The sensor failure detection method and various control modes will be described later in detail. *
  • the controller 100 selects the sensor mode as the initial control mode.
  • the controller 100 detects a failure of the position sensor 700, the controller 100 switches the control mode from the sensor mode to the sensorless mode.
  • the controller 100 selects the sensorless mode as the control mode when detecting an abnormality in the control in the sensor mode (hereinafter referred to as “sensor control”).
  • the controller 100 completely stops the motor control system 1000 when detecting an abnormality in the sensor control and the control in the sensorless mode (hereinafter referred to as “sensorless control”).
  • the controller 100 can generate at least one of a shutdown signal and a notification signal, for example.
  • the controller 100 outputs a shutdown signal to the shutdown circuit 400 and outputs a notification signal to the lamp 800.
  • the shutdown signal and the notification signal are negated.
  • the controller 100 detects an abnormality in both the sensor and the sensorless control, it can assert the respective signals.
  • the drive circuit 200 is a gate driver, for example.
  • Drive circuit 200 generates a control signal for controlling the switching operation of the switching element in inverter 300 in accordance with the PWM signal output from controller 100.
  • the drive circuit 200 may be mounted on the controller 100.
  • the inverter 300 converts, for example, DC power supplied from a DC power source (not shown) into AC power, and drives the motor M with the converted AC power. For example, based on the control signal output from drive circuit 200, inverter 300 converts DC power into three-phase AC power, which is a U-phase, V-phase, and W-phase pseudo sine wave. The motor M is driven by the converted three-phase AC power.
  • the shutdown circuit 400 includes, for example, a semiconductor switch element such as a field effect transistor (FET, typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT), or a mechanical relay.
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • Shutdown circuit 400 is electrically connected between inverter 300 and motor M.
  • the shutdown circuit 400 cuts off the electrical connection between the inverter 300 and the motor M in response to a shutdown signal output from the controller 100. More specifically, when the shutdown signal is asserted, the semiconductor switch element of the shutdown circuit 400 is turned off, and the electrical connection between the inverter 300 and the motor M is cut off. As a result, the shutdown circuit 400 can stop the power supply from the inverter 300 to the motor M.
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the plurality of current sensors 500 include at least two current sensors that detect at least two currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor M.
  • the plurality of current sensors 500 includes two current sensors 500A and 500B (see FIG. 2) that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the plurality of current sensors 500 may include three current sensors that detect three currents flowing in the windings of the U phase, the V phase, and the W phase, and for example, flow in the V phase and the W phase. You may have two current sensors which detect the electric current or the electric current which flows into a W phase and a U phase.
  • the current sensor has, for example, a shunt resistor and a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through the shunt resistor.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.1 ⁇ . *
  • the AD converter 600 samples analog signals output from the plurality of current sensors 500 and converts them into digital signals, and outputs the converted digital signals to the controller 100. Note that the controller 100 may perform AD conversion. In that case, the plurality of current sensors 500 directly output an analog signal to the controller 100. *
  • the position sensor 700 is disposed in the motor M and detects the position of the rotor. Specifically, the position sensor 700 detects the rotor angle of the motor M, that is, the mechanical angle of the rotor.
  • the position sensor 700 is, for example, an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a magnetic sensor such as a Hall IC (including a Hall element), a resolver, or a rotary encoder.
  • the position sensor 700 outputs the mechanical angle of the rotor to the controller 100. Thereby, the controller 100 acquires the mechanical angle of the rotor.
  • MR magnetoresistive
  • the motor control system 1000 may include, for example, a speed sensor or an acceleration sensor instead of the position sensor 700.
  • a speed sensor is used as the position sensor
  • the controller 100 can calculate the position of the rotor, that is, the rotation angle, by performing integration processing or the like on the rotation speed signal or the angular speed signal.
  • the angular velocity is represented by an angle (rad / s) at which the rotor rotates per second.
  • an acceleration sensor is used as the position sensor, the controller 100 can calculate the rotation angle by performing integration processing or the like on the angular acceleration signal.
  • the position sensor includes any sensor for obtaining the rotor angle.
  • the above-described magnetic sensor, speed sensor, or acceleration sensor is included.
  • “Acquisition” includes, for example, receiving the mechanical angle of the rotor from the outside, and calculating and acquiring the mechanical angle of the rotor by the controller 100 itself.
  • the lamp 800 includes, for example, an LED (Light Emitting Diode).
  • LED Light Emitting Diode
  • the lamp 800 when the controller 100 asserts the notification signal, the lamp 800 lights in red in response to the assertion.
  • the lamp 800 may be placed on the instrument panel of the dashboard along with instruments such as speedometers and tachometers. *
  • the ROM 900 is, for example, a writable memory (for example, PROM), a rewritable memory (for example, flash memory), or a read-only memory.
  • the ROM 900 stores a control program having a command group for causing the controller 100 to control the motor M.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the ROM 900 does not need to be externally attached to the controller 100, and may be mounted on the controller 100.
  • the controller 100 equipped with the ROM 900 can be, for example, the MCU described above. *
  • the hardware configuration of the inverter 300 will be described in detail.
  • FIG. 2 schematically shows a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • Inverter 300 has three lower arm switching elements and three upper arm switching elements.
  • the illustrated switching elements SW_L1, SW_L2, and SW_L3 are lower arm switching elements, and the switching elements SW_H1, SW_H2, and SW_H3 are upper arm switching elements.
  • an FET and an IGBT can be used as the switching element.
  • the switching element has a free-wheeling diode that flows a regenerative current flowing toward the motor M.
  • FIG. 2 shows shunt resistors Rs of two current sensors 500A and 500B that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the switching element of the lower arm and the ground.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the switching element of the upper arm and the power source.
  • the controller 100 can drive the motor M by performing, for example, three-phase energization control using vector control.
  • the controller 100 generates a PWM signal for performing three-phase energization control, and outputs the PWM signal to the drive circuit 200.
  • the drive circuit 200 generates a gate control signal for controlling the switching operation of each FET in the inverter 300 based on the PWM signal, and supplies the gate control signal to the gate of each FET.
  • FIG. 3 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the present embodiment. *
  • the motor control system 1000 may not include the drive circuit 200.
  • the controller 100 has a port for directly controlling the switching operation of each FET of the inverter 300. More specifically, the controller 100 generates a gate control signal based on the PWM signal. The controller 100 outputs a gate control signal through the port, and can supply this gate control signal to the gate of each FET.
  • the sensor failure includes a failure of the position sensor 700 and a failure of the current sensor 500.
  • sensor failure refers primarily to the former failure. Note that the failure of the current sensor is, for example, a breakage of the shunt resistor.
  • FIG. 4 schematically shows a configuration for detecting the rotor angle using the MR sensor 710 and the sensor magnet 720.
  • FIG. 5 schematically shows a state when the sensor magnet 720 is displaced.
  • one MR sensor 710 is used as the position sensor.
  • the MR sensor 710 is provided on the circuit board 730 of the motor M, for example.
  • the sensor magnet 720 is provided on the shaft RS of the motor M by injection molding or the like. Thereby, the sensor magnet 720 is firmly fixed to the shaft RS.
  • EPS electric power steering
  • the sensor magnet 720 As the shaft RS rotates, the sensor magnet 720 also rotates. Therefore, the MR sensor 710 can detect a change in magnetic flux due to a change in the position of the magnetic pole.
  • EPS inexpensive electric power steering
  • the sensor magnet 720 is firmly fixed to the shaft RS. However, if any strong impact is applied to a vehicle such as an automobile from the outside (for example, an impact that may occur when the vehicle rides on the curb), the impact is transmitted to the shaft RS, and the sensor magnet 720 is damaged or deformed. Can happen. Alternatively, as shown in FIG. 5, for example, the sensor magnet 720 can rotate around the rotation axis of the shaft RS. As a result, the attachment position of the sensor magnet 720 may be shifted. Once the positional deviation occurs, it is difficult to return the sensor magnet 720 to the original position. Due to breakage, deformation, or misalignment, it becomes difficult for the MR sensor 710 to accurately detect the rotor angle. In this specification, the failure of the position sensor includes not only the failure of the position sensor (for example, the MR sensor 710) itself but also the breakage, deformation, or displacement of the sensor magnet 720, for example. *
  • FIG. 6 schematically shows a configuration for detecting a rotor angle using two MR sensors 710 and a sensor magnet 720.
  • the rotor angle is detected using at least one MR sensor 710.
  • at least two MR sensors are used in response to a request for an automotive functional safety standard (ISO 26262) or the like.
  • ISO 26262 automotive functional safety standard
  • two MR sensors 710 are conventionally used.
  • FPGA field-programmable gate array
  • FIG. 7 schematically shows functional blocks of the controller 100.
  • each block in the functional block diagram is shown in units of functional blocks, not in units of hardware.
  • the software can be, for example, a module constituting a computer program for executing a specific process corresponding to each functional block.
  • the controller 100 includes, for example, an arithmetic core unit 110, a failure detection unit 120, a selector 130, and a motor control unit 140.
  • each functional block is expressed as a unit. Of course, this notation is not intended to limit each functional block to hardware or software.
  • the execution subject of the software may be the core of the controller 100, for example.
  • the controller 100 can be realized by an FPGA.
  • all or some of the functional blocks may be realized by hardware.
  • by distributing processing using a plurality of FPGAs it is possible to distribute the computation load of a specific computer.
  • all or a part of the functional blocks shown in FIG. 7 may be distributed and implemented in the plurality of FPGAs.
  • the plurality of FPGAs are connected to each other by, for example, an in-vehicle control area network (CAN), and can transmit and receive data.
  • CAN in-vehicle control area network
  • the arithmetic core unit 110 acquires, for example, the currents I a and I b , the reference voltages V a * , V b *, and V c * and performs various calculations, thereby measuring the measured torque angle ⁇ s and the estimated torque angle ⁇ . sl1 , ⁇ sl2 , a measured rotor angle ⁇ s , and an estimated rotor angle ⁇ sl are generated.
  • the measured torque angle ⁇ s , the estimated torque angle ⁇ sl1 , and ⁇ sl2 are output to the failure detection unit 120, and the measured rotor angle ⁇ s and the estimated rotor angle ⁇ sl are output to the selector 130.
  • the current flowing through the U-phase winding of the motor M is I a
  • the current flowing through the V-phase winding of the motor M is I b
  • the current flowing through the W-phase winding of the motor M is I c .
  • the sum of the currents flowing through the respective phases becomes zero.
  • the arithmetic core unit 110 receives two of the currents I a , I b, and I c and calculates the remaining one current by calculation.
  • the arithmetic core unit 110 acquires the current I a measured by the current sensor 500A and the current I b measured by the current sensor 500B.
  • the arithmetic core unit 110 calculates the current I c based on the currents I a and I b using the above relationship in which the sum of the currents I a , I b and I c becomes zero. Thereby, currents I a , I b and I c are obtained. Note that the currents I a , I b, and I c measured using the three current sensors may be input to the arithmetic core unit 110.
  • the arithmetic core unit 110 uses the so-called Clarke transformation used for vector control and the like to convert the currents I a , I b and I c into the current I ⁇ on the ⁇ axis and the current I on the ⁇ axis in the ⁇ fixed coordinate system. Convert to ⁇ .
  • the ⁇ fixed coordinate system is a stationary coordinate system
  • the direction of one of the three phases (for example, the U-phase direction) is the ⁇ axis
  • the direction orthogonal to the ⁇ axis is the ⁇ axis.
  • the arithmetic core unit 110 further converts the currents I ⁇ and I ⁇ into the current I d on the d axis and the current I q on the q axis in the dq rotation coordinate system by using so-called Park transformation used for vector control or the like. Convert.
  • the Park conversion is performed based on the electric angle theta e of the rotor.
  • the dq rotation coordinate system is a rotation coordinate system that rotates together with the rotor.
  • the arithmetic core unit 110 converts the mechanical angle ⁇ m of the rotor measured by the position sensor 700 into an electrical angle ⁇ e based on the following equation (1).
  • Operation core unit 110 sets the electric angle theta e as measured rotor angle theta s, and outputs the measured rotor angle theta s to the selector 130.
  • ⁇ e (P / 2) ⁇ ⁇ m formula (1)
  • P is the number of poles.
  • the arithmetic core unit 110 uses the Clark transform to convert the reference voltages V a * , V b * and V c * to the reference voltage V ⁇ * on the ⁇ axis and the reference voltage V on the ⁇ axis in the ⁇ ⁇ fixed coordinate system. Convert to ⁇ * .
  • Reference voltages V a * , V b *, and V c * represent the above-described PWM signal for controlling each switching element of inverter 300.
  • FIG. 8 is a vector diagram in the dq rotating coordinate system. *
  • the arithmetic core unit 110 includes, for example, a component BEMF ⁇ on the ⁇ axis and a component BEMF ⁇ on the ⁇ axis of the back electromotive force vector (magnitude V s ) based on the dq rotation coordinate system. Is calculated. More specifically, the arithmetic core unit 110 calculates BEMF ⁇ as a function of the current I ⁇ and the reference voltage V ⁇ * based on the following equation (2). Further, the arithmetic core unit 110 calculates BEMF ⁇ as a function of the current I ⁇ and the reference voltage V ⁇ * based on the following equation (2).
  • R is an armature resistance.
  • the armature resistance R is set in the arithmetic core unit 110 by the core of the controller 100, for example.
  • BEMF (BEMF ⁇ 2 + BEMF ⁇ 2 ) 1/2 formula (3)
  • the calculation core unit 110 calculates the measured torque angle ⁇ s based on the following equation (4). By this calculation, a measured torque angle ⁇ s based on the measured rotor angle ⁇ s measured by the position sensor 700 is obtained.
  • the torque angle is generally called a load angle.
  • the torque angle ⁇ is, for example, an angle between the counter electromotive force vector and the q axis in the dq rotating coordinate system, and an angle with the counterclockwise direction being a positive direction.
  • V d is the d-axis component of the armature voltage
  • V q is the q-axis component of the armature voltage
  • the calculation core unit 110 calculates estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 based on two different sensorless control algorithms.
  • the calculation core unit 110 can calculate the estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 based on, for example, the following equations (5) and (6). By this calculation, two estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 are obtained.
  • ⁇ sl1 sin ⁇ 1 [(L ⁇ I s ⁇ cos ⁇ ) / ⁇ m ] Equation (5)
  • ⁇ sl2 cot ⁇ 1 ⁇ [ ⁇ s / (L ⁇ I s ⁇ cos ⁇ )] ⁇ tan ⁇ Equation (6)
  • L is an armature inductance
  • I s represents the magnitude of the armature current vector shown in FIG.
  • the angle ⁇ represents the angle between the armature current vector and the back electromotive force vector shown in FIG. In FIG.
  • ⁇ m indicates the magnitude of a vector of magnetic flux (referred to as “magnet magnetic flux”) caused by the permanent magnet of the rotor, for example, and ⁇ a indicates the magnetic flux (“electrical machine” generated by the stator windings. This is the magnitude of the vector.
  • ⁇ s refers to the magnitude of the combined magnetic flux vector obtained by combining the magnet magnetic flux vector and the armature magnetic flux vector.
  • the sensorless control algorithm of the present disclosure is not limited to the method using the arithmetic expression described above.
  • Various known methods can be widely adopted.
  • the technique disclosed in Non-Patent Document 1 can be used.
  • a method of detecting a sensor failure by estimating the torque angle using a plurality of different techniques is within the scope of the present disclosure.
  • FIG. 9 shows the relationship between the electrical angle ⁇ e , the load angle ⁇ , the estimated phase angle ⁇ s , and the resultant magnetic flux vector.
  • the estimated phase angle ⁇ s is defined by an angle between the combined magnetic flux vector and the ⁇ axis, for example, in an ⁇ fixed coordinate system, and is an angle with a counterclockwise direction as a positive direction.
  • the estimated phase angle ⁇ s is obtained based on the following equation (7).
  • ⁇ s tan ⁇ 1 ( ⁇ ⁇ / ⁇ ⁇ ) Equation (7)
  • BEMF ⁇ / BEFM ⁇ ⁇ / ⁇ s
  • equation (8) is derived.
  • the arithmetic core unit 110 calculates the estimated phase angle ⁇ s based on Expression (8).
  • ⁇ s tan ⁇ 1 (BEMF ⁇ / BEMF ⁇ ) Equation (8)
  • the calculation core unit 110 calculates, for example, two estimated rotor angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 based on the following equation (9).
  • the arithmetic core unit 110 generates the estimated rotor angle ⁇ sl using at least one of the two estimated rotor angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 .
  • the arithmetic core unit 110 may determine the estimated rotor angle ⁇ sl1 or ⁇ sl2 as the estimated rotor angle ⁇ sl , and calculates an average value of the two estimated rotor angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2.
  • the angle ⁇ sl may be determined.
  • ⁇ sl1 ⁇ s ⁇ sl1
  • ⁇ sl2 ⁇ s ⁇ sl2 (9)
  • FIG. 10 schematically shows functional blocks of the failure detection unit 120. *
  • the failure detection unit 120 can receive the measured torque angle ⁇ s , the estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 from the arithmetic core unit 110 and generate a shutdown signal, a notification signal, and a SEL signal.
  • the failure detection unit 120 includes three comparators 121A, 121B, and 121C and a table 122.
  • the failure detection unit 120 employs a so-called voting system.
  • Each comparator has two inputs and one output. Each comparator calculates an error between two inputs, and compares the level between the error and a predetermined allowable value (Angle Max). For example, each comparator outputs a high-level (Hi) digital signal “1” when the error is greater than or equal to a predetermined allowable value, and low-level (Lo) digital when the error is less than the predetermined allowable value. The signal “0” is output.
  • the predetermined allowable value can be determined in consideration of, for example, the required sensitivity of the motor control system.
  • the predetermined allowable value can be about 10 °, for example. By setting the predetermined allowable value high, the allowable error becomes larger, and by setting the predetermined allowable value low, the allowable error becomes smaller. *
  • the failure detection unit 120 obtains all combinations of two torque angles that can be combined for a set of one measured torque angle ⁇ s and two estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 , and for each combination An operation to determine the error can be performed.
  • three combinations ⁇ ( ⁇ s , ⁇ sl1 ), ( ⁇ sl1 , ⁇ sl2 ), ( ⁇ sl2 , ⁇ s ) ⁇ are obtained for a set of three inputs.
  • the measured torque angle ⁇ s and the estimated torque angle ⁇ sl1 are input to the comparator 121A.
  • the comparator 121A calculates an error between the measured torque angle ⁇ s and the estimated torque angle ⁇ sl1 , and outputs a signal comp1 according to a comparison result between the error and a predetermined allowable value.
  • Two estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 are input to the comparator 121B.
  • the comparator 121B is two putative torque angle [delta] sl1, calculates an error between the [delta] sl2, outputs a signal comp2 in accordance with the comparison result of the error and a predetermined tolerance value.
  • the table 122 represents a relationship between a plurality of control modes and a plurality of reference patterns related to the calculated error group.
  • An error group is constituted by the signals comp1, 2 and 3 described above.
  • the plurality of control modes have the above-described sensor mode, sensorless mode, and shutdown mode. *
  • the sensor mode is a mode in which motor control is executed using at least one measurement rotor angle ⁇ s .
  • the sensor mode is a mode in which motor control is executed using one measurement rotor angle ⁇ s .
  • the sensorless mode is a mode in which motor control is executed using at least one of two estimated rotor angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 that are estimated using two sensorless control algorithms.
  • the shutdown mode is a mode for completely shutting down the motor control.
  • Table 1 shows a specific relationship between the three control modes and the plurality of reference patterns according to the present embodiment.
  • the failure detection unit 120 refers to the table 122 and selects a motor control mode from the three control modes. *
  • the failure detection unit 120 enters shutdown mode. For example, a shutdown signal and a notification signal are asserted to “1”. The shutdown signal is output to the shutdown circuit 400 (see FIG. 1). Thereby, the motor control system 1000 stops. The notification signal is output to the lamp 800. As a result, it is possible to warn the driver that a sensor failure has occurred due to blinking of the lamp 800 or the like. *
  • the motor control system 1000 is completely stopped by the shutdown signal, so that malfunction of the motor control system 1000 due to the sensor and sensorless control can be prevented in advance.
  • the warning lamp is turned on and blinks by the notification signal, the driver can be immediately warned of the occurrence of the failure.
  • the driver can safely stop the automobile, for example, on the road shoulder while carefully performing the steering operation according to the warning.
  • the shutdown signal and the notification signal the safety of the driver can be ensured.
  • the failure detection unit 120 is in sensorless mode. Select. At this time, the failure detection unit 120 generates, for example, a sel signal indicating “1” and outputs the sel signal to the selector 130. The shutdown signal and the notification signal are maintained in a negated state.
  • the high level signals comp1 and 3 indicate that the values of the two estimated rotor angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 are not valid. This phenomenon can occur, for example, due to a failure of the current sensor 500 for measuring the armature current required for the sensorless control algorithm.
  • the failure detection unit 120 selects a sensor mode and maintains sensor control under conditions other than the above. At this time, the failure detection unit 120 generates, for example, a sel signal indicating “0” and outputs the sel signal to the selector 130. The shutdown signal and the notification signal are maintained in a negated state. *
  • the selector 130 receives the measured rotor angle ⁇ s and the estimated rotor angle ⁇ sl .
  • the selector 130 outputs the measured rotor angle ⁇ s or the estimated rotor angle ⁇ sl to the motor control unit 140 in accordance with the sel signal. More specifically, when the sel signal indicates “0”, the selector 130 selects the measured rotor angle ⁇ s , and when the sel signal indicates “1”, the selector 130 selects the estimated rotor angle ⁇ sl .
  • the rotor angle corresponding to the detection result of the failure detection unit 120 is output to the motor control unit 140.
  • the motor control unit 140 performs computations necessary for general vector control, for example. Since vector control is a well-known technique, detailed description of the control is omitted.
  • the motor control unit 140 can control the motor M by sensor control or sensorless control.
  • the motor control unit 140 normally performs sensor control using the measurement rotor angle ⁇ s under the sensor mode.
  • the motor control unit 140 performs sensorless control using the estimated rotor angle ⁇ sl under the sensorless mode.
  • the motor control unit 140 described above may have a function of converting the currents Ia, Ib, and Ic into currents I ⁇ and I ⁇ by Clark conversion, for example, for vector control.
  • the motor control unit 140 may further have a function of converting the currents I ⁇ and I ⁇ into the currents Id and Iq by park conversion.
  • the arithmetic core unit 110 may acquire at least one of the currents I ⁇ , I ⁇ , the currents Id and Iq from the motor control unit 140 instead of performing the calculation by itself.
  • FIG. 11 schematically shows a hardware configuration of a motor control system 1000 having two position sensors 700 according to the present embodiment.
  • the motor control system of the present disclosure may have at least one position sensor 700.
  • the motor control system 1000 for EPS according to the present embodiment includes two position sensors 700.
  • the arithmetic core unit 110 calculates two measured torque angles ⁇ s1 and ⁇ s2 based on the two measured rotor angles ⁇ s1 and ⁇ s2 measured by the two position sensors 700 according to the above-described procedure.
  • the two measured torque angles ⁇ s1 and ⁇ s2 are output to the failure detection unit 120.
  • the arithmetic core unit 110 may determine the measurement rotor angle ⁇ s1 or ⁇ s2 as the measurement rotor angle ⁇ s , or calculate the average value of the measurement rotor angles ⁇ s1 and ⁇ s2 as the measurement rotor angle ⁇ s. May be determined as
  • FIG. 12 schematically shows detailed functional blocks of the failure detection unit 120 when two position sensors 700 are used. *
  • the failure detection unit 120 obtains all combinations of two torque angles that can be combined with respect to a set of two measured torque angles ⁇ s1 and ⁇ s2 and two estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2.
  • An operation for determining an error can be executed for each combination.
  • six combinations ⁇ ( ⁇ s1 , ⁇ s2 ), ( ⁇ s1 , ⁇ sl1 ), ( ⁇ s1 , ⁇ sl2 ), ( ⁇ s2 , ⁇ sl1 ), ( ⁇ s2 , ⁇ sl2 ), ( ⁇ sl1 , ⁇ sl2 ) ⁇ are obtained.
  • the failure detection unit 120 includes six comparators 121A to 121F corresponding to the six combinations.
  • the six comparators 121A to 121F output the six signals comp1 to comp6 according to the comparison result described above. *
  • Table 2 shows a specific relationship between the three control modes and the plurality of reference patterns according to the present embodiment.
  • the failure detection unit 120 selects the shutdown mode. For example, the shutdown signal and the notification signal are asserted to “1”.
  • the upper part of the sensorless mode shows a reference pattern when one of the two position sensors 700 fails and the measured torque angle ⁇ s1 is not valid.
  • the middle stage of the sensorless mode shows a reference pattern when one of the two position sensors 700 fails and the measured torque angle ⁇ s2 is not valid.
  • the lower part of the sensorless mode shows a reference pattern when two position sensors 700 fail and both measured torque angles ⁇ s1 and ⁇ s2 are not valid.
  • the failure detection unit 120 enters the sensorless mode. select.
  • the error between the two estimated torque angles ⁇ sl1 and ⁇ sl2 in one combination is less than a predetermined tolerance, and at least one of the error groups in the remaining combinations has a predetermined tolerance.
  • the failure detection unit 120 selects the sensorless mode. At this time, the failure detection unit 120 generates, for example, a sel signal indicating “1” and outputs the sel signal to the selector 130.
  • the failure detection unit 120 selects the sensor mode and continues sensor control under conditions other than those described above. At this time, the failure detection unit 120 generates, for example, a sel signal indicating “0” and outputs the sel signal to the selector 130. *
  • a motor control system having two or more position sensors, it is possible to detect abnormality of the sensor and sensorless control using a simplified algorithm, and the motor is operated under a predetermined condition.
  • the control system can be stopped.
  • the safety of the EPS can be further improved by applying the motor control system 1000 to the system for high-function EPS.
  • FIG. 13 is a graph showing a position sensor error (angle) and torque fluctuation when a displacement of the magnet sensor occurs when an MR sensor is used as a position sensor in a conventional motor control system.
  • the position sensor error represents the rotation angle of the magnet sensor.
  • FIG. 14 shows torque waveforms, three-phase currents (I a , I b , I c ), and three-phase voltages (V a , V b , The waveform of V c ) is shown.
  • the horizontal axis of FIG. 13 represents time (s), and the vertical axis represents torque (N ⁇ m) and the rotation angle of the magnet sensor.
  • the horizontal axis of FIG. 14 indicates time (ms), and the vertical axis indicates torque (N ⁇ m), current (A), and voltage (V).
  • FIG. 13 shows the torque fluctuation when the magnet sensor rotates -90 degrees (90 degrees clockwise) around the shaft axis at time 0.5 s. It can be seen that the torque instantaneously fluctuates from positive to negative at time 0.5 s when the magnet sensor starts to rotate.
  • FIG. 15 shows torque fluctuations when the rotation angle of the magnet sensor fluctuates during a predetermined period (from 0 second to 2.5 seconds).
  • the horizontal axis represents time (s), and the vertical axis represents torque (N ⁇ m).
  • the rotation angle can subsequently change from moment to moment.
  • the magnet sensor is first rotated at ⁇ 30 degrees with respect to the initial position at time 0.5 s, and is rotated at 30 degrees with respect to the initial position at time 1.5 s. It is assumed that the state is rotated 60 degrees with respect to the initial position at 0 s.
  • the amount of torque fluctuation also changes according to the rotation angle of the magnet sensor. In the period from time 0 to 0.5 s shown in the graph of FIG.
  • the sensor magnet is not displaced. Based on the torque during this period, the torque when the sensor magnet rotates -30 degrees and 60 degrees is smaller than the reference (referred to as “under steering”), while the sensor magnet rotates 30 degrees. It can be seen that the torque at that time is larger than the reference (referred to as “oversteering”).
  • FIG. 16 is a graph showing torque fluctuations when a positional deviation of the magnet sensor 720 occurs when the MR sensor 710 is used as the position sensor in the motor control system 1000 according to the present disclosure.
  • FIG. 17 shows a torque waveform, a three-phase current waveform, and a three-phase voltage waveform within a predetermined period (0.49 seconds to 0.51 seconds).
  • the horizontal axis in FIG. 16 represents time (s), and the vertical axis represents torque (N ⁇ m).
  • the horizontal axis of FIG. 17 indicates time (ms), and the vertical axis indicates torque (N ⁇ m), current (A), and voltage (V). *
  • the magnet sensor 720 rotates 90 times at time 0.5 s and the torque fluctuates instantaneously at time 0.5 s, but the torque returns to the torque (target torque) before the position shift occurs in a short period of time. be able to. More specifically, the failure detection unit 120 detects an abnormality in sensor control at time 0.5 s and switches the control mode from the sensor mode to the sensorless mode. By this switching, the EPS can continue to assist the driver's steering operation.
  • FIG. 18 shows torque fluctuation when the rotation angle of the magnet sensor 720 fluctuates within a predetermined period (from 0 second to 2.5 seconds) in the motor control system 1000 of the present disclosure.
  • the horizontal axis represents time (s), and the vertical axis represents torque (N ⁇ m). *
  • the magnet sensor 720 first rotates at ⁇ 30 degrees with respect to the initial position at time 0.5 s, and rotates at 30 degrees with respect to the initial position at time 1.5 s. It is assumed that the state is rotated 60 degrees with respect to the initial position at 0 s. As shown in the graph of FIG. 18, the torque fluctuates instantaneously at the time 0.5 s when the first misalignment occurs, but after that, even if the rotation angle of the magnet sensor changes, the torque remains in a short period. To return to the target torque. It can be seen that understeering and oversteering do not occur. *
  • FIG. 19 schematically shows a typical configuration of the EPS system 2000 according to the present embodiment.
  • a vehicle such as an automobile generally has an EPS system.
  • the EPS system 2000 according to the present embodiment includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates auxiliary torque.
  • the EPS system 2000 generates auxiliary torque that assists the steering torque of the steering system that is generated when the driver operates the steering wheel. The burden of operation by the driver is reduced by the auxiliary torque.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, universal shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, and a knuckle. 528A and 528B, and left and right steering wheels 529A and 529B. *
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an automotive electronic control unit (ECU) 542, a motor 543, a speed reduction mechanism 544, and the like.
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque in the steering system 520.
  • the ECU 542 generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated auxiliary torque to the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544. *
  • the ECU 542 includes, for example, the controller 100 and the drive circuit 200 according to the first embodiment.
  • an electronic control system with an ECU as a core is constructed in an automobile.
  • a motor control system is constructed by the ECU 542, the motor 543, and the inverter 545.
  • the motor control system the motor control system 1000 according to the first embodiment can be suitably used.
  • Embodiments of the present disclosure are also suitably used in motor control systems such as shift-by-wire, steering-by-wire, brake-by-wire, and traction motors that require sensor failure detection capability.
  • a motor control system according to an embodiment of the present disclosure may be installed in an autonomous vehicle that complies with levels 0 to 4 (automation standards) defined by the Japanese government and the US Department of Transportation Road Traffic Safety Administration (NHTSA).
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices having various motors such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering systems.

Landscapes

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Abstract

モータ制御方法は、少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角を獲得するステップと、少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角から成る集合に対し、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行するステップと、センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する複数の制御モードの中からモータの制御モードを選択するステップであって、当該選択は、複数の制御モードと、演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表すテーブルを参照してなされる、ステップと、選択された制御モードに従ってモータを制御するステップと、を包含する。

Description

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム
本開示は、モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステムに関する。
近年、電気駆動システムが様々な応用分野に広く用いられる。電気駆動システムとして、例えばモータ制御システムが挙げられる。モータ制御システムは、例えばベクトル制御を用いて電動モータ（以下、「モータ」と表記する。）を制御する。ベクトル制御には、幾つかの電流センサおよび位置センサを用いる方式がある。ベクトル制御では、少なくとも１つの位置センサの検出値に基づいてロータの位置が算出される。または、ロータの位置は、モータを流れる電流などに基づいて推定することができる。ベクトル制御で用いられるセンサうち１つでも故障すると、そのモータ制御システムは誤作動を起こし、回復することが不可能になる可能性が高まる。そのため、モータ制御システムにおけるセンサ故障を検出する様々な手法が活発に提案されている。　
特許文献１は、位置センサの検出値およびセンサレス法に基づくモータ制御を開示する。ロータの回転速度が低速であるとき（例えば始動時）、いわゆる高周波印加（ＨＦＩ）法を用いてロータの位置は推定される。一方、ロータの回転速度が中速から高速であるとき、発生した逆起電力に基づいてロータの位置は推定される。低速時においては発生する逆起電力が小さいので、その逆起電力に基づいてロータの位置を推定することが困難となる。そのため、特許文献１のモータ制御は、低速時と、中・高速時との間で、ロータの位置の推定方法を切り替える。逆起電力に基づく推定値と、位置センサの検出値と、の比較によって、位置センサの故障が検出される。　
特許文献２は、高周波電流印加法と、モータの磁束および逆起電力を推定するいわゆる磁束オブザーバとを用いて、ロータの位置および回転速度を推定する手法を開示する。　
非特許文献１は、同期リラクタンスモータのセンサレスベクトル制御を開示する。そのセンサレスベクトル制御では、モータ電流、モータ電圧、ローパスフィルタ、および高周波電圧印加法などを用いてロータの位置および回転速度が推定される。
米国特許第７，００２，３１８号明細書 米国特許第８，３７８，６０５号明細書
Ghaderi, Ahmad, and Tsuyoshi Hanamoto. "Wide-speed-range sensorless vector control of synchronous reluctance motors based on extended programmable cascaded low-pass filters." IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 58, No. 6, (June 2011), p.2322-2333.
上述した従来の技術では、センサ故障検出のためのシステム構成が必然的に複雑になり、例えば、余分なトルクリップルが発生するおそれがある。特に複数のセンサを用いる場合、そのシステム構成はさらに複雑になってしまうため、その構成をさらに簡素化することが求められていた。　
本開示の実施形態は、システム構成を簡素化することが可能なセンサ故障検出手法を用いる、新規なモータ制御方法およびモータ制御システムを提供する。
本開示の例示的なモータ制御方法は、少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角を獲得するステップであって、前記少なくとも１つの測定トルク角は、少なくとも１つの位置センサによって測定される少なくとも１つの測定ロータ角に基づき、前記２つの推定トルク角は、２つのセンサレス制御アルゴリズムに基づく、ステップと、前記少なくとも１つの測定トルク角および前記２つの推定トルク角から成る集合に対し、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行する、ステップと、センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する複数の制御モードの中から前記モータの制御モードを選択するステップであって、前記選択は、前記複数の制御モードと、前記演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表すテーブルを参照してなされる、ステップと、選択された前記制御モードに従って前記モータを制御するステップと、を包含する。　
本開示の例示的なモータ制御システムは、モータと、前記モータのロータ角を検出する少なくとも１つの位置センサと、前記モータの制御モードを選択し、選択した制御モードに従って前記モータを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角を獲得し、前記少なくとも１つの測定トルク角は、前記少なくとも１つの位置センサによって測定される少なくとも１つの測定ロータ角に基づき、前記２つの推定トルク角は、２つのセンサレス制御アルゴリズムに基づき、前記少なくとも１つの測定トルク角および前記２つの推定トルク角から成る集合に対し、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行し、各誤差は、各組み合わせにおける２つのトルク角の間で求まり、センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する複数の制御モードの中から前記モータの制御モードを選択し、前記選択は、前記複数の制御モードと、前記演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表すテーブルを参照してなされ、選択された前記制御モードに従って前記モータを制御する。　
本開示の例示的な実施形態において、前記センサモードは、モータ制御を、前記少なくとも１つの測定ロータ角を用いて実行するモードであり、前記センサレスモードは、前記モータ制御を、前記２つのセンサレス制御アルゴリズムを利用してそれぞれ推定される２つの推定ロータ角の少なくとも１つを用いて実行するモードであり、前記シャットダウンモードは、前記モータ制御を完全にシャットダウンするモードである。
本開示の例示的な実施形態によると、システム構成を簡素化することが可能なセンサ故障検出手法を用いる、モータ制御方法およびモータ制御システムが提供される。
図１は、実施形態１によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図２は、実施形態１によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を示すブロック図である。 図３は、実施形態１の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図４は、ＭＲセンサ７１０およびセンサマグネット７２０を用いてロータ角を検出するための構成を示す模式図である。 図５は、センサマグネット７２０の位置ずれが生じたときの様子を示す模式図である。 図６は、２つのＭＲセンサ７１０およびセンサマグネット７２０を用いてロータ角を検出するための構成を示す模式図である。 図７は、コントローラ１００の機能ブロックを示す機能ブロック図である。 図８は、ｄｑ回転座標系におけるベクトル図である。 図９は、電気角θe、負荷角δ、推定位相角ρs、および合成磁束ベクトルの間の関係を示す図である。 図１０は、故障検出ユニット１２０の機能ブロックを詳細に示す図である。 図１１は、実施形態２による、２つの位置センサ７００を有するモータ制御システム１０００のハードウェア構成を示すブロック図である。 図１２は、２つの位置センサ７００を用いた場合の故障検出ユニット１２０の機能ブロックを詳細に示す図である。 図１３は、従来のモータ制御システムにおいて位置センサとしてＭＲセンサを用いる場合、マグネットセンサの位置ずれが生じたときの、位置センサエラーおよびトルク変動を示すグラフである。 図１４は、所定期間内の、トルク波形、三相電流の波形、および三相電圧の波形を示すグラフである。 図１５は、所定期間中に、マグネットセンサの回転角度が変動したときのトルク変動を示すグラフである。 図１６は、本開示の実施形態によるモータ制御システムにおいて位置センサとしてＭＲセンサを用いる場合、マグネットセンサの位置ずれが生じたときのトルク変動を示すグラフである。 図１７は、所定期間内の、トルク波形、三相電流の波形、および三相電圧の波形を示すグラフである。 図１８は、本開示のモータ制御システムにおいて、所定期間内で、マグネットセンサの回転角度が変動したときのトルク変動を示すグラフである。 図１９は、実施形態３によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を示す模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のモータ制御方法、モータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
（実施形態１）



 　〔モータ制御システム１０００の構成〕



 　図１は、本実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。　
モータ制御システム１０００は典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、シャットダウン回路４００と、複数の電流センサ５００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）６００と、位置センサ７００と、ランプ８００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）９００とを有する。モータ制御システム１０００は、例えばパワーパックとしてモジュール化され、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造および販売され得る。なお、本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。　
モータＭは、例えば、表面磁石型同期型モータ（ＳＰＭＳＭ）または埋込磁石型同期型モータ（ＩＰＭＳＭ）などの永久磁石同期モータ、および三相交流モータである。モータＭは、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。　
コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。または、コントローラ１００は、例えば、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によっても実現し得る。　
コントローラ１００は、モータ制御システム１０００全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。なお、モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）で表される。ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。例えば、コントローラ１００は、複数の電流センサ５００によって測定された実電流値、および位置センサ７００によって測定されたロータ角（すなわち、位置センサ７００からの出力信号）などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。　
コントローラ１００は、センサ故障を検出し、その検出結果に基づいてモータＭの制御モードを選択する。コントローラ１００は、選択された制御モードに従ってモータＭを制御する。モータＭの制御モードは、センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する。なお、センサ故障検出手法および各種の制御モードは後で詳細に説明する。　
コントローラ１００は、初期の制御モードとして、センサモードを選択する。コントローラ１００は、位置センサ７００の故障を検出すると、制御モードをセンサモードからセンサレスモードに切替える。換言すると、コントローラ１００は、センサモードによる制御（以下、「センサ制御」と表記する。）の異常を検出すると、制御モードとしてセンサレスモードを選択する。さらに、コントローラ１００は、センサ制御およびセンサレスモードによる制御（以下、「センサレス制御」と表記する。）の異常を検出すると、モータ制御システム１０００を完全に停止する。　
コントローラ１００は、例えば、シャットダウン信号および報知信号の少なくとも１つを生成することができる。コントローラ１００は、シャットダウン信号をシャットダウン回路４００に出力し、報知信号をランプ８００に出力する。例えば、センサ制御またはセンサレス制御に異常が発生していないとき、シャットダウン信号および報知信号はネゲートされた状態である。コントローラ１００は、センサおよびセンサレス制御の両方に異常を検出したとき、それぞれの信号をアサートすることができる。　
駆動回路２００は、例えばゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。なお、後述するように、駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。　
インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。　
シャットダウン回路４００は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）若しくは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子、またはメカニカルリレーを有する。シャットダウン回路４００は、インバータ３００とモータＭとの間に電気的に接続される。シャットダウン回路４００は、コントローラ１００から出力されるシャットダウン信号に応じて、インバータ３００とモータＭとの電気的な接続を遮断する。詳細に説明すると、シャットダウン信号がアサートされると、シャットダウン回路４００の半導体スイッチ素子がオフして、インバータ３００とモータＭとの電気的な接続が遮断される。その結果、シャットダウン回路４００は、インバータ３００からモータＭへの電力供給を停止することができる。　
複数の電流センサ５００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ５００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ５００Ａ、５００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ５００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＶ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。　
ＡＤコンバータ６００は、複数の電流センサ５００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。なお、コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、複数の電流センサ５００は、アナログ信号をコントローラ１００に直接出力する。　
位置センサ７００は、モータＭに配置され、ロータの位置を検出する。具体的には、位置センサ７００は、モータＭのロータ角、つまり、ロータの機械角を検出する。位置センサ７００は、例えば、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサおよびホールＩＣ（ホール素子を含む）などの磁気センサ、レゾルバ、またはロータリエンコーダである。位置センサ７００は、ロータの機械角をコントローラ１００に出力する。これにより、コントローラ１００は、ロータの機械角を獲得する。　
モータ制御システム１０００は、位置センサ７００の代わりに、例えば、速度センサまたは加速度センサを有し得る。コントローラ１００は、位置センサとして速度センサが用いられる場合、回転速度信号または角速度信号に積分処理等を行うことでロータの位置、つまり、回転角を算出することができる。角速度は、１秒間にロータが回転する角度（ｒａｄ／ｓ）で表される。コントローラ１００は、位置センサとして加速度センサが用いられる場合、角加速度信号に積分処理等を行うことにより回転角を算出することができる。本明細書において、位置センサには、ロータ角を獲得するためのあらゆるセンサが含まれる。例えば、上述した磁気センサ、速度センサまたは加速度センサが含まれる。また、「獲得」には、例えば、ロータの機械角を外部から受け取ること、および、コントローラ１００自身がロータの機械角を演算して獲得することが含まれる。　
ランプ８００は、例えばＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）を有する。例えば、ランプ８００は、コントローラ１００が報知信号をアサートすると、そのアサートに応答して赤色に点灯する。例えば、車載用のモータ制御システム１０００を考える。その場合、ランプ８００は、スピードメータおよびタコメータなどの計器と共にダッシュボードのインストルメントパネルに配置され得る。　
ＲＯＭ９００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ９００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。なお、ＲＯＭ９００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ９００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。　
図２を参照して、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。


図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。　
インバータ３００は、３個の下アームのスイッチング素子および３個の上アームのスイッチング素子を有する。図示されるスイッチング素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３が下アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、上アームのスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えばＦＥＴおよびＩＧＢＴを用いることができる。スイッチング素子は、モータＭに向けて流れる回生電流を流す還流ダイオードを有する。　
図２には、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ５００Ａ、５００Ｂのシャント抵抗Ｒｓを示す。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、下アームのスイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、上アームのスイッチング素子と電源との間に電気的に接続され得る。　
コントローラ１００は、例えばベクトル制御を用いた三相通電制御を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。　
図３は、本実施形態の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。　
図示されるように、モータ制御システム１０００は、駆動回路２００を有していなくてもよい。その場合、コントローラ１００は、インバータ３００の各ＦＥＴのスイッチング動作を直接制御するポートを有する。具体的に説明すると、コントローラ１００は、ゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成する。コントローラ１００は、そのポートを介してゲート制御信号を出力し、このゲート制御信号を各ＦＥＴのゲートに与えることができる。　
〔センサ故障検出手法〕



 　先ず、センサ故障検出のアルゴリズムを説明する前に、図４から６を参照しながら、ＭＲセンサ７１０およびセンサマグネット７２０を用いたロータ角の検出を例に、本開示のセンサ故障を説明する。センサ故障には、位置センサ７００の故障と、電流センサ５００の故障とがある。本明細書では、センサ故障は主として、前者の故障を指す。なお、電流センサの故障は、例えばシャント抵抗の破損である。　
図４は、ＭＲセンサ７１０およびセンサマグネット７２０を用いてロータ角を検出するための構成を模式的に示す。図５は、センサマグネット７２０の位置ずれが生じたときの様子を模式的に示す。　
本実施形態では、位置センサとして１つのＭＲセンサ７１０が用いられる。ＭＲセンサ７１０は、例えばモータＭの回路基板７３０に設けられる。一方、センサマグネット７２０は、射出成形などによってモータＭのシャフトＲＳに設けられる。これにより、センサマグネット７２０は、シャフトＲＳに強固に固定される。例えば、自動車の安価な電動パワーステアリング（ＥＰＳ）用のモータ制御システムにおいて、このような構成が採用される。シャフトＲＳの回転に伴ってセンサマグネット７２０も回転する。そのため、ＭＲセンサ７１０は、その磁極の位置変化による磁束の変化を検出することができる。　
通常、センサマグネット７２０はシャフトＲＳに強固に固定された状態である。ただし、自動車等の車両に外部から何らかの強い衝撃（例えば、車両が縁石に乗り上げたときに生じ得る衝撃）が加わると、その衝撃がシャフトＲＳに伝わり、センサマグネット７２０が破損または変形してしまうことが起こり得る。または、図５に示すように、例えば、センサマグネット７２０は、シャフトＲＳの回転軸周りに回転し得る。その結果、センサマグネット７２０の取り付け位置がずれる可能性がある。位置ずれが一旦発生すると、センサマグネット７２０を元の位置に戻すことは困難となる。破損、変形または位置ずれにより、ＭＲセンサ７１０は、ロータ角を正確に検出することが困難となる。本明細書において、位置センサの故障には、位置センサ（例えば、ＭＲセンサ７１０）自体の故障だけでなく、例えばセンサマグネット７２０の破損、変形または位置ずれも含まれる。　
図６は、２つのＭＲセンサ７１０およびセンサマグネット７２０を用いてロータ角を検出するための構成を模式的に示す。　
図４に示すように、通常のモータ制御システムでは、例えば、最低１つのＭＲセンサ７１０を用いてロータ角が検出される。これに対し、例えば高機能ＥＰＳ用のモータ制御システムでは、自動車用機能安全規格（ＩＳＯ２６２６２）などの要請により、少なくとも２つのＭＲセンサが用いられる。例えば、図６に示すように、２つのＭＲセンサ７１０が慣例的に用いられる。　
高機能ＥＰＳなどの車載用途のモータに対しては、一方のセンサが故障しても、他方のセンサを用いてモータ駆動を継続させるといった冗長設計および故障対策が積極的に取り入れられる。センサ故障が生じていないとき、２つのＭＲセンサ７１０の出力は同じである。少なくとも一方が故障すると、２つのＭＲセンサ７１０の出力は異なる値を示す。このように、２つのＭＲセンサ７１０の出力を比較することにより、センサ故障の有無を判定することができる。しかしながら、図６に示すようなセンサマグネット７２０の位置ずれが生じた場合、センサ故障にもかかわらず、２つのＭＲセンサ７１０の出力は同じ値を示す。ただし、２つのＭＲセンサ７１０の出力はいずれも妥当でない。従って、２つのＭＲセンサ７１０の出力を比較する従来の手法で、センサマグネット７２０の位置ずれに起因したセンサ故障を検出することは困難となる。　
モータ制御システム１０００にセンサ故障が生じた状態でモータ駆動を継続させることは、予期せぬトルク変動が発生し得るために、ＥＰＳの安全性を向上させる観点から可能であれば避けることが好ましい。そのため、例えばセンサマグネット７２０の破損などによるセンサ制御の異常を検出または推定することが必要である。センサ制御が不可能である場合、例えばモータ制御をセンサ制御からセンサレス制御に切替えてモータ駆動を継続させることが好ましい。この切替えにより、ＥＰＳは、運転者のステアリング操作を継続して補助することが可能となる。　
センサおよびセンサレス制御のいずれもが不可能である場合には、ＥＰＳの駆動、すなわち、モータ制御システム１０００の駆動を停止することが好ましい。停止によりＥＰＳの安全性をより向上させることが可能となる。このように、特に安全性が求められるＥＰＳ用モータ制御システムに対し、センサ故障を検出し、その検出結果に基づいて適切な制御モードに切替えるといった対策が望まれる。　
図７から図１０を参照しながら、本実施形態によるセンサ故障検出のアルゴリズムを詳しく説明する。　
本実施形態によるセンサ故障検出手法を有するモータ制御のアルゴリズムは、例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＦＰＧＡなどのハードウェアのみで実現することもできるし、ハードおよびソフトウェアの組み合わせによっても実現することができる。　
図７は、コントローラ１００の機能ブロックを模式的に示す。本明細書において、機能ブロック図における各ブロックは、ハードウェア単位ではなく機能ブロック単位で示される。ソフトウェアは、例えば、各機能ブロックに対応した特定の処理を実行させるためのコンピュータプログラムを構成するモジュールであり得る。　
コントローラ１００は、例えば、演算コアユニット１１０、故障検出ユニット１２０、セレクタ１３０およびモータ制御ユニット１４０を有する。なお、本明細書において、説明の便宜上、各機能ブロックをユニットと表記することとする。当然に、この表記は、各機能ブロックを、ハードウェアまたはソフトウェアに限定解釈する意図で用いられない。　
各機能ブロックがソフトウェアとしてコントローラ１００に実装される場合、そのソフトウェアの実行主体は、例えばコントローラ１００のコアであり得る。上述したように、コントローラ１００は、ＦＰＧＡによって実現され得る。その場合、全てまたは一部の機能ブロックは、ハードウェアで実現され得る。また、複数のＦＰＧＡを用いて処理を分散させることにより、特定のコンピュータの演算負荷を分散させることができる。その場合、図７に示される機能ブロックの全てまたは一部は、その複数のＦＰＧＡに分散して実装され得る。複数のＦＰＧＡは、例えば車載のコントロールエリアネットワーク（ＣＡＮ）によって互いに接続され、データの送受信を行うことができる。　
演算コアユニット１１０は、例えば、電流Ｉa、Ｉb、リファレンス電圧Ｖa *、Ｖb *およびＶc *を取得して各種の演算を行うことにより、測定トルク角δs、推定トルク角δsl1、δsl2、測定ロータ角θs、および推定ロータ角θslを生成する。測定トルク角δs、推定トルク角δsl1、およびδsl2は、故障検出ユニット１２０に出力され、測定ロータ角θsおよび推定ロータ角θslはセレクタ１３０に出力される。本明細書において、モータＭのＵ相の巻線に流れる電流をＩa、モータＭのＶ相の巻線に流れる電流をＩb、および、モータＭのＷ相の巻線に流れる電流をＩcとする。　
例えば、三相通電制御において、各相を流れる電流の総和はゼロになる。換言すると、電流Ｉa、ＩbおよびＩcの総和はゼロになる関係が満たされる。演算コアユニット１１０は、電流Ｉa、ＩbおよびＩcのうちの２つの電流を受け取って残りの１つの電流を演算により求める。本実施形態では、演算コアユニット１１０は、電流センサ５００Ａで測定された電流Ｉaおよび電流センサ５００Ｂで測定された電流Ｉbを取得する。演算コアユニット１１０は、電流Ｉa、ＩbおよびＩcの総和はゼロになる上記関係を用いて、電流Ｉa、Ｉbに基づいて電流Ｉcを演算する。これにより、電流Ｉa、ＩbおよびＩcが獲得される。なお、３つの電流センサを用いて測定された電流Ｉa、ＩbおよびＩcが演算コアユニット１１０に入力されてもよい。　
演算コアユニット１１０は、ベクトル制御などに用いられるいわゆるクラーク変換を用いて、電流Ｉa、ＩbおよびＩcを、αβ固定座標系における、α軸上の電流Ｉαおよびβ軸上の電流Ｉβに変換する。ここで、αβ固定座標系は静止座標系であり、三相のうちの一相の方向（例えばＵ相方向）がα軸であり、α軸と直交する方向がβ軸である。　
演算コアユニット１１０はさらに、ベクトル制御などに用いられるいわゆるパーク変換を用いて、電流Ｉα、Ｉβを、ｄｑ回転座標系における、ｄ軸上の電流Ｉdおよびｑ軸上の電流Ｉqに変換する。このパーク変換は、ロータの電気角θeに基づいて行われる。ここで、ｄｑ回転座標系は、ロータと共に回転する回転座標系である。具体的に説明すると、演算コアユニット１１０は、下記の式（１）に基づいて、位置センサ７００で測定されたロータの機械角θmを電気角θeに変換する。演算コアユニット１１０は、測定ロータ角θsとして電気角θeを設定し、測定ロータ角θsをセレクタ１３０に出力する。



 　　θe＝（Ｐ／２）・θm　　　式（１）



 ここで、Ｐは極数である。　
演算コアユニット１１０は、クラーク変換を用いて、リファレンス電圧Ｖa *、Ｖb *およびＶc *を、αβ固定座標系における、α軸上のリファレンス電圧Ｖα *およびβ軸上のリファレンス電圧Ｖβ *に変換する。リファレンス電圧Ｖa *、Ｖb *およびＶc *は、インバータ３００の各スイッチング素子を制御するための、上述したＰＷＭ信号を表す。　
図８は、ｄｑ回転座標系におけるベクトル図である。　
演算コアユニット１１０は、図８に示されるように、例えばｄｑ回転座標系を基準とした逆起電力ベクトル（大きさＶs）の、α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを演算する。具体的に説明すると、演算コアユニット１１０は、下記の式（２）に基づいて、電流Ｉαおよびリファレンス電圧Ｖα *の関数としてＢＥＭＦαを演算する。また、演算コアユニット１１０は、下記の式（２）に基づいて、電流Ｉβおよびリファレンス電圧Ｖβ *の関数としてＢＥＭＦβを演算する。



 　ＢＥＭＦα＝Ｖα *－Ｒ・Ｉα、　　ＢＥＭＦβ＝Ｖβ *－Ｒ・Ｉβ　　式（２）



 ここで、Ｒは電機子抵抗である。電機子抵抗Ｒは、例えばコントローラ１００のコアによって演算コアユニット１１０に設定される。　
演算コアユニット１１０は、逆起電力ベクトルの大きさＢＥＭＦ（＝Ｖs）を下記の式（３）に基づいて演算する。



 　　ＢＥＭＦ＝（ＢＥＭＦα 2＋ＢＥＭＦβ 2）1/2　　　式（３）


演算コアユニット１１０は、測定トルク角δsを下記の式（４）に基づいて演算する。この演算により、位置センサ７００によって測定される測定ロータ角θsに基づく測定トルク角δsが獲得される。トルク角は、一般に負荷角とも呼ばれる。トルク角δは、図８に示されるように、ｄｑ回転座標系において、例えば逆起電力ベクトルとｑ軸との間の角度であって、反時計方向を正の方向とする角度である。



 　　δs＝ｔａｎ―1〔（Ｖd－Ｒ・Ｉd）／（Ｖq－Ｒ・Ｉq）〕　　　式（４）



 ここで、Ｖdは電機子電圧のｄ軸成分であり、Ｖqは電機子電圧のｑ軸成分である。　
演算コアユニット１１０は、互いに異なる２つのセンサレス制御アルゴリズムに基づいて推定トルク角δsl1、δsl2を演算する。演算コアユニット１１０は、例えば下記の式（５）および（６）に基づいて推定トルク角δsl1、δsl2を演算することができる。この演算により、２つの推定トルク角δsl1、δsl2が獲得される。



 　δsl1＝ｓｉｎ-1〔（Ｌ・Ｉs・ｃｏｓΦ）／Ψm〕　　　式（５）



 　δsl2＝ｃｏｔ-1｛〔Ψs／（Ｌ・Ｉs・ｃｏｓΦ）〕－ｔａｎΦ｝　式（６）



 ここで、Ｌは電機子インダクタンスであり、Ｉsは、図８に示される電機子電流ベクトルの大きさを表す。角度Φは、図８に示される、電機子電流ベクトルと逆起電力ベクトルとの間の角度を表す。また、図８において、Ψmは、例えばロータの永久磁石に起因する磁束（「磁石磁束」と呼ぶ。）のベクトルの大きさを指し、Ψaは、ステータの巻線が作る磁束（「電機子磁束」と呼ぶ。）のベクトルの大きさを指す。Ψsは、磁石磁束ベクトルおよび電機子磁束ベクトルを合成することによって得られる合成磁束ベクトルの大きさを指す。　
本開示のセンサレス制御アルゴリズムは、上述した演算式を用いる手法に限定されない。公知の様々の手法を広く採用することができる。例えば、非特許文献１に開示された手法を用いることができる。複数の異なる手法を用いてトルク角を推定することにより、センサの故障を検出する方法は、本開示の範疇である。　
図９は、電気角θe、負荷角δ、推定位相角ρs、および合成磁束ベクトルの間の関係を示す。　
推定位相角ρsは、図９に示されるように、例えばαβ固定座標系において、合成磁束ベクトルとα軸との間の角度によって定義され、反時計方向を正の方向とする角度である。推定位相角ρsは下記の式（７）に基づいて求まる。



 　　ρs＝ｔａｎ―1（Ψβ／Ψα）　　　式（７）



 ここで、逆起電力と磁束との間には、ＢＥＭＦα／ＢＥＦＭ＝Ψβ／Ψs、ＢＥＭＦβ／ＢＥＦＭ＝Ψα／Ψsの関係が成立する。この関係を用いて式（７）を変形することにより、式（８）が導出される。演算コアユニット１１０は、推定位相角ρsを式（８）に基づいて演算する。



 　　ρs＝ｔａｎ―1（ＢＥＭＦβ／ＢＥＭＦα）　　　式（８）


演算コアユニット１１０は、例えば２つの推定ロータ角θsl1、θsl2を下記の式（９）に基づいて演算する。演算コアユニット１１０は、２つの推定ロータ角θsl1、θsl2の少なくとも１つを用いて推定ロータ角θslを生成する。具体例を説明すると、演算コアユニット１１０は、推定ロータ角θsl1またはθsl2を推定ロータ角θslとして決定してもよいし、２つの推定ロータ角θsl1、θsl2の平均値を推定ロータ角θslとして決定してもよい。



 　　θsl1＝ρs－δsl1、θsl2＝ρs－δsl2　　　式（９）





　次に、図１０を参照しながら、故障検出ユニット１２０を詳細に説明する。


図１０は、故障検出ユニット１２０の機能ブロックを模式的に示す。　
故障検出ユニット１２０は、演算コアユニット１１０から、測定トルク角δs、推定トルク角δsl1およびδsl2を受け取り、シャットダウン信号、報知信号およびＳＥＬ信号を生成することができる。故障検出ユニット１２０は、３つのコンパレータ１２１Ａ、１２１Ｂおよび１２１Ｃと、テーブル１２２とを有する。故障検出ユニット１２０には、いわゆる投票システムが採用される。　
各コンパレータは、２入力および１出力を有する。各コンパレータは、２つの入力の誤差を演算し、その誤差と所定の許容値（Ａｎｇｌｅ　Ｍａｘ）との間のレベルの大小を比較する。例えば、各コンパレータは、誤差が所定の許容値以上であるとき、ハイレベル（Ｈｉ）のデジタル信号「１」を出力し、誤差が所定の許容値未満であるとき、ローレベル（Ｌｏ）のデジタル信号「０」を出力する。所定の許容値は、例えば要求されるモータ制御システムの感度などを考慮して決定され得る。所定の許容値は、例えば１０°程度とすることができる。所定の許容値を高く設定することで、許容される誤差はより大きくなり、所定の許容値を低く設定することで、許容される誤差はより小さくなる。　
故障検出ユニット１２０は、１つの測定トルク角δs、２つの推定トルク角δsl1およびδsl2から成る集合に対して、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行することができる。この例では、３つの入力からなる集合に対し、３つの組み合わせ｛（δs、δsl1）、（δsl1、δsl2）、（δsl2、δs）｝が得られる。　
コンパレータ１２１Ａに、測定トルク角δsおよび推定トルク角δsl1が入力される。コンパレータ１２１Ａは、測定トルク角δsおよび推定トルク角δsl1の間の誤差を算出し、誤差と所定の許容値との比較結果に応じた信号ｃｏｍｐ１を出力する。コンパレータ１２１Ｂに、２つの推定トルク角δsl1、δsl2が入力される。コンパレータ１２１Ｂは、２つの推定トルク角δsl1、δsl2の間の誤差を算出し、誤差と所定の許容値との比較結果に応じた信号ｃｏｍｐ２を出力する。コンパレータ１２１Ｃに、推定トルク角δsl2および測定トルク角δsが入力される。コンパレータ１２１Ｃは、推定トルク角δsl2および測定トルク角δsの間の誤差を算出し、誤差と所定の許容値との比較結果に応じた信号ｃｏｍｐ３を出力する。　
テーブル１２２は、複数の制御モードと、演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表す。上述した信号ｃｏｍｐ１、２および３によって、誤差群が構成される。複数の制御モードは、上述したセンサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する。　
（１）センサモードは、モータ制御を、少なくとも１つの測定ロータ角θsを用いて実行するモードである。本実施形態では、センサモードは、モータ制御を、１つの測定ロータ角θsを用いて実行するモードである。　
（２）センサレスモードは、モータ制御を、２つのセンサレス制御アルゴリズムを利用してそれぞれ推定される２つの推定ロータ角θsl1、θsl2の少なくとも１つを用いて実行するモードである。　
（３）シャットダウンモードは、モータ制御を完全にシャットダウンするモードである。　
表１は、本実施形態による、３つの制御モードと複数の参照パターンとの間の具体的な関係を示す。故障検出ユニット１２０は、テーブル１２２を参照して、３つの制御モードの中からモータの制御モードを選択する。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
誤差群中の３つの信号ｃｏｍｐ１、２および３の全てがハイレベルであるとき、換言すると、３つの組み合わせの全ての誤差が所定の許容値以上であるとき、故障検出ユニット１２０は、シャットダウンモードを選択し、例えばシャットダウン信号および報知信号を「１」にアサートする。シャットダウン信号は、シャットダウン回路４００（図１を参照）に出力される。これにより、モータ制御システム１０００は停止する。また、報知信号は、ランプ８００に出力される。これにより、ランプ８００の明滅等によりセンサ故障が発生したことを運転者に警告（注意喚起）することができる。　
例えば、上述したＥＰＳ用のモータ制御システムを考える。その場合、シャットダウン信号によってモータ制御システム１０００を完全に停止することで、センサおよびセンサレス制御によるモータ制御システム１０００の誤動作を未然に防止することができる。さらに、報知信号によって警告ランプが点灯および明滅するため、運転者に故障の発生を即座に警告できる。運転者はその警告に従って慎重にステアリング操作を行いながら、例えば路肩に自動車を安全に停止させることができる。このように、シャットダウン信号および報知信号によると、運転者の安全を確保することができる。　
誤差群の３つの信号ｃｏｍｐ１、２および３のうち、信号ｃｏｍｐ２がローレベルであり、かつ、残りの２つの信号ｃｏｍｐ１、３の少なくとも１つがハイレベルであるとき、故障検出ユニット１２０は、センサレスモードを選択する。このとき、故障検出ユニット１２０は、例えば「１」を示すｓｅｌ信号を生成してセレクタ１３０に出力する。なお、シャットダウン信号および報知信号はネゲートされた状態に維持される。　
ハイレベルの信号ｃｏｍｐ１および３は、２つの推定ロータ角θsl1、θsl2の値が妥当ではないことを示す。この現象は、例えば、センサレス制御アルゴリズムに必要な電機子電流を測定するための電流センサ５００の故障に起因して発生し得る。　
故障検出ユニット１２０は、上記の条件以外において、センサモードを選択し、センサ制御を維持する。このとき、故障検出ユニット１２０は、例えば「０」を示すｓｅｌ信号を生成してセレクタ１３０に出力する。なお、シャットダウン信号および報知信号はネゲートされた状態に維持される。　
再び図７を参照する。　
セレクタ１３０に、測定ロータ角θsおよび推定ロータ角θslが入力される。セレクタ１３０はｓｅｌ信号に応じて測定ロータ角θsまたは推定ロータ角θslをモータ制御ユニット１４０に出力する。詳細に説明すると、ｓｅｌ信号が「０」を示すとき、セレクタ１３０は測定ロータ角θsを選択し、ｓｅｌ信号が「１」を示すとき、セレクタ１３０は推定ロータ角θslを選択する。これにより、故障検出ユニット１２０の検出結果に応じたロータ角がモータ制御ユニット１４０に出力される。　
モータ制御ユニット１４０は、例えば一般的なベクトル制御に必要な演算を行う。なお、ベクトル制御は周知の技術であるので、その制御についての詳細な説明は省略する。モータ制御ユニット１４０は、センサ制御またはセンサレス制御によってモータＭを制御することが可能である。モータ制御ユニット１４０は通常、センサモードの下で、測定ロータ角θsを用いてセンサ制御を行う。故障検出ユニット１２０がセンサ制御の異常を検出すると、モータ制御ユニット１４０は、センサレスモードの下で、推定ロータ角θslを用いてセンサレス制御を行う。　
上述したモータ制御ユニット１４０は、例えばベクトル制御のために、電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃを電流Ｉα、Ｉβにクラーク変換によって変換する機能を有していてもよい。モータ制御ユニット１４０は、電流Ｉα、Ｉβを電流Ｉｄ、Ｉｑにパーク変換によって変換する機能をさらに有していてもよい。その場合、演算コアユニット１１０は、自身で演算する代わりに、電流Ｉα、Ｉβ、電流ＩｄおよびＩｑの少なくとも１つをモータ制御ユニット１４０から獲得してもよい。　
本実施形態によれば、簡素化されたアルゴリズムを用いて、センサおよびセンサレス制御の異常を検出することができ、かつ、所定の条件下でモータ制御システムを停止させることが可能となる。その結果、モータ制御システムの安全性をさらに向上させることができる。　
（実施形態２）



 　図１１は、本実施形態による、２つの位置センサ７００を有するモータ制御システム１０００のハードウェア構成を模式的に示す。　
本開示のモータ制御システムは、少なくとも１つの位置センサ７００を有し得る。例えば、図１１に示されるように、本実施形態によるＥＰＳ用のモータ制御システム１０００は、２つの位置センサ７００を有する。この場合、演算コアユニット１１０は、２つの位置センサ７００によって測定された２つの測定ロータ角θs1、θs2に基づく２つの測定トルク角δs1、δs2を、上述した手順に従って演算する。２つの測定トルク角δs1、δs2は、故障検出ユニット１２０に出力される。本実施形態では、演算コアユニット１１０は、測定ロータ角θs1またはθs2を測定ロータ角θsとして決定してもよいし、測定ロータ角θs1、θs2の平均値を測定ロータ角θsとして決定してもよい。　
図１２は、２つの位置センサ７００を用いた場合の故障検出ユニット１２０の詳細な機能ブロックを模式的に示す。　
故障検出ユニット１２０は、２つの測定トルク角δs1、δs2と、２つの推定トルク角δsl1、δsl2とから成る集合に対して、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行することができる。この例では、４つの入力からなる集合に対し、６つの組み合わせ｛（δs1、δs2）、（δs1、δsl1）、（δs1、δsl2）、（δs2、δsl1）、（δs2、δsl2）、（δsl1、δsl2）｝が得られる。　
本実施形態では、故障検出ユニット１２０は、６つの組み合わせに対応した６つのコンパレータ１２１Ａ～１２１Ｆを有する。６つのコンパレータ１２１Ａ～１２１Ｆは、６つの信号ｃｏｍｐ１～６を上述した比較結果に応じて出力する。　
表２は、本実施形態による、３つの制御モードと複数の参照パターンとの間の具体的な関係を示す。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
誤差群中の６つの信号ｃｏｍｐ１～６の全てがハイレベルであるとき、換言すると、６つの組み合わせの全ての誤差が所定の許容値以上であるとき、故障検出ユニット１２０は、シャットダウンモードを選択し、例えばシャットダウン信号および報知信号を「１」にアサートする。　
表２において、センサレスモードの上段は、２つの位置センサ７００のうちの１つが故障し、測定トルク角δs1が妥当ではないときの参照パターンを示す。センサレスモードの中段は、２つの位置センサ７００のうちの１つが故障し、測定トルク角δs2が妥当ではないときの参照パターンを示す。センサレスモードの下段は、２つの位置センサ７００が故障し、測定トルク角δs1、δs2の両方がいずれも妥当ではないときの参照パターンを示す。　
誤差群中の６つの信号ｃｏｍｐ１～６のうち、信号ｃｏｍｐ６がローレベルであり、かつ、残りの５つの信号ｃｏｍｐ１～５の少なくとも１つがハイレベルであるとき、故障検出ユニット１２０は、センサレスモードを選択する。換言すると、１つの組み合わせ中の、２つの推定トルク角δsl1、δsl2の間の誤差が所定の許容値未満であり、かつ、残りの組み合わせ中の誤差群のうちの少なくとも１つが所定の許容値以上であるとき、故障検出ユニット１２０は、センサレスモードを選択する。このとき、故障検出ユニット１２０は、例えば「１」を示すｓｅｌ信号を生成してセレクタ１３０に出力する。　
故障検出ユニット１２０は、上記の条件以外において、センサモードを選択し、センサ制御を継続させる。このとき、故障検出ユニット１２０は、例えば「０」を示すｓｅｌ信号を生成してセレクタ１３０に出力する。　
本実施形態によれば、２つ以上の位置センサを有するモータ制御システムにおいて、簡素化されたアルゴリズムを用いて、センサおよびセンサレス制御の異常を検出することができ、かつ、所定の条件下でモータ制御システムを停止させることが可能となる。これにより、例えばモータ制御システム１０００を高機能ＥＰＳ用システムに適用することにより、ＥＰＳの安全性をさらに向上させることができる。　
以下に、本開示によるセンサ故障検出に用いられるアルゴリズムの妥当性を、ＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いて検証した結果を示す。この検証には、表面磁石型（ＳＰＭ）モータのモデルが用いられた。表３には、検証時の各種システムパラメータの値が示される。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
図１３は、従来のモータ制御システムにおいて位置センサとしてＭＲセンサを用いる場合、マグネットセンサの位置ずれが生じたときの、位置センサエラー（角度）およびトルク変動を示すグラフである。位置センサエラーは、マグネットセンサの回転角を表す。図１４は、所定期間（０．４９秒から０．５１秒）内の、トルク波形、三相電流（Ｉa、Ｉb、Ｉc）の波形、および三相電圧（Ｖa、Ｖb、Ｖc）の波形を示す。図１３の横軸は時間（ｓ）を示し、縦軸は、トルク（Ｎ・ｍ）およびマグネットセンサの回転角を示す。図１４の横軸は時間（ｍｓ）を示し、縦軸は、トルク（Ｎ・ｍ）、電流（Ａ）および電圧（Ｖ）を示す。　
図１３には、時刻０．５ｓで、マグネットセンサがシャフトの軸回りを－９０度（時計回りに９０度）回転したときのトルク変動を示す。マグネットセンサが回転を開始する時刻０．５ｓにおいてトルクが正から負の方向に瞬時に変動することが分かる。　
図１５は、所定期間（０秒から２．５秒）中に、マグネットセンサの回転角度が変動したときのトルク変動を示す。横軸は時間（ｓ）を示し、縦軸はトルク（Ｎ・ｍ）を示す。マグネットセンサが一旦回転すると、その後、その回転角度は時々刻々と変化し得る。この例では、マグネットセンサは、まず、時刻０．５ｓで初期位置を基準として－３０度回転した状態になり、時刻１．５ｓで初期位置を基準として３０度回転した状態になり、時刻２．０ｓで初期位置を基準として６０度回転した状態になると仮定する。マグネットセンサの回転角度に応じてトルク変動量も変化する。図１５のグラフに示される時刻０から０．５ｓの期間は、センサマグネットの位置ずれは生じていない。この期間のトルクを基準とすると、センサマグネットが－３０度および６０度回転したときのトルクはその基準よりも小さくなり（「アンダーステアリング」と呼ぶ。）、一方で、センサマグネットが３０度回転したときのトルクはその基準よりも大きくなる（「オーバーステアリング」と呼ぶ）ことが分かる。　
図１６は、本開示によるモータ制御システム１０００において位置センサとしてＭＲセンサ７１０を用いる場合、マグネットセンサ７２０の位置ずれが生じたときのトルク変動を示すグラフである。図１７は、所定期間（０．４９秒から０．５１秒）内の、トルク波形、三相電流の波形、および三相電圧の波形を示す。図１６の横軸は時間（ｓ）を示し、縦軸は、トルク（Ｎ・ｍ）を示す。図１７の横軸は時間（ｍｓ）を示し、縦軸は、トルク（Ｎ・ｍ）、電流（Ａ）および電圧（Ｖ）を示す。　
このシミュレーションでは、マグネットセンサ７２０は時刻０．５ｓで９０回転し、トルクは時刻０．５ｓにおいて瞬時に変動するが、トルクは、位置ずれが発生する前のトルク（ターゲットトルク）に短期間で戻ることができる。具体的に説明すると、故障検出ユニット１２０は、時刻０．５ｓでセンサ制御の異常を検出し、制御モードをセンサモードからセンサレスモードに切替える。この切替えにより、ＥＰＳは、運転者のステアリング操作を継続して補助することが可能となる。　
図１８は、本開示のモータ制御システム１０００において、所定期間（０秒から２．５秒）内で、マグネットセンサ７２０の回転角度が変動したときのトルク変動を示す。横軸は時間（ｓ）を示し、縦軸はトルク（Ｎ・ｍ）を示す。　
マグネットセンサ７２０は、上述したように、まず、時刻０．５ｓで初期位置を基準として－３０度回転した状態となり、時刻１．５ｓで初期位置を基準として３０度回転した状態となり、時刻２．０ｓで初期位置を基準として６０度回転した状態になると仮定する。図１８のグラフに示されるように、最初の位置ずれが生じた時刻０．５ｓで、トルクは瞬時に変動するものの、その後は、マグネットセンサの回転角度が変化しても、トルクは、短期間でターゲットトルクに戻ることができる。アンダーステアリングおよびオーバーステアリングは生じないことが分かる。　
（実施形態３）



 　図１９は、本実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。　
自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。本実施形態によるＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂから構成され得る。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４などから構成される。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、実施形態１によるコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、実施形態１によるモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。　
本開示の実施形態は、センサの故障検出能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリングシステムなどの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。
１００：コントローラ、１１０：演算コアユニット、１２０：故障検出ユニット、１３０：セレクタ、１４０：モータ制御ユニット、２００：駆動回路、３００：インバータ、４００：シャットダウン回路、５００、５００Ａ、５００Ｂ：電流センサ、６００：ＡＤコンバータ、７００：位置センサ、７１０：ＭＲセンサ、７２０：センサマグネット、８００：ランプ、９００：ＲＯＭ、１０００：モータ制御システム、２０００：ＥＰＳシステム

Claims (8)

  1. 少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角を獲得するステップであって、前記少なくとも１つの測定トルク角は、少なくとも１つの位置センサによって測定される少なくとも１つの測定ロータ角に基づき、前記２つの推定トルク角は、２つのセンサレス制御アルゴリズムに基づく、ステップと、



    　前記少なくとも１つの測定トルク角および前記２つの推定トルク角から成る集合に対し、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行する、ステップと、



    　センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する複数の制御モードの中から前記モータの制御モードを選択するステップであって、前記選択は、前記複数の制御モードと、前記演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表すテーブルを参照してなされる、ステップと、



     　選択された前記制御モードに従って前記モータを制御するステップと、



     を包含し、



     　前記センサモードは、モータ制御を、前記少なくとも１つの測定ロータ角を用いて実行するモードであり、



     　前記センサレスモードは、前記モータ制御を、前記２つのセンサレス制御アルゴリズムを利用してそれぞれ推定される２つの推定ロータ角の少なくとも１つを用いて実行するモードであり、



     　前記シャットダウンモードは、前記モータ制御を完全にシャットダウンするモードである、モータ制御方法。
  2. 前記２つのセンサレス制御アルゴリズムは互いに異なる、請求項１に記載のモータ制御方法。
  3. 前記テーブルを参照して前記制御モードを選択するステップにおいて、前記全組み合わせ中の全ての誤差が所定値以上であるとき、前記シャットダウンモードを選択する、請求項１または２に記載のモータ制御方法。
  4. 前記テーブルを参照して前記制御モードを選択するステップにおいて、１つの組み合わせ中の、前記２つの推定トルク角の間の誤差が所定値よりも小さく、かつ、残りの組み合わせ中の誤差群のうちの少なくとも１つが前記所定値以上であるとき、前記センサレスモードを選択する、請求項１または２に記載のモータ制御方法。
  5. 前記テーブルを参照して前記制御モードを選択するステップにおいて、



     　前記全組み合わせ中の全ての誤差が所定値以上であるとき、前記シャットダウンモードを選択し、



     　前記２つの推定トルク角の間の、１つの組み合わせ中の誤差が所定値よりも小さく、かつ、残りの組み合わせ中の誤差群のうちの少なくとも１つが前記所定値以上であるとき、前記センサレスモードを選択し、



     　上記以外のとき、前記センサモードを選択する、請求項１または２に記載のモータ制御方法。
  6. 前記少なくとも１つの位置センサは、磁気抵抗センサを備える、請求項１から５のいずれかに記載のモータ制御方法。
  7. モータと、



     　前記モータのロータ角を検出する少なくとも１つの位置センサと、



     　前記モータの制御モードを選択し、選択した制御モードに従って前記モータを制御する制御回路と、



    を備え、



    　前記制御回路は、



    　　少なくとも１つの測定トルク角および２つの推定トルク角を獲得し、前記少なくとも１つの測定トルク角は、前記少なくとも１つの位置センサによって測定される少なくとも１つの測定ロータ角に基づき、前記２つの推定トルク角は、２つのセンサレス制御アルゴリズムに基づき、



    　　前記少なくとも１つの測定トルク角および前記２つの推定トルク角から成る集合に対し、組み合わせし得る、２つのトルク角の全組み合わせを求めて、各組み合わせに対し誤差を決定する演算を実行し、各誤差は、各組み合わせにおける２つのトルク角の間で求まり、



    　　センサモード、センサレスモードおよびシャットダウンモードを有する複数の制御モードの中から前記モータの制御モードを選択し、前記選択は、前記複数の制御モードと、前記演算された誤差群に関する複数の参照パターンとの間の関係を表すテーブルを参照してなされ、



    　　選択された前記制御モードに従って前記モータを制御し、



    　前記センサモードは、モータ制御を、前記少なくとも１つの測定ロータ角を用いて実行するモードであり、



     　前記センサレスモードは、前記モータ制御を、前記２つのセンサレス制御アルゴリズムを利用してそれぞれ推定される２つの推定ロータ角の少なくとも１つを用いて実行するモードであり、



     　前記シャットダウンモードは、前記モータ制御を完全にシャットダウンするモードである、モータ制御システム。
  8. 請求項７に記載のモータ制御システムを備える電動パワーステアリングシステム。
PCT/JP2017/027846 2016-08-09 2017-08-01 モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム WO2018030209A1 (ja)

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