CN101237213A - 交流旋转机的控制装置及使用该控制装置的交流旋转机的电常数测定方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于，取得能一边进行电流控制，一边简便并且以高精度测定交流旋转机的电常数的交流旋转机的控制装置、以及使用该控制装置的交流旋转机的电常数测定方法。本发明的交流旋转机的控制装置具有：从电流指令id^*、iq^*、角频率ωr和交流旋转机(1)的常数设定值R0、L0运算第一电压指令vd1^*、vq1^*的第一电压指令运算单元(7)；以id^*、iq^*和电流检测值id、iq的差分电流收敛为0的方式，根据该差分电流运算第二电压指令vd2^*、vq2^*的第二电压指令运算单元(9)；把vd1^*、vq1^*和vd2^*、vq2^*相加，运算第三电压指令vd3^*、vq3^*的第三电压指令运算单元(10)；根据vd3^*、vq3^*，对交流旋转机(1)施加电压的电压施加单元(2)；以及根据vd2^*、vq2^*，运算常数设定值R0、L0的常数测定单元(8)。

Description

交流旋转机的控制装置及使用该控制装置的交流旋转机的电常数测定方法

技术领域

本发明涉及能测定感应电机或同步机等交流旋转机的电常数的控制装置及该电常数的测定方法。

背景技术

从以往就介绍使用交流旋转机的控制装置，测定作为交流旋转机的电常数的例如电枢电感或磁通向量的方法。

例如，专利文献1的控制装置首先在V/f一定的控制处理中，与1次角频率指令ω1成比例，输出1次电压指令V1c。此外，该控制装置把该1次角频率指令ω1积分，求出1次电压向量的相位指令θv1。然后，该控制装置与该1次电压的大小指令V1c、1次电压向量的相位指令θv1对应，输出PWM信号，在额定频率附近，以额定磁通(额定频率和额定电压的比)进行稳定旋转。接着，该控制装置通过一般的三相交流/二相直流变换处理，进行预定的运算，求出无效功率部分电流Id和有效功率部分电流Iq。然后，该控制装置根据该Id、Iq、1次角频率指令值ω1和1次电压指令值V1c、预先测定的1次电阻r1和合成漏电感Lx(Lxl1+l2)，通过预定的运算，求出自感即电枢电感L1。

此外，专利文献2是由向永磁铁型同步电动机供给电力的电力变换器和使用上述同步电动机的永磁铁的磁通向量的大小控制电力变换器的输出电压的控制装置构成。而且，该控制装置具有磁通计测单元，该磁通计测单元由以下的部分构成：具有把预定大小的交流电流流过该同步电动机，使同步电动机旋转到预定的转速的加速模式和使同步电动机的一次电流为0或微小的值的计测模式的磁通计测用电流控制器；在该磁通计测用电流控制器为计测模式时，把检测或推测的同步电动机的一次电压向量进行时间积分，运算磁通向量的磁通计测用磁通向量运算器；从该磁通计测用磁通向量运算器的输出求出磁通向量的大小的磁通运算器；存储该磁通运算器的输出的磁通存储器。而且，该控制装置在有必要更新磁通存储器中存储的磁通向量的大小时，使该磁通计测单元工作。

[专利文献1]专利第3019653号公报

[专利文献2]特开2002-171797号公报

在专利文献1的以往的交流旋转机的控制装置中，根据1次角频率指令值ω1和1次电压指令值V1c，驱动变极器(inverter)，在稳定状态下运转交流电动机，从把这时的1次角频率指令积分的相位和交流电动机的电流检测值运算电动机电流向量I1的与变极器1次电压向量方向同一方向的分量Iq、与从变极器1次电压向量方向的同一方向延迟90°的方向同一方向的分量Id。然后，该控制装置根据1次角频率指令值ω1和1次电压指令值V1c或1次电压检测值V1、Iq和Id，只使用电压、电流和角频率的加减乘除运算，计算交流电动机的1次自感L1或互感M。因此，存在电压检测值或电流检测值中存在的噪声直接反映到运算值中的问题。此外，存在测定的常数也受噪声的影响的问题。此外，通过根据预先测定的1次电阻r1和合成漏电感Lx(Lxl1+l2)的预定的运算，进行电枢电感的测定，所以，如果预先测定的1次电阻r1和合成漏电感Lx的精度不好，就存在电枢电感的测定精度也下降的问题。

此外，在专利文献2的交流旋转机的控制装置中，使用把检测或推测的同步电动机的一次电压向量进行时间积分，运算磁通向量的磁通计测用磁通向量运算器。因此，该控制装置在测定永磁铁的磁通向量的大小时，对于描绘圆轨迹的磁通向量的磁通计测用磁通向量运算器的输出，从半径的长度求出永磁铁的磁通向量的大小。因此，无法把磁通的振幅作为直流量测定，为了求出磁通向量的半径的长度，能进行足够快的采样的微型计算机等运算装置成为必要，所以存在无法用廉价的运算装置实现的问题。

发明内容

本发明是为了解决所述的问题而提出的，其目的在于，取得能一边进行电流控制，一边简便并且以高精度测定交流旋转机的电常数的交流旋转机的控制装置、以及使用该控制装置的交流旋转机的电常数测定方法。

本发明的交流旋转机的控制装置，根据以交流旋转机的角频率旋转的旋转二轴坐标即d-q轴上的电流指令，驱动交流旋转机，该交流旋转机的控制装置具有：

检测交流旋转机的电流的电流检测单元；把来自电流检测单元的电流检测值变换为d-q轴上的电流检测值的坐标变换单元；根据d-q轴上的电流指令、角频率、以及交流旋转机的多个电常数的关系式，运算d-q轴上的第一电压指令的第一电压指令运算单元；以使d-q轴上的电流指令和d-q轴上的电流检测值的差分电流收敛为零的方式，根据差分电流运算d-q轴上的第二电压指令的第二电压指令运算单元；把d-q轴上的第一电压指令和d-q轴上的第二电压指令相加，运算d-q轴上的第三电压指令的第三电压指令运算单元；以及根据d-q轴上的第三电压指令，对交流旋转机施加电压的电压施加单元，

其中，第一电压指令运算单元用从外部输入的常数设定值设定其多个电常数中的至少一个；

还具有根据来自第二电压指令运算单元的第二电压指令，运算常数设定值的常数测定单元。

此外，本发明的交流旋转机的电常数测定方法，是使用交流旋转机的控制装置进行测定的方法，该交流旋转机的控制装置根据以交流旋转机的角频率旋转的旋转二轴坐标即d-q轴上的电流指令，驱动交流旋转机，该交流旋转机的控制装置具有：

检测交流旋转机的电流的电流检测单元；把来自电流检测单元的电流检测值变换为d-q轴上的电流检测值的坐标变换单元；根据d-q轴上的电流指令、角频率、以及交流旋转机的多个电常数的关系式，运算d-q轴上的第一电压指令的第一电压指令运算单元；以使d-q轴上的电流指令和d-q轴上的电流检测值的差分电流收敛为零的方式，根据差分电流运算d-q轴上的第二电压指令的第二电压指令运算单元；把d-q轴上的第一电压指令和d-q轴上的第二电压指令相加，运算d-q轴上的第三电压指令的第三电压指令运算单元；以及根据d-q轴上的第三电压指令，对交流旋转机施加电压的电压施加单元，其中，第一电压指令运算单元用从外部输入的常数设定值设定其多个电常数中的至少一个；还具有根据来自第二电压指令运算单元的第二电压指令，运算常数设定值的常数测定单元，

在该交流旋转机的电常数测定方法中，将电流指令以及角频率设定在预定的值或范围而起动控制装置，把第二电压指令成为预定范围内的时刻的来自常数测定单元的常数设定值作为测定对象即交流旋转机的电常数输出。

如上所述，本发明的交流旋转机的控制装置具有根据来自第二电压指令运算单元的第二电压指令，运算由第一电压指令运算单元设定为交流旋转机的电常数的常数设定值的常数测定单元，所以交流旋转机的控制装置的控制精度提高，并且能防止直接反映电压检测值或电流检测值的噪声，测定的电常数也不受噪声的影响，能取得准确的测定值。

此外，如上所述，本发明的交流旋转机的电常数测定方法将电流指令以及角频率设定在预定的值或者范围而起动控制装置，将第二电压指令成为预定的范围内的时刻的来自常数测定单元的常数设定值作为测定对象即交流旋转机的电常数输出，因此能够简便测定交流旋转机的电常数，能够防止直接反映电压检测值或电流检测值的噪声，测定的电常数也不受噪声的影响，能取得准确的测定值。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图2是表示本发明实施方式1的动作波形的一个例子的图。

图3是表示本发明实施方式2的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图4是表示图3的常数测定单元8a的内部结构的图。

图5是表示本发明实施方式2的动作波形的一个例子的图。

图6是表示本发明实施方式3的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图7是表示本发明实施方式3的动作波形的一个例子的图。

图8是表示本发明实施方式4的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图9是表示图8的常数测定单元8c的内部结构的图。

图10是表示本发明实施方式5的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图11是表示本发明实施方式5的动作波形的一个例子的图。

图12是表示本发明实施方式6的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图13是表示本发明实施方式6的动作波形的一个例子的图。

图14是表示本发明实施方式7的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图15是表示图14的常数测定单元8f的内部结构的图。

图16是表示本发明实施方式8的交流旋转机的控制装置的结构的框图。

图17是表示本发明实施方式8的电流指令id^*和电压指令的振幅的关系的图。

图18是表示本发明实施方式8的角频率ω和电压指令的振幅的关系的图。

图19是表示图16的磁通调整单元80的内部结构的图。

图20是表示本发明实施方式8的动作波形的一个例子的图。

(符号说明)

1、1b、1c、1e-交流旋转机；2-电压施加单元；3-电流检测单元；4-旋转位置检测器；6-坐标变换单元；7、7b、7c、7e-第一电压指令运算单元；8、8a、8b、8c、8d、8e、8f-常数测定单元；9-第二电压指令运算单元；10-第三电压指令运算单元；80-磁通调整单元。

具体实施方式

实施方式1

图1是表示本发明实施方式1的交流旋转机的控制装置的结构的框图。交流旋转机1是同步机，这里，是表面磁铁型的同步机。在交流旋转机1上连接施加电压的相当于变极器等电力变换器的电压施加单元2、检测交流旋转机1的电流的电流检测单元3、检测交流旋转机1的旋转位置θ的旋转位置检测器4。

电压施加单元2在交流旋转机1上施加三相电压即U相电压vu、V相电压vv、W相电压vw，电流检测单元3检测交流旋转机1的三相电流中的至少二相部分的电流。本实施方式的电流检测单元3从连接交流旋转机1和电压施加单元2的电力线检测U相电流iu和V相电流iv。

须指出的是，电流检测单元3除了图1所示的直接检测U相电流和V相电流的方法以外，也可以是直接检测U相电流、V相电流、W相电流的方法，也可以使用公知技术即从电压施加单元2的DC链接电流检测U相电流和V相电流的方法(例如，Y.Murai等，“Three-Phase Current-Waveform-Detection on PWM Inverter fromDC Link Current-Steps”，Proceedings of IPEC-Yokohama 1995，pp.271-275，Yokohama，Japan，April 1995)。

微分器5运算旋转位置检测器4输出的旋转位置θ的变化率，作为交流旋转机1的转速ωr输出。坐标变换单元6把从电流检测单元3取得的电流坐标变换为以角频率ωr旋转的旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流。换言之，坐标变换单元6把从电流检测单元3输出的U相电流iu和V相电流iv取得的三相电流坐标变换为与以角频率ω(＝ωr)旋转的相位即旋转位置θ同步旋转的旋转二轴坐标(d-q轴)上，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流id和iq。

第一电压指令运算单元7根据后面描述的表达式(3)、(4)，根据旋转二轴坐标(d-q轴)上电流指令id^*及iq^*和角频率ωr，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*。第一电压指令运算单元7从常数测定单元8取得交流旋转机1的电常数的至少一个，这里是电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0。

第二电压指令运算单元9分别运算旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令id^*以及iq^*和旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流id以及iq的差分电流，以该差分电流收敛为0的方式，根据该差分电流输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第二电压指令vd2^*和vq2^*。

常数测定单元8把根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的交流旋转机1的电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0向第一电压指令运算单元7输出。

第三电压指令运算单元10运算第一电压指令vd1^*以及vq1^*和第二电压指令vd2^*以及vq2^*的相加电压，根据该相加电压，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第三电压指令vd3^*和vq3^*。

电压施加单元2根据第三电压指令运算单元10输出的第三电压指令vd3^*和vq3^*，在交流旋转机1上施加电压。

第二电压指令运算单元9具有：从旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量id^*减去旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流的d轴分量id，运算差分电流的减法器11；从旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的q轴分量iq^*减去旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流的q轴分量iq，运算差分电流的减法器12；通过比例积分把减法器11的输出放大的放大器13；通过比例积分把减法器12的输出放大的放大器14。

第三电压指令运算单元10具有：运算把第一电压指令的d轴分量vd1^*和第二电压指令的d轴分量vd2^*相加的相加电压的加法器15、运算把第一电压指令的q轴分量vq1^*和第二电压指令的q轴分量vq2^*相加的相加电压的加法器16，把加法器15和加法器16的输出分别作为第三电压指令vd3^*和vq3^*输出。

接着说明各运算单元的具体的运算内容。本实施方式1中的交流旋转机1是表面磁铁型同步机，旋转正交坐标(d-q轴)的d轴与交流旋转机1的转子磁通一致时，以下表达式成立。

vd＝R×id-ωr×L×iq          …(1)

vq＝R×iq+ωr×(L×id+φf)    …(2)

其中，

vd：交流旋转机1的电压的d轴分量

Vq：交流旋转机1的电压的q轴分量

R：交流旋转机1的电枢电阻

L：交流旋转机1的电枢电感

φf：交流旋转机1的转子磁通振幅

而在第一电压指令运算单元7中，根据基于旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令id^*以及iq^*和角频率ωr的表达式(3)、(4)，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*。

vd1^*＝R0×id^*-ωr×L0×iq^*           …(3)

vq1^*＝R0×iq^*+ωr×(L0×id^*+φf0)    …(4)

其中，

φf0：交流旋转机1的转子磁通振幅设定值

这里，假定交流旋转机1的转子磁通振幅是已知的，来进行说明。在该假定成立时，φf0＝φf成立。须指出的是，在后面描述的实施方式5中说明交流旋转机1的转子磁通振幅是未知的情形。

以上的控制系统起动后，在该动作处于稳定状态，这里是各电压、电流为大致一定值，例如第二电压指令运算单元9的输出即第二电压指令运算值vd2^*和vq2的绝对值变为接近0的预定范围内的时刻，能确认以下的动作。

即，在第二电压指令运算单元9中，由通过比例积分把减法器11的输出放大的放大器13，使电流指令的d轴分量id^*和电流的d轴分量id一致，并且由通过比例积分把减法器12的输出放大的放大器14，使电流指令的q轴分量iq^*和电流的q轴分量iq一致。此外，电压施加单元2根据第三电压指令运算单元10输出的第三电压指令vd3^*和vq3^*，在交流旋转机1上施加电压，所以交流旋转机1的电压的d轴分量vd和q轴分量vq与第三电压指令vd3^*和vq3^*一致。如果考虑这些关系，则表达式(5)～(10)成立。

vd3^*＝vd2^*+R0×id^*-ωr×L0×iq^*        …(5)

vq3^*＝vq2^*+R0×iq^*+ωr×(L0×id^*+φf0) …(6)

id＝id^*                                …(7)

iq＝iq^*                                …(8)

vd＝vd3^*                               …(9)

vq＝vq3^*                               …(10)

如果整理表达式(1)～(10)的关系，就取得表达式(11)、(12)。

vd2^*＝-(R0-R)×id^*+ωr×(L0-L)×iq^*    …(11)

vq2^*＝-(R0-R)×iq^* -ωr×(L0-L)×id^*   …(12)

根据该表达式(11)、(12)，在没有电阻误差(R0-R)、电感误差(L0-L)时，vd2^*和vq2^*是0，在产生电阻误差或电感误差时，vd2^*和vq2^*的至少一方为非0。如果整理表达式(11)、(12)，就取得表达式(13)、(14)。

(R0-R)＝-(vd2^*×id^*+vq2^*×iq^*)÷(id^*2+iq^*2)

                                     …(13)

(L0-L)＝(vd2^*×iq^*-vq2^*×id^*)÷{ωr×(id^*2+iq^*2)}

                                           …(14)

为了求出作为交流旋转机1的电常数的电枢电阻R和电枢电感L，在本实施方式1中，提供id^*＝0，iq^*＝(正的一定值)的条件，考虑ωr＞0的情形。如果在表达式(13)、(14)中代入id^*＝0，就变为表达式(15)、(16)。

(R0-R)＝-(vq2^*÷iq^*)            …(15)

(L0-L)＝vd2^*÷(ωr×iq^*)        …(16)

考虑iq^*为正的一定值的情形，所以表达式(15)右边变为与“-vq2^*”成比例的值，表达式(16)右边变为与“vd2^*÷ωr”成比例的值。

从表达式(15)，关于电枢电阻，判定以下事实。

·(电枢电阻设定值R0)＞(电枢电阻R)时，vq2^*＜0

·(电枢电阻设定值R0)＜(电枢电阻R)时，vq2^*＞0

因此，vq2^*为正时，如果增大电枢电阻设定值R0，电阻误差(R0-R)就接近0，在vq2^*为负时，如果减小电枢电阻设定值R0，电阻误差(R0-R)就接近0。

同样，从表达式(16)，关于电枢电感，判定以下事实。

·(电枢电感设定值L0)＞(电枢电感L)时，vd2^*＞0

·(电枢电感设定值L0)＜(电枢电感L)时，vd2^*＜0

因此，vd2^*为正时，如果减小电感设定值L0，电感误差(L0-L)就接近0，vd2^*为负时，如果增大电感设定值L0，电感误差(L0-L)就接近0。

根据以上的关系，特别是vd2^*以及vq2^*的正负号和电阻误差以及电感误差的增减的关系，常数测定单元8把利用表达式(17)、(18)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的交流旋转机1的电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0输出到第一电压指令运算单元7。

R0＝k_R∫(vq2^*)dt    …(17)

L0＝-k_L∫(vd2^*)dt   …(18)

其中，k_R、k_L：比例常数

图2表示本实施方式1的动作波形的一例。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1的角频率ωr，第四级表示电阻误差(R0-R)，第五级表示电感误差(L0-L)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，电流指令id^*和iq^*为0。时刻1秒以后，iq^*保持正的一定值的同时，交流旋转机1的角频率ωr加速。常数测定单元8在到达时刻3秒之前停止着动作，在到达时刻3秒的同时，通过表达式(17)，根据第二电压指令vq2^*，运算电枢电阻设定值R0，R0接近电枢电阻R，由此电阻误差(R0-R)收敛为0。

关于电枢电感，常数测定单元8在到达时刻3秒的同时，通过表达式(18)，根据第二电压指令vd2^*，运算电枢电感设定值L0，由此L0接近电枢电感L，电感误差(L0-L)收敛为0。

从表达式(11)、(12)可知，如果角频率ωr小于接近0的预定值，则无论电感误差(L0-L)的大小如何，两个表达式的右边第二项接近0，不能求出两个误差(R0-R)、(L0-L)。

因此，常数测定单元8在角频率ω的大小变为比预定值还大的时刻3秒以后运算交流旋转机1的电常数，在任意的角频率ω的大小比预定值还小的时刻3秒以前停止电常数的运算。据此，角频率ω小而无法以高精度测定时，能防止常数误差引起的控制性能的下降。

此外，在以往的交流旋转机的控制装置中，只使用电压、电流和角频率的加减乘除进行计算，所以，存在电压、电流、角频率包含的噪声的影响出现在电枢电阻设定值或电枢电感设定值中的问题，但是基于本实施方式1的表达式(17)、(18)的运算中，把第二电压指令进行积分运算，取得电枢电阻或电枢电感的设定值，所以能防止直接反映电压检测值或电流检测值的噪声，能解决测定的常数也受噪声的影响的问题。

如上所述，根据本实施方式1的结构，一边进行控制，使旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令与旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流一致，一边使常数测定单元8测定交流旋转机1的常数，从而具有能设定第一电压指令运算单元7中使用的电常数的效果。

此外，在本实施方式1中，常数测定单元8根据旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量的大小为0，q轴分量的大小保持一定时的第二电压指令运算单元9所输出的第二电压指令，运算交流旋转机1的电常数，所以具有能测定电枢电阻和电枢电感这2种电常数的效果。

此外，把根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令运算的交流旋转机1的电枢电感设定值和电枢电阻设定值输出到第一电压指令运算单元7，所以具有提高该交流旋转机1的控制装置的控制精度的效果。

从基于第二电压指令的积分运算取得电枢电阻或电枢电感的设定值，所以具有如下效果，即能防止直接反映电压检测值或电流检测值的噪声，能解决测定的常数也受噪声的影响的问题。

实施方式2

在前面的实施方式1中，常数测定单元8按照表达式(17)、(18)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算交流旋转机1的电枢电阻设定值R0、电枢电感设定值L0，但是在本实施方式2中，除了第二电压指令vd2^*和vq2^*，还使用电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr，运算电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0。

与实施方式1相比，结构、运算稍微变得复杂，但是iq^*和ωr的设定成为任意的，所以相应地具有用于测定设定值R0、L0的运转条件的自由度提高，应用变得容易的优点。

图3是表示本发明实施方式2的结构的框图，常数测定单元8a除了第二电压指令vd2^*和vq2^*，还根据电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr，运算电枢电阻设定值R0、电枢电感设定值L0，对第一电压指令运算单元7输出R0和L0。须指出的是，在图3中，付与和图1相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

在本实施方式2中，考虑提供id^*＝0的条件的情形。把前面的表达式(15)、(16)作为表达式(19)、(20)再次记载。

(R0-R)＝-(vq2^*÷iq^*)        …(19)

(L0-L)＝vd2^*÷(ωr×iq^*)    …(20)

该表达式(19)的右边与-vq2^*的大小成比例，与iq^*的大小成反比例。在实施方式1中，iq^*为正的一定值，但是在本实施方式2中，并不局限于正的一定值。这时，表达式(19)的右边也可以说与“-(vq2^*÷iq^*)”成比例。

此外，表达式(20)的右边与vd2^*的大小成比例，与iq^*的大小成反比，并且与ωr的大小成反比。换言之，表达式(20)的右边也可以说与“vd2^*÷(ωr×iq^*)”成比例。

考虑这些，本实施方式2所示的常数测定单元8a把通过表达式(21)、(22)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的交流旋转机1的电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0输出到第一电压指令运算单元7。

R0＝k_R∫(vq2^*÷iq^*)dt                 …(21)

L0＝-k_L∫{vd2^*÷(ωr×iq^*))dt         …(22)

其中，k_R、k_L：比例常数

在实施方式1中，伴随着iq^*是正的一定值，并且角频率ωr也为正的制约。在本实施方式2中，常数测定单元8a使用表达式(21)、(22)，所以无论iq^*的符号或ωr的符号如何，都能进行准确的电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0的运算。

图4是表示本实施方式2的常数测定单元8a的内部结构的图。在图中，乘法器20运算电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr的积，输出到限制器21。限制器21进行限制动作，使得在乘法器20的输出为正时，变为正的预定值以上，并且进行限制动作，使得在乘法器20的输出为负时，变为负的预定值以下，从而除法器22不除以0。

除法器22把第二电压指令的d轴分量vd2^*除以限制器21的输出，积分器23把除法器22的输出值积分，使其成为-k_L倍，作为电枢电感设定值L0输出。通过基于乘法器20、限制器21、除法器22、积分器23的一系列运算，能进行所述表达式(22)的运算。

同样，限制器24进行限制动作，使得iq^*为正时，变为正的预定值以上，并且，进行限制动作，使得iq^*为负时，变为负的预定值以下，从而除法器25不除以0。

除法器25把第二电压指令的q轴分量vq2^*除以限制器24的输出，积分器26把除法器25的输出值积分，使其成为k_R倍，作为电枢电阻设定值R0输出。

图5表示本实施方式2的动作波形的一个例子。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1的角频率ωr，第四级表示电阻误差(R0-R)，第五级表示电感误差(L0-L)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，电流指令id^*和iq^*为0。时刻1秒以后，iq^*保持正的一定值的同时，交流旋转机1的角频率ωr加速。常数测定单元8a在到达时刻3秒之前停止着动作，在到达时刻3秒的同时，通过表达式(21)，根据第二电压指令vq2^*，运算电枢电阻设定值R0，由此R0接近电枢电阻R，电阻误差(R0-R)收敛为0。

关于电枢电感，常数测定单元8a在到达时刻3秒的同时，通过表达式(22)，根据第二电压指令vd2^*，运算电枢电感设定值L0，由此L0接近电枢电感L，电感误差(L0-L)收敛为0。

这里，如果把图5与前面的实施方式1的图3比较，电感误差(L0-L)的收敛性提高。在实施方式1中，电感设定值的运算根据表达式(18)，但是vd2^*与角频率ωr的大小成比例，所以角频率ωr小时，即使存在电感误差(L0-L)，vd2^*的值也小，电感误差(L0-L)的收敛性差。

在本实施方式2中，根据表达式(22)，进行电感设定值的运算，所以电感误差(L0-L)的收敛性提高。同样，即使iq^*的大小变化时，如果使用本实施方式2所示的常数测定单元8a，则无论iq^*的大小如何，都能把电阻误差(R0-R)和电感误差(L0-L)的收敛性保持为一定，通过提供适当的比例常数k_R、k_L，能提高各自的收敛性。

如上所述，在本实施方式2中，常数测定单元8a根据第二电压指令vd2^*、vq2^*、电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr，运算电枢电阻设定值R0和电枢电感设定值L0，所以具有无论电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr的符号或大小如何，都能取得准确的电枢电阻设定值和电枢电感设定值的效果。

此外，电枢电阻设定值和电枢电感设定值为把第二电压指令除以电流指令，所以具有无论电流指令的大小如何，电阻误差(R0-R)的收敛性和电感误差(L0-L)的收敛性提高的效果。

此外，关于电枢电感设定值，根据把第二电压指令vd2^*除以角频率ωr的值来运算，所以具有无论角频率ωr如何，电感误差(L0-L)的收敛性提高的效果。

实施方式3

前面的实施方式1、2的交流旋转机1是同步机，特别是处理表面磁铁型的同步机的情况。在本实施方式3中，说明交流旋转机1b是同步机，特别是嵌入磁铁型的同步机的情况。嵌入磁铁型同步机为了嵌入永磁铁，转子的磁路形状不是轴对称，具有所谓的凸极性(saliency)。

图6是表示本发明实施方式3的结构的框图，交流旋转机1b是同步机，是嵌入磁铁型的同步机。常数测定单元8b运算交流旋转机1b的电枢电感的d轴分量设定值Ld0和交流旋转机1b的电枢电感的q轴分量设定值Lq0，对第一电压指令运算单元7b输出Ld0和Lq0。须指出的是，在图6中，付与和图1相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

交流旋转机1b是嵌入磁铁型同步机，在旋转正交坐标(d-q轴)的d轴与交流旋转机1b的转子磁通一致时，以下表达式成立。

vd＝R×id-ωr×Lq×iq          …(23)

vq＝R×iq+ωr×(Ld×id+φf)    …(24)

其中，

Ld：交流旋转机1b的电枢电感的d轴分量

Lq：交流旋转机1b的电枢电感的q轴分量

而在第一电压指令运算单元7b中，根据基于旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令id^*、iq^*和角频率ωr的表达式(25)、(26)，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*。

vd1^*＝R0×id^*-ωr×Lq0×iq^*         …(25)

vq1^*＝R0×iq^*+ωr×(Ld0×id^*+φf0)  …(26)

这里，说明设交流旋转机1b的转子磁通振幅和电枢电阻已知，φf0＝φf和R0＝R成立的情形。

与前面的实施方式1的情况同样，在动作稳定状态下，第二电压指令运算单元9的输出即第二电压指令运算值vd2^*和vq2^*的绝对值变为接近0的预定范围内的时刻，能确认以下的动作。

即在第二电压指令运算单元9中，电流指令的d轴分量id^*和电流的d轴分量id一致，并且电流指令的q轴分量iq^*和电流的q轴分量iq一致。此外，电压施加单元2根据第三电压指令运算单元10输出的第三电压指令vd3^*和vq3^*，在交流旋转机1b上施加电压，所以交流旋转机1b的电压的d轴分量vd和q轴分量vq与第三电压指令vd3^*和vq3^*一致。如果考虑这些关系，则表达式(27)～(32)成立。

vd3^*＝vd2^*+R0×id^*-ωr×Lq0×iq^*         …(27)

vq3^*＝vq2^*+R0×iq^*+ωr×(Ld0×id^*+φf0)  …(28)

id＝id^*                                  …(29)

iq＝iq^*                                  …(30)

vd＝vd3^*                                 …(31)

vq＝vq3^*                                 …(32)

如果整理以上的关系式，就取得表达式(33)、  (34)。

vd2^*＝ωr×(Lq0-Lq)×iq^*                 …(33)

vq2^*＝-ωr×(Ld0-Ld)×id^*                …(34)

根据该表达式(33)、(34)，在没有d轴电感误差(Ld0-Ld)和q轴电感误差(Lq0-Lq)时，vd2^*和vq2^*为0，在产生d轴电感误差或q轴电感误差时，vd2^*和vq2^*的至少一方为非0。如果整理表达式(33)、(34)，就取得表达式(35)、(36)。

(Ld0-Ld)＝-vq2^*÷(ωr×id^*)    …(35)

(Lq0-Lq)＝vd2^*÷(ωr×iq^*)     …(36)

在本实施方式3中，考虑分别提供id^*为负的一定值，iq^*＝-id^*的条件，ωr＞0的情形。

从表达式(35)，关于电枢电感的d轴分量，判明以下的事实。

·(Ld0)＞(Ld)时，vq2^*＞0

·(Ld0)＜(Ld)时，vq2^*＜0

因此，vq2^*为正时，如果减小电枢电感的d轴分量设定值Ld0，d轴电感误差(Ld0-Ld)就接近0，vq2^*为负时，如果增大电枢电感的d轴分量设定值Ld0，d轴电感误差(Ld0-Ld)就接近0。

同样，从表达式(36)，关于电枢电感的q轴分量，判明以下的事实。

·(Lq0)＞(Lq)时，vd2^*＞0

·(Lq0)＜(Lq)时，vd2^*＜0

因此，vd2^*为正时，如果减小Lq0，q轴电感误差(Lq0-Lq)就接近0，vd2^*为负时，如果增大Lq0，q轴电感误差(Lq0-Lq)就接近0。

使用以上的关系，常数测定单元8b把根据表达式(37)、(38)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的交流旋转机的电枢电感设定值的d轴分量Ld0和q轴分量Lq0输出到第一电压指令运算单元7b。

Ld0＝-k_Ld∫(vq2^*)dt    …(37)

Lq0＝-k_Lq∫(vd2^*)dt    …(38)

其中，k_Ld、k_Lq：比例常数

图7表示本实施方式3的动作波形的一个例子。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1b的角频率ωr，第四级表示d轴电感误差(Ld0-Ld)，第五级表示q轴电感误差(Lq0-Lq)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，电流指令id^*和iq^*为0。时刻1秒以后，id^*保持负的一定值的同时，iq^*保持正的一定值，交流旋转机1b的角频率ωr通过产生的转矩加速。常数测定单元8b在到达时刻3秒之前停止着动作，如果到达时刻3秒，就根据第二电压指令vq2^*，运算电枢电感设定值的d轴分量Ld0，由此Ld0接近电枢电感的d轴分量Ld，电感误差(Ld0-L)收敛为0。

关于电枢电感的q轴分量，常数测定单元8b如果到达时刻3秒，就根据第二电压指令vd2^*，运算电枢电感设定值的q轴分量Lq0，由此Lq0接近电枢电感的q轴分量Lq，q轴电感误差(Lq0-Lq)收敛为0。

如上所述，在本实施方式3中，常数测定单元8b把旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量保持为负的一定值，并且把电流指令的q轴分量保持为正的一定值，根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令，运算交流旋转机1b的电常数，所以具有能测定电枢电感的d轴分量和q轴分量这2种电常数的效果。

此外，交流旋转机1b是具有凸极性的同步机，把根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令的d轴分量运算的交流旋转机1b的q轴电感值和根据第二电压指令的q轴分量运算的交流旋转机1b的d轴电感值输出到第一电压指令运算单元7b，所以取得常数测定单元8b测定具有凸极性的同步机的d轴电感值和q轴电感值，能设定为第一电压指令运算单元7b的电常数的效果。

实施方式4

在前面的实施方式3中，常数测定单元8b按照表达式(37)、(38)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算交流旋转机1b的电枢电感设定值的d轴分量Ld0和q轴分量Lq0，但是也可以根据第二电压指令vd2^*和vq2^*、电流指令的d轴分量id^*、q轴分量iq^*和角频率ωr，运算电枢电感设定值的d轴分量Ld0和q轴分量Lq0。

图8是表示本发明实施方式4的结构的框图，这里，常数测定单元8c运算电枢电感的d轴分量设定值Ld0和电枢电感的q轴分量设定值Lq0，根据第二电压指令vd2^*、vq2^*、电流指令id^*、iq^*和角频率ωr，运算电枢电感的d轴分量设定值Ld0和电枢电感的q轴分量设定值Lq0，对第一电压指令运算单元7b输出Ld0和Lq0。须指出的是，在图8中，付与和图6相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

把前面的表达式(35)、(36)作为表达式(39)、(40)再次记载。

(Ld0-Ld)＝-vq2^*÷(ωr×id^*)    …(39)

(Lq0-Lq)＝vd2^*÷(ωr×iq^*)     …(40)

该表达式(39)右边与-vq2^*的大小成比例，与id^*的大小成反比，并且与ωr的大小成反比。此外，表达式(40)右边与vd2^*的大小成比例，与iq^*的大小成反比，并且与ωr的大小成反比。考虑这些，本实施方式4所示的常数测定单元8c把利用表达式(41)、(42)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的电枢电感的d轴分量设定值Ld0和电枢电感的q轴分量设定值Lq0输出到第一电压指令运算单元7b。

Ld0＝-k_Ld∫{vq2^*+(ωr×id^*)}dt    …(41)

Lq0＝-k_Lq∫{vd2^*÷(ωr×iq^*))dt   …(42)

其中，k_Ld、k_Lq：比例常数

在前面的实施方式3中，分别提供id^*为负的一定值，iq^*＝-id^*的条件，并且伴随着角频率ωr也为正的制约。而在本实施方式4中，常数测定单元8c使用表达式(41)、(42)，所以无论id^*、iq^*的符号或ωr的符号如何，都能进行准确的电枢电感的d轴分量设定值Ld0和电枢电感的q轴分量设定值Lq0的运算。

图9是表示本实施方式4的常数测定单元8c的内部结构的图。在图中，乘法器30运算电流指令的q轴分量iq^*和角频率ωr的积，输出到限制器31。限制器31进行限制动作，使得在乘法器30的输出为正时，变为正的预定值以上，并且进行限制动作，使得在乘法器30的输出为负时，变为负的预定值以下，从而除法器32不除以0。

除法器32把第二电压指令的d轴分量vd2^*除以限制器31的输出，积分器33把除法器32的值积分，使其成为k_Lq倍，作为电枢电感设定值的q轴分量Lq0输出。通过基于乘法器30、限制器31、除法器32、积分器33的一系列运算，能进行表达式(42)的运算。

同样，乘法器34运算电流指令的d轴分量id^*和角频率ωr的积，对限制器35输出。限制器35进行限制动作，使得乘法器34的输出为正时，变为正的预定值以上，并且，进行限制动作，使得乘法器34的输出为负时，变为负的预定值以下，从而除法器36不除以0。

除法器36把第二电压指令的q轴分量vq2^*除以限制器35的输出，积分器37把除法器36的值积分，使其成为k_Ld倍，作为电枢电感设定值的d轴分量Ld0输出。通过基于乘法器34、限制器35、除法器36、积分器37的一系列运算，能进行表达式(41)的运算。

如上所述，在本实施方式4中，常数测定单元8c根据第二电压指令vd2^*、vq2^*、电流指令的id^*、iq^*和角频率ωr，运算电枢电感的d轴分量设定值Ld0和电枢电感的q轴分量设定值Lq0，所以具有无论电流指令id^*、iq^*和角频率ωr的符号或大小如何，都取得准确的电枢电感设定值的效果。

此外，把第二电压指令除以电流指令，求出电枢电感设定值，所以具有无论电流指令的大小如何，d轴电感误差(Ld0-Ld)和q轴电感误差(Lq0-Lq)的收敛性提高的效果。

此外，根据第二电压指令vd2^*除以角频率ωr的值来运算，所以具有无论角频率ωr如何，d轴电感误差(Ld0-Ld)和q轴电感误差(Lq0-Lq)的收敛性提高的效果。

实施方式5

在前面的实施方式中，说明了转子磁通的振幅和相位为已知的情形。

即转子磁通的振幅已知的情形是指关于转子磁通，φf0＝φf成立的情形。相当于用交流旋转机单体试验等预先取得旋转机的感应电压常数的情形等。

此外，转子磁通的相位已知的情形是指位置传感器的绝对位置和转子磁通的关系唯一地决定的情形。作为具体例，相当于在安装编码器(encoder)等位置传感器时，考虑转子磁通的相位，进行安装作业，或者在编码器安装之后，用旋转机单体试验等预先取得感应电压和旋转位置的关系的情形等。

作为转子磁通的振幅非已知的情形，有组装到机械中的已设置旋转机那样的无法进行旋转机单体试验等的情形。此外，作为转子磁通的相位非已知的情形，有编码器等位置传感器的0度和转子磁通不一致的情形。转子磁通的振幅或相位非已知时，例如，在前面的实施方式1中，转子磁通的振幅和相位有必要为已知，所以根据本实施方式5，使这些为已知，从而具有能向实施方式1展开的优点。

在本实施方式5中，说明交流旋转机1b是同步机，特别是转子磁通的振幅及相位不明的情况。

图10是表示本发明实施方式5的结构的框图，常数测定单元8d运算交流旋转机1b的磁通振幅设定值φf0以及旋转正交坐标(d-q轴)的d轴与交流旋转机1b的转子磁通的相位差Δθ，对第一电压指令运算单元7b输出φf0，并且对减法器40输出相位差Δθ。须指出的是，付与和图6相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

交流旋转机1b是嵌入磁铁型同步机，在旋转正交坐标(d-q轴)的d轴与交流旋转机1b的转子磁通之间存在相位差Δθ时，以下表达式成立。

vd＝R×id-ωr×(Lq×iq-φf×sinΔθ)    …(43)

vq＝R×iq+ωr×(Ld×id+φf×cosΔθ)    …(44)

而在第一电压指令运算单元7b中，根据基于旋转二轴坐标(d-q轴)上电流指令id^*以及iq^*和角频率ωr的表达式(25)、(26)，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*。把表达式(25)、(26)作为表达式(45)、(46)再次记载。

vd1^*＝R0×id^*-ωr×Lq0×iq^*        …(45)

vq1^*＝R0×iq^*+ωr×(Ld0×id^*+φf0) …(46)

与前面的实施方式1同样，在动作稳定状态下，第二电压指令运算单元9的输出即第二电压指令运算值vd2^*和vq2^*的绝对值变为接近0的预定范围内的时刻，能确认以下的动作。

即在第二电压指令运算单元9中，电流指令的d轴分量id^*和电流的d轴分量id一致，并且电流指令的q轴分量iq^*和电流的q轴分量iq一致。此外，电压施加单元2根据第三电压指令运算单元10输出的第三电压指令vd3^*和vq3^*，在交流旋转机1b上施加电压，所以交流旋转机1b的电压的d轴分量vd和q轴分量vq与第三电压指令vd3^*和vq3^*一致。如果考虑这些关系，则表达式(47)～(52)成立。

vd3^*＝vd2^*+R0×id^*-ωr×Lq0×iq^*         …(47)

vq3^*＝vq2^*+R0×iq^*+ωr×(Ld0×id^*+φf0)  …(48)

id＝id^*                                  …(49)

iq＝iq^*                                  …(50)

vd＝vd3^*                                 …(51)

vq＝vq3^*                                 …(52)

如果整理表达式(43)～(52)的关系，就取得表达式(53)、(54)。

vd2^*＝-(R0-R)×id^*+ωr×(Lq0-Lq)×iq^*-ωr×φf×sinΔθ                                 …(53)

vq2^*＝-ωr×(Ld0-Ld)×id^*-(R0-R)×iq^*-ωr×(φf0+φf×cosΔθ)                          …(54)

这里，以id^*＝iq^*＝0提供电流指令。须指出的是，虽然在后面的利用图11的动作说明中涉及，但是具体而言，用任意的方法使交流旋转机1b旋转后，设定为id^*＝iq^*＝0，测定转子磁通的振幅和相位。

这时，表达式(53)、(54)成为表达式(55)、(56)。

vd2^*＝-φf×sinΔθ           …(55)

vq2^*＝-φf0+φf×cosΔθ      …(56)

根据该表达式(55)、(56)，没有相位差Δθ和磁通误差(φf0-φf)时，vd2^*和vq2^*是0，产生相位差Δθ或磁通误差(φf0-φf)时，vd2^*或vq2^*的至少一方变为非0。

设sinΔθΔθ，cosΔθ1，整理表达式(55)、  (56)时，就取得表达式(57)、(58)。

Δθ＝-vd2^*÷φf    …(57)

(φf0-φf)＝-vq2^*   …(58)

从表达式(57)，关于相位差Δθ，可判明以下事实。

·(旋转正交坐标的d轴相位)＞(转子磁通的相位)时，vd2^*＜0

·(旋转正交坐标的d轴相位)＜(转子磁通的相位)时，vd2^*＞0

因此，vd2^*为正时，如果增大旋转正交坐标的d轴相位，相位差Δθ就接近0，vd2^*为负时，如果减小旋转正交坐标的d轴相位，相位差Δθ就接近0。

同样地，从上述表达式(58)，关于转子磁通的振幅，可判明以下事实。

·(φf0)＞(φf)时，vq2^*＜0

·(φf0)＜(φf)时，vq2^*＞0

因此，vq2^*为正时，如果增大φf0，磁通振幅误差(φf0-φf)就接近0，vq2^*为负时，如果减小φf0，磁通振幅误差(φf0-φf)就接近0。

使用以上的关系，常数测定单元8d把通过表达式(59)、(60)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的相位差Δθ与旋转位置检测器4输出的旋转位置θ相加，此外把磁通振幅设定值φf0输出到第一电压指令运算单元7b。

Δθ＝k_θ∫(vd2^*)dt    …(59)

φf0＝k_φ∫(vq2^*)dt    …(60)

其中，k_θ、k_φ：比例常数

如上所述，在本实施方式5中，常数测定单元8d把旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量和q轴分量保持为一定值，根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令，运算交流旋转机1b的电常数，所以具有能测定相位差Δθ和磁通振幅设定值φf0这2种电常数的效果。

图11表示本实施方式5的动作波形的一个例子。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1b的角频率ωr，第四级表示相位差Δθ，第五级表示磁通振幅误差(φf0-φf)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，电流指令id^*和iq^*为0。时刻1秒以后，id^*保持0的同时，iq^*保持正的一定值，交流旋转机1b的角频率ωr通过产生的转矩加速。常数测定单元8d在到达时刻6秒之前停止着动作。如果到达时刻6秒，id^*和iq^*就保持0，常数测定单元8d根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算相位差Δθ和磁通振幅设定值φf0，由此相位差Δθ和磁通振幅误差(φf0-φf)收敛为0。

如果满足id^*＝iq^*＝0的条件，就不发生R或L引起的电压下降，所以即使R或L未知，也能取得φf0或Δθ。

如上所述，在本实施方式5中，常数测定单元8d把旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令保持为0，根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令，运算交流旋转机1b的电常数，所以具有能测定相位差Δθ和磁通振幅设定值φf0这2种电常数的效果。

实施方式6

前面的各实施方式的交流旋转机处理同步机。在本实施方式6中，说明交流旋转机1e为感应电机的情形。

图12是表示本发明实施方式6的结构的框图，交流旋转机1e是感应电机。须指出的是，在图12中，付与和前面的实施方式相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

第一电压指令运算单元7e根据旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令id^*及iq^*和角频率ω，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*，并且输出滑动角频率ωs。

常数测定单元8e运算交流旋转机1e的电枢电感设定值Ls0和交流旋转机1e的转子电阻设定值Rr0，对第一电压指令运算单元7e输出Ls0和Rr0。

速度检测器50检测交流旋转机1e的旋转角频率ωr，加法器51把旋转角频率ωr和滑动角频率ωs相加，输出角频率ω。积分器52把从加法器51取得的角频率ω积分，输出相位θ。

交流旋转机1e是感应电机，旋转正交坐标(d-q轴)以任意的角频率ω旋转时，以下表达式成立。

vd＝Rs×id-ω×σ×Ls×iq-ω×M÷Lr×φqr     …(61)

vq＝Rs×iq+ω×σ×Ls×id+ω×M÷Lr×φdr     …(62)

φdr＝M×Rr×(Rr×id+ωs×Lr×iq)÷(Rr²+ωs²×Lr²)                                              …(63)

φqr＝M×Rr×(Rr×iq-ωs×Lr×id)÷(Rr²+ωs²×Lr²)                                              …(64)

其中，

Rs：交流旋转机1e的电枢电阻

Rr：交流旋转机1e的转子电阻

Ls：交流旋转机1e的电枢电感

M：交流旋转机1e的互感

Lr：交流旋转机1e的转子电感

σ：交流旋转机1e的泄漏系数

φdr：交流旋转机1e的转子磁通的d轴分量

φqr：交流旋转机1e的转子磁通的q轴分量

ωs：交流旋转机1e的滑动角频率

而在第一电压指令运算单元7e中，根据旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令id^*及iq^*和角频率ω，通过表达式(65)、(66)，输出旋转二轴坐标(d-q轴)上的第一电压指令vd1^*和vq1^*，并且通过表达式(67)，输出滑动角频率ωs。

vd1^*＝Rs0×id^*-×σ0×Ls0×iq^*    …(65)

vq1^*＝Rs0×iq^*+ω×Ls0×id^*       …(66)

ωs＝Rr0×iq^*÷(Lr0×id^*)         …(67)

其中，

Rs0：交流旋转机1e的电枢电阻设定值

Rr0：交流旋转机1e的转子电阻设定值

Ls0：交流旋转机1e的电枢电感设定值

Lr0：交流旋转机1e的转子电感设定值

σ0：交流旋转机1e的泄漏系数设定值

这里，说明交流旋转机1e的泄漏系数是已知，并且电枢电感和转子电感相等，即σ0＝σ、Ls0＝Lr0、Ls＝Lr成立时的情形。

与前面的实施方式1的情形同样，在动作稳定状态下，第二电压指令运算单元9的输出即第二电压指令运算值vd2^*和vq2^*的绝对值变为接近0的预定范围内的时刻，能确认以下的动作。

即在第二电压指令运算单元9中，电流指令的d轴分量id^*和电流的d轴分量id一致，并且电流指令的q轴分量iq^*和电流的q轴分量iq一致。此外，电压施加单元2根据第三电压指令运算单元10输出的第三电压指令vd3^*和vq3^*，在交流旋转机1e上施加电压，所以交流旋转机1e的电压的d轴分量vd和q轴分量vq与第三电压指令vd3^*和vq3^*一致。如果考虑这些关系，则表达式(68)～(73)成立。

vd3^*＝vd2^*+Rs0×id^*-ω×σ×Ls0×iq^*     …(68)

vq3^*＝vq2^*+Rs0×iq^*+ω×Ls0×id^*         …(69)

id＝id^*                                  …(70)

iq＝iq^*                                  …(71)

vd＝vd3^*                                 …(72)

vq＝vq3^*                                 …(73)

这里，关于电枢电阻和转子电阻，Rs0＝Rs、Rr0＝Rr成立时，如果代入表达式(65)～(73)中，求出与vd2^*、vq2^*有关的近似解，就取得表达式(74)、(75)。

vd2^*≈-ω×id^*2÷(id^*2+iq^*2)×(Ls0-Ls)×iq^*  …(74)

vq2^*≈-ω×id^*2÷(id^*2+iq^*2)×(Ls0-Ls)×id^*  …(75)

根据该表达式(74)、(75)，没有电枢电感误差(Ls0-Ls)时，vd2^*和vq2^*是0，在产生电枢电感误差时，vd2^*和vq2^*变为非0。

而关于电枢电阻和电枢电感，Rs0＝Rs、Ls0＝Ls成立时，如果代入表达式(65)～(73)中，求出与vd2^*、vq2^*有关的近似解，就取得表达式(76)、(77)。

vd2^*≈ω×Lr0×id^*×iq^*÷{(id^*2+iq^*2)×Rr0}×(Rr0-Rr)×id^*                                      …(76)

vq2^*≈-ω×Lr0×id^*×iq^*÷{(id^*2+iq^*2)×Rr0}×(Rr0-Rr)×iq^*                                  …(77)

如果考虑上述表达式(74)～(77)，电枢电阻是已知，转子电阻和电枢电感未知时，关于vd2^*、vq2^*，(78)、(79)的近似式成立。

vd2^*≈-ω×id^*2÷(id^*2+iq^*2)×(Ls0-Ls)×iq^*+ω×Lr0×id^*×iq^*÷{(id^*2+iq^*2)×Rr0}×(Rr0-Rr)×id^*

                                         …(78)

vq^2*≈-ω×id^*2÷(id^*2+iq^*2)×(Ls0-Ls)×id^*-ω×Lr0×id^*×iq^*÷{(id^*2+iq^*2)×Rr0}×(Rr0-Rr)×iq^*

                                         …(79)

作为Ls0＝Lr0，如果整理表达式(78)、(79)，就取得表达式(80)、(81)。

Ls0-Ls≈-(vd2^*×iq^*+vq2^*×id^*)÷(ω×id^*2)    …(80)

Rr0-Rr≈(vd2^*×id^*-vq2^*×iq^*)×Rr0÷(ω×Ls0×id^*×iq^*)                                       …(81)

而且，在本实施方式6中，用正的一定值I1^*提供id^*和iq^*，考虑ω＞0的情形。这时，表达式(80)、(81)成为表达式(82)、(83)。

Ls0-Ls≈-(vd2^*+vq2^*)×Ls0÷(ω×Ls0×I1^*)     …(82)

Rr0-Rr≈(vd2^*-vq2^*)×Rr0÷(ω×Ls0×I1^*)      …(83)

从表达式(82)，关于电枢电感，判明以下的事实。

·(Ls0)＞(Ls)时，(vd2^*+vq2^*)＜0

·(Ls0)＜(Ls)时，(vd2^*+vq2^*)＞0

因此，(vd2^*+vq2^*)为正时，如果增大电枢电感设定值Ls0，电枢电感误差(Ls0-Ls)就接近0，在(vd2^*+vq2^*)为负时，如果减小电枢电感设定值Ls0，电枢电感误差(Ls0-Ls)就接近0。

同样，从所述表达式(83)，关于转子电阻，判明以下的事实。

·(Rr0)＞(Rr)时，(vd2^*-vq2^*)＞0

·(Rr0)＜(Rr)时，(vd2^*-vq2^*)＜0

因此，(vd2^*-vq2^*)为正时，如果减小Rr0，转子电阻误差(Rr0-Rr)就接近0，(vd2^*-vq2^*)为负时，如果增大Rr0，转子电阻误差(Rr0-Rr)就接近0。

使用以上的关系，常数测定单元8e，把根据表达式(84)、(85)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*运算的交流旋转机1e的电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0输出到第一电压指令运算单元7e。

Ls0＝k_Ls∫(vd2^*+vq2^*)dt      …(84)

Rr0＝-k_Rr∫(vq2^*-vq2^*)dt     …(85)

其中，k_Ls、k_Rr：比例常数

图13表示本实施方式6的动作波形的一个例子。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1e的旋转角频率ωr，第四级表示转子电阻误差(Rr0-Rr)，第五级表示电枢电感误差(Ls0-Ls)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，id^*为I1^*，iq^*为0。时刻1秒以后，id^*和iq^*的大小保持I1^*，交流旋转机1e的旋转角频率ωr通过产生的转矩加速。

常数测定单元8e在到达时刻3秒之前停止着动作。如果到达时刻3秒，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算电枢电感设定值Ls0，由此Ls0接近电枢电感Ls，电感误差(Ls0-Ls)收敛为0。

关于转子电阻，常数测定单元8e如果到达时刻3秒，就根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算转子电阻设定值Rr0，由此Rr0接近转子电阻Rr，转子电阻误差(Rr0-Rr)收敛为0。

此外，表达式(84)、(85)把第二电压指令积分，取得转子电阻或电枢电感的设定值，所以能防止直接反映电压检测值或电流检测值的噪声，能解决测定的常数也受噪声的影响的问题。

须指出的是，本实施方式6所示的常数测定单元8e进行电枢电感设定值Ls0的运算，但是在感应电机即交流旋转机1e中，存在LsLrM的关系，所以常数测定单元8e代替Ls0，也可以运算转子电感或互感的设定值。

如上所述，在本实施方式6中，交流旋转机1e是感应电机，第一电压指令运算单元7e具有使用常数测定单元8e输出的电常数，运算交流旋转机1e的滑动角频率ωs，并且把该滑动角频率ωs和交流旋转机1e的旋转角频率ωr之和作为任意的角频率ω输出的加法器51，所以交流旋转机1e即使是产生滑动的感应电机，也具有能取得该交流旋转机1e的电常数的效果。

此外，交流旋转机1e是感应电机，常数测定单元8e根据第二电压指令运算互感值、电枢电感值、转子电阻值，输出到第一电压指令运算单元7e，所以常数测定单元8e测定感应电机的电枢电感值和转子电阻值，能设定为第一电压指令运算单元7e中使用的电常数。

此外，常数测定单元8e根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令的d轴分量和q轴分量之和，运算电枢电感值，把该运算结果输出到第一电压指令运算单元7e，所以具有能更准确测定感应电机即交流旋转机1e的电枢电感值，能设定第一电压指令运算单元7e中使用的电常数的效果。

此外，常数测定单元8e根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令的d轴分量和q轴分量的差，运算转子电阻值，把该运算结果输出到第一电压指令运算单元7e，所以具有能准确测定感应电机即交流旋转机1e的转子电阻，能设定第一电压指令运算单元7e中使用的电常数的效果。

如上所述，在本实施方式6中，常数测定单元8e把旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量和q轴分量保持为预定值I1^*，根据第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令，运算交流旋转机1e的电常数，所以具有能测定感应电机的电枢电感和转子电阻这2种电常数的效果。即常数测定单元8e根据旋转二轴坐标(d-q轴)上的电流指令的d轴分量的大小和q轴分量的大小相等时的第二电压指令运算单元9输出的第二电压指令，运算交流旋转机1e的电常数，所以具有能测定电枢电感和转子电阻这样的交流旋转机的电常数，能设定第一电压指令运算单元7e中使用的电常数的效果。

实施方式7

在前面的实施方式6中，常数测定单元8e按照表达式(84)、(85)，根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算交流旋转机1e的电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0，但是也可以根据第二电压指令vd2^*和vq2^*、电流指令id^*、iq^*和角频率ω，运算电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0。

图14是表示本发明实施方式7的结构的框图，常数测定单元8f根据第二电压指令vd2^*和vq2^*、电流指令id^*、iq^*和角频率ω，运算电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0，对第一电压指令运算单元7e输出Ls0和Rr0。须指出的是，在图14中，付与和图1相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

把表达式(80)、(81)作为表达式(86)、(87)再次记载。

Ls0-Ls≈-(vd2^*×iq^*+vq2^*×id^*)÷(ω×id^*2)

                                   …(86)

Rr0-Rr≈(vd2^*×id^*-vq2^*×iq^*)×Rr0÷(ω×Ls0×id^*×iq^*)                            …(87)

该表达式(86)右边与-(vd2^*×iq^*+vq2^*×id^*)的大小成比例，与id^*2的大小成反比，并且与ω的大小成反比。

此外，表达式(87)右边与(vd2^*×iq^*-vq2^*×id^*)的大小成比例，与(id^*×iq^*)的大小成反比，并且与ω的大小成反比。

考虑这些，本实施方式7所示的常数测定单元8f根据表达式(88)、(89)对第一电压指令运算单元7输出交流旋转机1e的电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0。

Ls0＝k_Ls∫{(vd2^*×iq^*+vq2^*×id^*)÷(ω×id^*2)}dt

                                         …(88)

Rr0＝-k_Rr∫{(vd2^*×id^*-vq2^*×iq^*)÷(ω×id^*×iq^*)}dt                                         …(89)

其中，k_Ls、k_Rr：比例常数

在前面的实施方式6中，伴随着id^*和iq^*是正的一定值，并且角频率ω也为正的制约。在本实施方式7中，常数测定单元8f使用表达式(88)、(89)，所以无论iq^*的符号或大小、以及ω的符号或大小如何，都能进行准确的电枢电感设定值Ls0和转子电阻设定值Rr0的运算。

图15是表示本实施方式7的常数测定单元8f的内部结构的图。在图中，乘法器60运算第二电压指令的d轴分量vd2^*和电流指令的q轴分量iq^*的积，乘法器61运算第二电压指令的q轴分量vq2^*和电流指令的d轴分量id^*的积。加法器62把乘法器60的输出和乘法器61的输出相加。乘法器63运算电流指令的d轴分量id^*的平方与角频率ω的积，输出到限制器64。限制器64进行限制动作，使得在乘法器63的输出为正时，变为正的预定值以上，并且进行限制动作，使得在乘法器63的输出为负时，变为负的预定值以下，从而除法器65不除以0。除法器65把加法器62的输出除以限制器64的输出，积分器66把除法器65的值积分，使其成为k_Ls倍，作为电枢电感设定值Ls0输出。通过基于乘法器60、乘法器61、加法器62、乘法器63、限制器64、除法器65、积分器66的一系列运算，能进行表达式(88)的运算。

同样，乘法器67运算第二电压指令的d轴分量vd2^*和电流指令的d轴分量id^*的积，乘法器68运算第二电压指令的q轴分量vq2^*和电流指令的q轴分量iq^*的积。减法器69从乘法器67的输出减去乘法器68的输出。乘法器70运算电流指令id^*、iq^*和角频率ω的积，输出到限制器71。限制器71进行限制动作，使得在乘法器70的输出为正时，变为正的预定值以上，并且进行限制动作，使得在乘法器70的输出为负时，变为负的预定值以下，从而除法器72不除以0。除法器72把减法器69的输出除以限制器71的输出，积分器73把除法器72的值积分，使其成为-k_Rr倍，作为转子电阻设定值Rr0输出。通过基于乘法器67、乘法器68、减法器69、乘法器70、限制器71、除法器72、积分器73的一系列运算，能进行表达式(89)的运算。

如上所述，在本实施方式7中，常数测定单元8f根据第二电压指令vd2^*和vq2^*、电流指令id^*、iq^*和角频率ω，运算转子电阻设定值Rr0和电枢电感设定值Ls0，所以具有无论电流指令id^*、iq^*和角频率ω的符号或大小如何，都能取得准确的转子电阻设定值和电枢电感设定值的效果。

实施方式8

在前面的实施方式7中，以预定值提供电流指令的d轴分量id^*，但是也可以调整id^*，从而在角频率ω为基准角频率ω_BASE(不发生电压饱和的最大角频率)时，变为电压施加单元2能输出的最大电压振幅。

如果能增大交流旋转机1e的电压振幅，对于相同的输出，能减小电流振幅，基于铜损(copper loss)等的损失降低的高效率控制成为可能。可是，如果要控制为电压施加单元2无法输出的电压振幅，就发生电压饱和，无法取得所需的控制特性。因此，调整id^*，从而在电压施加单元2输出的角频率为基准角频率ω_BASE时，变为能输出的最大电压振幅，由此在角频率ω为基准角频率ω_BASE以下时，在不发生电压饱和的范围中，使电压振幅增大。

从以上的观点，本实施方式8广泛把握电常数的概念，把电流指令的d轴分量id^*作为电常数处理，新设置求出该id^*的磁通调整单元80。

图16是表示本发明实施方式8的结构的框图，磁通调整单元80根据对电压施加单元2输入的第三电压指令vd3^*、vq3^*和角频率ω，输出电流指令的d轴分量id^*。如众所周知的那样，交流旋转机1e的磁通振幅与电流指令的d轴分量id^*成比例，所以调整id^*也是调整交流旋转机1e的磁通。须指出的是，在图16中，付与和图14相同的符号的部分是相同或相当于它的部分，省略重复部分的各说明。

在说明磁通调整单元80的动作之前，说明交流旋转机1e的电压振幅即对电压施加单元2输入的第三电压指令的振幅和电流指令的d轴分量id^*的关系。

图17是表示角频率50÷2π[rad/s]和60÷2π[rad/s]的电流指令id^*和电压指令的振幅的关系的图，电压指令的振幅由表达式(90)定义。

电压指令的振幅＝√(vd3^*2+vq3^*2)    …(90)

观察图17可判明，如果使电流指令的d轴分量id^*比100％还大，则在电压指令的振幅增大的同时，即使id^*比20％小，电压指令的振幅增大，所以id^*和电压指令的振幅不是比例关系。可是，如果把id^*限定在100％附近的范围，就如图17的近似直线那样，可以视为id^*和电压指令的振幅是比例的关系。

图18是表示角频率ω和电压指令的振幅的关系的图，如果id^*是50～200％的范围，角频率ω和电压指令的振幅的关系可以说大致是比例关系。特别是把基准角频率ω_BASE设定为60×2π[rad/s]时，电流指令的d轴分量id^*为50～200％，并且角频率ω在基准角频率ω_BASE附近时，可以说角频率ω和电压指令的振幅处于比例关系，此外，id^*和电压指令的振幅也处于比例关系。换言之，以下的关系成立。

电压指令的振幅∝ω×id^*

其中，电流指令的d轴分量id^*在100％附近，并且角频率ω在ω_BASE附近。

考虑以上的关系，磁通调整单元80根据对电压施加单元2输入的第三电压指令vd3^*、vq3^*和角频率ω，调整id^*，从而在角频率ω为基准角频率ω_BASE时，变为电压施加单元2能输出的最大电压振幅。

图19是表示本实施方式的磁通调整单元80的内部结构的图。在图中，绝对值运算器90运算角频率ω的绝对值，增益运算器91把绝对值运算器90的输出变为1/ω_BASE倍。乘法器92运算第三电压指令的d轴分量vd3^*的平方，乘法器93运算第三电压指令的q轴分量vq3^*的平方。

加法器94把乘法器92的输出和乘法器93的输出相加，平方运算器95运算加法器94的平方，增益运算器96把平方运算器95的输出变为1/V_BASE倍。这里V_BASE是电压施加单元2能输出的最大电压振幅。

减法器97从增益运算器91的输出减去增益运算器96的输出，放大器98通过积分或比例积分，把减法器97的输出放大。通过该比例积分，能使“绝对值运算器90的输出的1/ω_BASE倍”与“平方运算器95的输出的1/V_BASE倍”一致，结果，能输出角频率ω为ω_BASE时，使电压指令的振幅变为V_BASE的电流指令的d轴分量id^*。限制器99限制上限和下限，从而放大器98的输出变为id^*的50～200％。

作为常数测定单元发挥作用的磁通调整单元80采用图19的结构，从而能输出角频率ω为ω_BASE时，使电压指令的振幅变为V_BASE的电流指令的d轴分量id^*。

图20表示本实施方式8的动作波形的一个例子。在图中，第一级表示电流指令的d轴分量id^*，第二级表示电流指令的q轴分量iq^*，第三级表示交流旋转机1e的旋转角频率ωr，第四级表示转子电阻误差(Rr0-Rr)，第五级表示电枢电感误差(Ls0-Ls)。

时刻0～1秒的期间中，在停止的状态下，id^*为I1^*，iq^*为0。时刻1秒以后，id^*和iq^*的大小保持I1^*，交流旋转机1e的旋转角频率ωr通过产生的转矩加速。常数测定单元8f在到达时刻3秒之前停止着动作，如果到达时刻3秒，就根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算电枢电感设定值Ls0，由此Ls0接近电枢电感Ls，电枢电感误差(Ls0-Ls)收敛为0。

关于转子电阻，常数测定单元8f如果到达时刻3秒，就根据第二电压指令vd2^*和vq2^*，运算转子电阻设定值Rr0，由此Rr0接近转子电阻Rr，转子电阻误差(Rr0-Rr)收敛为0。

磁通调整单元80在到达时刻8秒之前停止着动作。保持在I1^*的电流指令的d轴分量id^*是100％附近，并且在到达时刻8秒的时刻，角频率ω变为ω_BASE附近，所以从时刻8秒，磁通调整单元80开始动作，能进行在角频率ω为ω_BASE时，变为电压施加单元2能输出的最大电压振幅V_BASE的id^*的调整。

如上所述，在本实施方式8中，磁通调整单元80调整电流指令的d轴分量id^*，从而在预定速度附近，电压指令的振幅的常数倍与角频率ω的常数倍一致，由此调整交流旋转机1e的磁通，所以取得成为电压施加单元2在基准角频率ω_BASE时能输出的最大电压振幅的id^*，角频率ω在基准角频率ω_BASE以下，在不发生电压饱和的范围中，电压振幅能增大，所以具有能稳定并且高效地控制交流旋转机1e的效果。

此外，在本发明的各变形例中，常数测定单元根据来自第二电压指令运算单元的第二电压指令、电流指令和角频率，运算常数设定值，所以能缓和运算常数设定值的条件，求出常数设定值的运算的收敛性提高。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的q轴分量，运算作为常数设定值的电枢电阻设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即同步机的电枢电阻。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量，运算作为常数设定值的电枢电感设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即同步机的电枢电感。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的q轴分量和电流指令的q轴分量运算作为常数设定值的电枢电阻设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即同步机的电枢电阻。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量、电流指令的q轴分量和角频率，运算作为常数设定值的电枢电感设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即同步机的电枢电感。

此外，交流旋转机是具有凸极性的同步机，常数测定单元根据第二电压指令的q轴分量，运算作为常数设定值的电枢电感的d轴分量设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即具有凸极性的同步机的电枢电感的d轴分量。

此外，交流旋转机是具有凸极性的同步机，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量，运算作为常数设定值的电枢电感的q轴分量设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即具有凸极性的同步机的电枢电感的q轴分量。

此外，交流旋转机是具有凸极性的同步机，常数测定单元根据第二电压指令的q轴分量、电流指令的d轴分量和角频率，运算作为常数设定值的电枢电感的d轴分量设定值，所以能简便迅速地以高精度求出交流旋转机即具有凸极性的同步机的电枢电感的d轴分量。

此外，交流旋转机是具有凸极性的同步机，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量、电流指令的q轴分量和角频率，运算作为常数设定值的电枢电感的q轴分量设定值，所以能简便迅速地以高精度求出交流旋转机即具有凸极性的同步机的电枢电感的q轴分量。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量，运算d-q轴的d轴和交流旋转机的转子磁通的相位差，并且根据相位差和交流旋转机的旋转位置检测值，运算作为常数设定值的交流旋转机的角频率设定值，所以能简便且高精度地求出交流旋转机即同步机的角频率。

此外，交流旋转机是同步机，常数测定单元根据第二电压指令的q轴分量，运算作为常数设定值的交流旋转机的磁通振幅设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即同步机的磁通振幅。

此外，交流旋转机是感应电机，第一电压指令运算单元根据d-q轴上的电流指令和电常数，运算交流旋转机的滑动角频率，具有从滑动角频率和交流旋转机的角频率检测值运算交流旋转机的角频率的加法器，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即感应电机的角频率。

此外，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量和q轴分量之和，运算作为常数设定值的电枢电感设定值、转子电感设定值或互感设定值中的任意一个，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即感应电机的电枢电感、转子电感或互感。

此外，常数测定单元根据第二电压指令的d轴分量和q轴分量的差，运算作为常数设定值的转子电阻设定值，所以能简便地以高精度求出交流旋转机即感应电机的转子电阻。

此外，常数测定单元根据来自第二电压指令运算单元的第二电压指令、电流指令和角频率，运算常数设定值，所以能缓和运算常数设定值的条件，求出常数设定值的运算的收敛性提高。

此外，常数测定单元只在角频率处于预定值以上的范围时，运算常数设定值，在角频率低于预定值的范围中，停止常数设定值的运算，所以能防止常数误差引起的控制性能的下降。

此外，具有在不发生电压饱和的最大角频率为ω_BASE，电压施加单元能输出的最大电压振幅为V_BASE时，根据第三电压指令和角频率，(所述交流旋转机的角频率)/所述ω_BASE＝(第三电压指令的振幅)/V_BASE成立地运算电流指令的d轴分量的磁通调整单元，所以可在不发生电压饱和的范围中，使电压振幅增大，所以能稳定并且高效地控制交流旋转机。

Claims (19)

1.一种交流旋转机的控制装置，根据以交流旋转机的角频率旋转的旋转二轴坐标即d-q轴上的电流指令，驱动上述交流旋转机，该交流旋转机的控制装置的特征在于，具有：

检测上述交流旋转机的电流的电流检测单元；

把来自上述电流检测单元的电流检测值变换为上述d-q轴上的电流检测值的坐标变换单元；

根据上述d-q轴上的电流指令、上述角频率、以及上述交流旋转机的多个电常数的关系式，运算上述d-q轴上的第一电压指令的第一电压指令运算单元；

以使上述d-q轴上的电流指令和上述d-q轴上的电流检测值的差分电流收敛为零的方式，根据上述差分电流运算上述d-q轴上的第二电压指令的第二电压指令运算单元；

把上述d-q轴上的第一电压指令和上述d-q轴上的第二电压指令相加，运算上述d-q轴上的第三电压指令的第三电压指令运算单元；以及

根据上述d-q轴上的第三电压指令，对上述交流旋转机施加电压的电压施加单元，

其中，上述第一电压指令运算单元用从外部输入的常数设定值设定其上述多个电常数中的至少一个；

还具有根据来自上述第二电压指令运算单元的第二电压指令，运算上述常数设定值的常数测定单元。

2.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述常数测定单元根据来自上述第二电压指令运算单元的第二电压指令、上述电流指令和上述角频率，运算上述常数设定值。

3.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的q轴分量，运算作为上述常数设定值的电枢电阻设定值。

4.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量，运算作为上述常数设定值的电枢电感设定值。

5.根据权利要求2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的q轴分量和上述电流指令的q轴分量运算作为上述常数设定值的电枢电阻设定值。

6.根据权利要求2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量、上述电流指令的q轴分量、以及上述角频率，运算作为上述常数设定值的电枢电感设定值。

7.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是具有凸极性的同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的q轴分量，运算作为上述常数设定值的电枢电感的d轴分量设定值。

8.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是具有凸极性的同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量，运算作为上述常数设定值的电枢电感的q轴分量设定值。

9.根据权利要求2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是具有凸极性的同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的q轴分量、上述电流指令的d轴分量、以及上述角频率，运算作为上述常数设定值的电枢电感的d轴分量设定值。

10.根据权利要求2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是具有凸极性的同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量、上述电流指令的q轴分量、以及上述角频率，运算作为上述常数设定值的电枢电感的q轴分量设定值。

11.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量，运算上述d-q轴的d轴和上述交流旋转机的转子磁通的相位差，并且根据上述相位差和上述交流旋转机的旋转位置检测值，运算作为上述常数设定值的上述交流旋转机的角频率设定值。

12.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是同步机；

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的q轴分量，运算作为上述常数设定值的上述交流旋转机的磁通振幅设定值。

13.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述交流旋转机是感应电机；

上述第一电压指令运算单元根据上述d-q轴上的电流指令和上述电常数，运算上述交流旋转机的滑动角频率；

具有根据上述滑动角频率和上述交流旋转机的角频率检测值运算上述交流旋转机的角频率的加法器。

14.根据权利要求13所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量和q轴分量之和，运算作为上述常数设定值的电枢电感设定值、转子电感设定值或互感设定值中的任一个。

15.根据权利要求13所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述常数测定单元根据上述第二电压指令的d轴分量和q轴分量之差，运算作为上述常数设定值的转子电阻设定值。

16.根据权利要求13所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述常数测定单元根据来自上述第二电压指令运算单元的第二电压指令、上述电流指令以及上述角频率，运算上述常数设定值。

17.根据权利要求1～16中的任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于：

上述常数测定单元只在上述角频率处于预定值以上的范围时，运算上述常数设定值，在上述角频率低于上述预定值的范围中，停止上述常数设定值的运算。

18.根据权利要求1～16中的任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，具有：

磁通调整单元，该磁通调整单元在设不发生电压饱和的最大角频率为ω_BASE，上述电压施加单元能够输出的最大电压振幅为V_BASE时，根据上述第三电压指令和上述角频率，运算上述电流指令的d轴分量，使得(上述交流旋转机的角频率)/上述ω_BASE＝(第三电压指令的振幅)/V_BASE成立。

19.一种交流旋转机的电常数测定方法，使用交流旋转机的控制装置，该交流旋转机的控制装置根据以交流旋转机的角频率旋转的旋转二轴坐标即d-q轴上的电流指令，驱动上述交流旋转机，该交流旋转机的控制装置具有：

检测上述交流旋转机的电流的电流检测单元；

把来自上述电流检测单元的电流检测值变换为上述d-q轴上的电流检测值的坐标变换单元；

根据上述d-q轴上的电流指令、上述角频率、以及上述交流旋转机的多个电常数的关系式，运算上述d-q轴上的第一电压指令的第一电压指令运算单元；

以使上述d-q轴上的电流指令和上述d-q轴上的电流检测值的差分电流收敛为零的方式，根据上述差分电流运算上述d-q轴上的第二电压指令的第二电压指令运算单元；

把上述d-q轴上的第一电压指令和上述d-q轴上的第二电压指令相加，运算上述d-q轴上的第三电压指令的第三电压指令运算单元；以及

根据上述d-q轴上的第三电压指令，对上述交流旋转机施加电压的电压施加单元，

其中，上述第一电压指令运算单元用从外部输入的常数设定值设定其上述多个电常数中的至少一个；

还具有根据来自上述第二电压指令运算单元的第二电压指令，运算上述常数设定值的常数测定单元，

在该交流旋转机的电常数测定方法中，将上述电流指令以及上述角频率设定在预定的值或范围而起动上述控制装置，把上述第二电压指令成为预定范围内的时刻的来自上述常数测定单元的上述常数设定值作为测定对象即上述交流旋转机的电常数输出。

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