JP2005057901A - 電動機の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】デッドタイムを設定したことに起因する回転角度補償値のずれを解消して精度のよい電動機制御を可能にした電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】回転角度検出部12によって検出された回転角度θreに基づいて、次回のPWM制御周期の中央から(td/2)後の回転角度θre'を推定する回転角度推定部13を備え、2相3相変換部3は、回転角度として回転角度推定部13で推定した回転角度θre'を用いて電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算するように構成した電動機の制御装置。デッドタイムを設定した場合に、2相3相変換部の演算精度を上げて、より精度の高いモータ制御が可能となり、過渡応答性能を向上させることが出来る。
【選択図】図1
【解決手段】回転角度検出部12によって検出された回転角度θreに基づいて、次回のPWM制御周期の中央から(td/2)後の回転角度θre'を推定する回転角度推定部13を備え、2相3相変換部3は、回転角度として回転角度推定部13で推定した回転角度θre'を用いて電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算するように構成した電動機の制御装置。デッドタイムを設定した場合に、2相3相変換部の演算精度を上げて、より精度の高いモータ制御が可能となり、過渡応答性能を向上させることが出来る。
【選択図】図1
Description
本発明は電動機の制御装置に関し、特に電動機に電力を供給するインバータの駆動制御技術に関する。
PWM信号でインバータを駆動して電動機を駆動制御するシステムをコンピュータで制御する場合に、電流演算処理では、割込み起動時の回転角度情報と電流情報を取り込み、次周期で使用するPWM周期およびPWMのデューティを設定する。したがって次周期のPWM周期の中心で考えると、電流演算で使用した回転角度は1周期半前の値で計算していることになり、制御に影響を及ぼす。そのため従来は割込み起動時に取り込んだ回転角度に対し、1周期半分(1.5周期分)の角度補償を行い、割込み起動時の電流演算において使用していた。
例えば、下記非特許文献1に記載のように、回転角度θreと電流指令値Id*およびIq*に基づいて、次制御周期の回転角度を補償して(1.5周期=150msec間の回転角度を補償して)電圧指令値を演算し、算出した電圧指令値に基づいてインバータの駆動信号を出力している。つまり、150msec後の回転角度を推定し、その推定された回転角度に基づいた電圧指令値を出力していることになる。なお、インバータの制御においては、上アーム側スイッチング素子(電源の正側に接続されたスイッチング素子)と下アーム側スイッチング素子(電源の負側に接続されたスイッチング素子)とが同時にオンになることを避けるため、一方がオフになってから短い遅れ時間後に他方がオンになるようにしており、この遅れ時間をデッドタイムという。
例えば、下記非特許文献1に記載のように、回転角度θreと電流指令値Id*およびIq*に基づいて、次制御周期の回転角度を補償して(1.5周期=150msec間の回転角度を補償して)電圧指令値を演算し、算出した電圧指令値に基づいてインバータの駆動信号を出力している。つまり、150msec後の回転角度を推定し、その推定された回転角度に基づいた電圧指令値を出力していることになる。なお、インバータの制御においては、上アーム側スイッチング素子(電源の正側に接続されたスイッチング素子)と下アーム側スイッチング素子(電源の負側に接続されたスイッチング素子)とが同時にオンになることを避けるため、一方がオフになってから短い遅れ時間後に他方がオンになるようにしており、この遅れ時間をデッドタイムという。
NEC V850E/IA1 ユーザーズマニュアル
前記のようにデッドタイムtdを設定した場合には、実際の回転角度と補償された回転角度(つまりPWMの中心と制御周期の中心)とは(td/2)のずれが生じて制御精度が悪くなる。つまり、デッドタイムはPWM出力の下アーム側立下りからtd、上アーム側立下りからtdのあいだ設けられる、という構成になっているので、PWM出力波形の中心が、PWM生成タイマの中心からデッドタイムtdの1/2だけずれてしまい、回転角度補償値がずれる、という問題があった。
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、デッドタイムを設定したことに起因する回転角度補償値のずれを解消して精度のよい電動機制御を可能にした電動機の制御装置を提供することを目的とする。
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、デッドタイムを設定したことに起因する回転角度補償値のずれを解消して精度のよい電動機制御を可能にした電動機の制御装置を提供することを目的とする。
上記の目的を達成するため、本発明においては、回転角度検出手段によって検出された回転角度に基づいて、次回のPWM制御周期の中央から(td/2)後の回転角度を推定する回転角度推定手段を備え、電圧指令値演算手段は、回転角度として前記回転角度推定手段で求めた推定回転角度を用いて電圧指令値を演算するように構成している。
デッドタイムを設定した方式の電動機制御においても、デッドタイムに起因する回転角度補償値のずれを解消することが出来るので、より精度のよい電動機制御が可能となり、過渡応答性能を向上させることが出来る、という効果がある。
図1は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。なお、本実施例は3相同期電動機(以下、3相モータと略記)を電気自動車の駆動用モータに適用したものとして説明するが、これに限られるものではない。
電気自動車においては、図示しないアクセル開度センサを用いてアクセル開度を検出して出力する。また、図示しないトルク指令値演算部はアクセル開度センサによって検出されたアクセル開度からトルク指令値T*を演算し、トルク指令値をデジタル信号として出力する。
電気自動車においては、図示しないアクセル開度センサを用いてアクセル開度を検出して出力する。また、図示しないトルク指令値演算部はアクセル開度センサによって検出されたアクセル開度からトルク指令値T*を演算し、トルク指令値をデジタル信号として出力する。
電流指令値演算部1では、入力した上記のトルク指令値T*と3相モータの回転角度θreとに基づき、予め定められたマップを参照してd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を出力する。それらの電流指令値は電流PI制御部2に入力される。
電流PI制御部2は、d軸電流指令値Id*とd軸電流値Id(現在値)との偏差に基づき比例積分演算を行ってd軸電圧指令値Vd*を出力し、同様にq軸電流指令値Iq*とq軸電流値Iq(現在値)との偏差に基づいてq軸電圧指令値Vq*を出力する。
電流PI制御部2は、d軸電流指令値Id*とd軸電流値Id(現在値)との偏差に基づき比例積分演算を行ってd軸電圧指令値Vd*を出力し、同様にq軸電流指令値Iq*とq軸電流値Iq(現在値)との偏差に基づいてq軸電圧指令値Vq*を出力する。
上記のd軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*は2相3相変換部3に与えられる。2相3相変換部3では、後述する回転角度推定部13によって推定された推定回転角度θre'に基づいて、d軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*から3相モータ7の3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*の瞬時値を算出して出力する。つまり電流PI制御部2からは回転子電流を直流化するために定義した軸(dq軸)上の電圧目標値が与えられるため、これをU、V、W各相の電圧指令値に戻すための逆変換を行う。
デューティ指令値演算部4では、3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*からPWM信号のデューティ指令値を演算する。
駆動信号出力部5は、デューティ指令値演算部4からのデューティ指令値と図示しない所定のキャリア信号(三角波や鋸歯状波など)とを比較することにより、駆動信号A〜Fを出力する。
インバータ6は上記駆動信号に応じて図示しない直流電源(バッテリ等)の電力を3相交流電力に変換し、3相モータ7を駆動する。なお、インバータ6の詳細については後述する。
駆動信号出力部5は、デューティ指令値演算部4からのデューティ指令値と図示しない所定のキャリア信号(三角波や鋸歯状波など)とを比較することにより、駆動信号A〜Fを出力する。
インバータ6は上記駆動信号に応じて図示しない直流電源(バッテリ等)の電力を3相交流電力に変換し、3相モータ7を駆動する。なお、インバータ6の詳細については後述する。
この際に流れる3相の各相電流のうち、U相実電流iuとV相実電流ivを電流センサ8−1、8−2でそれぞれ検出し、アナログ信号としてA/D変換部10へ送る。
A/D変換部10では、3相電流の総和が0になることを利用して、2相のiuとivから
iw=−(iu+iv)
の演算を行ってW相実電流iwを算出し、かつ、A/D変換を行ってデジタル信号の3相電流Iu、Iv、Iwを出力する。
A/D変換部10では、3相電流の総和が0になることを利用して、2相のiuとivから
iw=−(iu+iv)
の演算を行ってW相実電流iwを算出し、かつ、A/D変換を行ってデジタル信号の3相電流Iu、Iv、Iwを出力する。
3相/2相変換部11は、回転角度検出部12から出力された回転角θreとA/D変換部10から出力された電流Iu、Iv、Iwをd軸およびq軸の2相に変換して、d軸実電流値Idおよびq軸実電流値Iqとして出力し、前記電流PI制御部2にフィードバックする。
エンコーダ9は、3相モータ7の回転角度に応じた信号を出力する。
回転角度検出部12は、エンコーダ9からの信号に基づいて、3相モータ7の回転角度θre(3相モータ7の回転子の回転角度)を検出する。この回転角度θreは、前記3相2相変換部11における座標変換演算に用いられると共に、回転角度推定部13へ送られ、推定回転角度θre’の演算に用いられる。
回転角度検出部12は、エンコーダ9からの信号に基づいて、3相モータ7の回転角度θre(3相モータ7の回転子の回転角度)を検出する。この回転角度θreは、前記3相2相変換部11における座標変換演算に用いられると共に、回転角度推定部13へ送られ、推定回転角度θre’の演算に用いられる。
回転角度推定部13は、回転角度検出部12によって検出された現在の回転角度θreに基づいて次のPWM制御周期の回転角度θre'を推定演算する。すなわち後述する演算を行って、次回のPWM制御周期の中央からtd/2(デッドタイムtdの1/2)後の3相モータ7の回転角度θre'を推定する。
以上が図1の概略説明である。
以上が図1の概略説明である。
図2は、インバータ6の回路図である。
図2に示すように、インバータ6は、2個のスイッチング素子(トランジスタ)が直列接続された直列回路を3相分備え、前記2個のスイッチング素子の接続点から3相モータ7の3相巻線の各相に接続されたものであり、電源20の正側に接続された方のスイッチング素子21、23、25を上アーム側スイッチング素子、電源20の負側に接続された方のスイッチング素子22、24、26を下アーム側スイッチング素子と呼ぶ。
また、図6のA〜Fは各スイッチング素子を開閉する駆動信号であり、前記駆動信号出力部5から与えられる。各直列回路の上アーム側と下アーム側の駆動信号は、相互に逆相になっており、一つの直列回路における2個のスイッチング素子が同時にオンになることはないように制御する。例えば図2に破線で示したように、3相モータ7のU相からV相に電流を流す場合は、上アーム側の駆動信号Aと下アーム側の駆動信号Dが“Hi”、下アーム側の駆動信号Bと上アーム側の駆動信号Cが“Lo”となり、スイッチング素子21と24がオン、スイッチング素子22と23がオフになる。この際、下アーム側の駆動信号が“Lo”になるタイミングと上アーム側駆動信号が“Hi”になるタイミングには短い遅れ時間が設けてあり、この遅れ時間をデッドタイムtdと呼ぶ(図3参照)。
図2に示すように、インバータ6は、2個のスイッチング素子(トランジスタ)が直列接続された直列回路を3相分備え、前記2個のスイッチング素子の接続点から3相モータ7の3相巻線の各相に接続されたものであり、電源20の正側に接続された方のスイッチング素子21、23、25を上アーム側スイッチング素子、電源20の負側に接続された方のスイッチング素子22、24、26を下アーム側スイッチング素子と呼ぶ。
また、図6のA〜Fは各スイッチング素子を開閉する駆動信号であり、前記駆動信号出力部5から与えられる。各直列回路の上アーム側と下アーム側の駆動信号は、相互に逆相になっており、一つの直列回路における2個のスイッチング素子が同時にオンになることはないように制御する。例えば図2に破線で示したように、3相モータ7のU相からV相に電流を流す場合は、上アーム側の駆動信号Aと下アーム側の駆動信号Dが“Hi”、下アーム側の駆動信号Bと上アーム側の駆動信号Cが“Lo”となり、スイッチング素子21と24がオン、スイッチング素子22と23がオフになる。この際、下アーム側の駆動信号が“Lo”になるタイミングと上アーム側駆動信号が“Hi”になるタイミングには短い遅れ時間が設けてあり、この遅れ時間をデッドタイムtdと呼ぶ(図3参照)。
以下、回転角度推定部13における角度推定演算について説明する。
図3は、回転角度推定部13における角度推定演算を説明するためのタイムチャートであり、1周期100μsのPWM生成タイマの動作を示す。
図3は、回転角度推定部13における角度推定演算を説明するためのタイムチャートであり、1周期100μsのPWM生成タイマの動作を示す。
図3において、(1)および(2)に示した「PWM電流演算」は、図1において電流指令値演算部1でのトルク指令値T*入力からデューティ指令値演算部4でのデューティ指令値出力までの演算を行うことを示す。
3相同期モータ7のPWM電流制御において、制御演算を行うマイクロコンピュータではPWM生成タイマの0コンペアマッチの時点t1でPWM電流演算(1)を開始している。ここでは、推定回転角度演算と電流演算とを行い、最終的なPWMのデューティ指令値を演算する。ここで計算されたデューティ指令値は制御周期(演算周期)の1周期後(100μm後)の0コンペアマッチの時点t2で実際の指令値に反映される。そのため、PWMデューティの中心位置の時点t3で考えると、PWM電流制御で使用した回転角度θreは150μs前の値で計算していることになり、制御に影響を及ぼす。この影響を避けるため時点t1で取り込んだ回転角度θreに対し、150μs後の回転角度θre’を推定し、その推定回転角度θre’を回転角度として2相3相変換部3における電流演算に使用する。
3相同期モータ7のPWM電流制御において、制御演算を行うマイクロコンピュータではPWM生成タイマの0コンペアマッチの時点t1でPWM電流演算(1)を開始している。ここでは、推定回転角度演算と電流演算とを行い、最終的なPWMのデューティ指令値を演算する。ここで計算されたデューティ指令値は制御周期(演算周期)の1周期後(100μm後)の0コンペアマッチの時点t2で実際の指令値に反映される。そのため、PWMデューティの中心位置の時点t3で考えると、PWM電流制御で使用した回転角度θreは150μs前の値で計算していることになり、制御に影響を及ぼす。この影響を避けるため時点t1で取り込んだ回転角度θreに対し、150μs後の回転角度θre’を推定し、その推定回転角度θre’を回転角度として2相3相変換部3における電流演算に使用する。
また、デッドタイムtdはデッドタイムタイマにより設定されるが、デッドタイムtdが下アーム側駆動信号の立ち下がり時点t4後、および上アーム側駆動信号の立ち下がり時点t5後に設定される場合には、デッドタイムtd=5μsとすれば、PWMデューティの中心が前記の時点t3から2.5μs(5/2=2.5μs)ずれてしまう。そのため、本発明では時点t1で取り込んだ回転角度θreに対し、152.5μs後の回転角度θre'を推定し、回転角度として電流演算で使用するように構成している。
次に、角度推定演算の具体的な方法について説明する。
図4は、角度推定演算の方法を説明するためのタイムチャートである。
図4において、前々回演算時の回転角度をθre_z2、前回演算時の回転角度をθre_z、今回演算時の回転角度をθre、前回回転角度偏差を△θre_z、今回回転角度偏差を△θreとすると、
△θre_z=θre_z−θre_z2 であり、
△θre=θre−θre_z である。
図4は、角度推定演算の方法を説明するためのタイムチャートである。
図4において、前々回演算時の回転角度をθre_z2、前回演算時の回転角度をθre_z、今回演算時の回転角度をθre、前回回転角度偏差を△θre_z、今回回転角度偏差を△θreとすると、
△θre_z=θre_z−θre_z2 であり、
△θre=θre−θre_z である。
ここで△θre_z、△θreは、1制御周期100μsの間に進んだ角度偏差であり、152.5μs後における角度補正量は上記の二つの偏差の平均値の1.525倍(152.5μs/100μs)と考えられる。
一般化すれば、現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間と1制御周期との比を2制御周期分の偏差の平均値に乗算した値が角度補正量となり、推定回転角度θre'は検出した回転角度の現在値θreに上記の角度補正量を加算した値となる。
一般化すれば、現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間と1制御周期との比を2制御周期分の偏差の平均値に乗算した値が角度補正量となり、推定回転角度θre'は検出した回転角度の現在値θreに上記の角度補正量を加算した値となる。
したがって推定回転角度θre'は、下記の式で示される。
θre'=θre+〔(△θre+△θre_z)/2〕×(α/T)
ただし、α:現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間
T:制御周期
なお、前記の例においては、現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間αは、1制御周期の1.5倍(150μs)にデッドタイムtdの1/2(2.5μs)を加算した値、つまり
α=1.5T+0.5td
となる。
例えば、制御周期Tを100μs、デッドタイムtdを5μsとすれば、推定回転角度θre'は、
θre'=θre+〔(△θre+△θre_z)/2〕×1.525
となる。
上記の演算で算出された推定回転角度θre'を2相3相変換部3における演算で使用する。
θre'=θre+〔(△θre+△θre_z)/2〕×(α/T)
ただし、α:現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間
T:制御周期
なお、前記の例においては、現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間αは、1制御周期の1.5倍(150μs)にデッドタイムtdの1/2(2.5μs)を加算した値、つまり
α=1.5T+0.5td
となる。
例えば、制御周期Tを100μs、デッドタイムtdを5μsとすれば、推定回転角度θre'は、
θre'=θre+〔(△θre+△θre_z)/2〕×1.525
となる。
上記の演算で算出された推定回転角度θre'を2相3相変換部3における演算で使用する。
本実施例の構成によれば、デッドタイムを設定した場合に、2相3相変換部の演算精度を上げて、より精度の高いモータ制御が可能となり、過渡応答性能を向上させることが出来る。
1…電流指令値演算部 2…電流PI制御部
3…2相3相変換部 4…デューティ指令値演算部
5…駆動信号出力部 6…インバータ
7…3相モータ 8−1、8−2…電流センサ
9…エンコーダ 10…A/D変換部
11…3相2相変換部 12…回転角度検出部
13…回転角度推定部
3…2相3相変換部 4…デューティ指令値演算部
5…駆動信号出力部 6…インバータ
7…3相モータ 8−1、8−2…電流センサ
9…エンコーダ 10…A/D変換部
11…3相2相変換部 12…回転角度検出部
13…回転角度推定部
Claims (4)
- トルク指令値に基づいて電流指令値を算出する電流指令値演算手段と、
電動機の巻線に流れる電流である実電流を検出する実電流検出手段と、
電動機の回転子の回転角度を検出する回転角度検出手段と、
前記電流指令値と前記実電流値と前記回転角度とに基づいて、電動機の各相の電圧指令値を算出する電圧指令値演算手段と、
前記電圧指令値に基づいて、PWM信号のデューティ指令値を算出するデューティ指令値演算部と、
上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との直列回路を電動機の相数分備え、各直列回路の上アーム側が電源の正側に、下アーム側が電源の負側に接続され、前記両スイッチング素子の接続点から電動機の各相巻線に接続されたインバータと、
前記デューティ指令値と所定のキャリア信号とを比較し、キャリア信号がデューティ指令値以上となった時点から所定のデッドタイムtd後に前記上アーム側スイッチング素子をオンし、キャリア信号がデューティ指令値以下となった時点でオフすると共に、キャリア信号がデューティ指令値以上となった時点で前記下アーム側スイッチング素子をオフし、キャリア信号がデューティ指令値以下となった時点から所定のデッドタイムtd後にオンする様に前記インバータの各スイッチング素子を駆動する駆動信号を出力する駆動信号出力手段と、を備えた電動機の制御装置であって、
前記回転角度検出手段によって検出された回転角度に基づいて、次回のPWM制御周期の中央から(td/2)後の回転角度を推定する回転角度推定手段を備え、
前記電圧指令値演算手段は、回転角度として前記回転角度推定手段で求めた推定回転角度を用いて前記電圧指令値を演算することを特徴とする電動機の制御装置。 - 前記電流指令値演算手段は、トルク指令値に基づいてd軸およびq軸の電流指令値を算出し、前記実電流検出手段は、電動機の各相に流れる電流をd軸およびq軸に変換してd軸およびq軸の実電流値を検出し、前記電圧指令値演算手段は、前記d軸およびq軸の電流指令値とd軸およびq軸の実電流値と回転角度推定手段に求められた推定回転角度から電圧指令値を算出することを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。
- 前記回転角度推定手段は、前記回転角検出手段によって検出された回転角から前々回のPWM制御周期間の回転角度の変化量△θre_zと、前回のPWM制御周期間の回転角度の変化量△θreとを算出し、該算出した前々回の変化量△θre_zと前回の変化量△θreとの平均値を求め、現在から次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間と前記平均値とに基づいて推定回転角度θre'を算出することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電動機の制御装置。
- 前記回転角度推定手段は、推定回転角度θre'を下記の数式に基づいて算出することを特徴とする請求項3に記載の電動機の制御装置。
θre'=θre+〔(△θre+△θre_z)/2〕×(α/T)
ただし、
θre':推定回転角度
θre:検出した現在の回転角度
△θre:前回のPWM制御周期間の電動機の回転角度の変化量
△θre_z:前々回のPWM制御周期間の電動機の回転角度の変化量
α:現在から、次回のPWM制御周期の中央より(td/2)後までの時間
T:1PWM制御周期
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008054466A (ja) * | 2006-08-28 | 2008-03-06 | Nissan Motor Co Ltd | 電動機制御装置 |
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2003
- 2003-08-05 JP JP2003286869A patent/JP2005057901A/ja active Pending
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