JP2009213336A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流モータの回転数が高くも低くもない中回転数領域で交流モータの運転効率の向上および出力トルクの確保を両立させる技術を提案する。
【解決手段】モータ１の回転数が高い高回転数領域で所定の第１電圧振幅を矩形波により前記モータに印加する矩形波電圧制御手段４３と、前記高回転数領域よりもモータの回転数が低い低回転数領域で、ｄｑ軸電流制御における最大効率制御を行う、目標トルクに応じて前記第１電圧振幅よりも小さい電圧振幅をパルス幅変調により前記モータに印加するＰＷＭ電圧制御手段４１と、を具えたモータ制御装置において、ｄｑ軸電流制御における弱め磁束制御の電圧振幅よりも大きい制限電圧振幅を前記モータに印加する電圧振幅制限制御手段４２を設け、前記矩形波電圧制御手段による高回転数領域と前記ＰＷＭ電圧制御手段による低回転数領域との間の中間回転数領域において、電圧振幅制限制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源からの直流電圧を交流波形に変換するインバータ回路を具え、スイッチング素子のオンオフ動作により要求される電圧振幅を具えた交流波形を生成して、この電圧振幅をモータに印加するモータ制御装置に関するものである。

バッテリの直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、変換した交流電圧をモータに印加してモータを運転するにあたり、この交流電圧の波形を変化させることによってモータの運転制御を行うことが常套である。具体的には、インバータに内蔵されたスイッチング素子がモータ制御装置によってオンオフされ、オンオフ時間およびオンオフ回数によって交流電圧を変化させる。

ここで、オンオフ時間のデューティー比を変化させる制御をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）といい、オンオフを電動機の回転に同期させ（オンオフを電動機の電気角周波数と同じ周波数とし）、オンオフの位相を変化させる制御を矩形波制御という。インバータをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）したり、矩形波制御したりしてモータを駆動するモータ制御装置の発明としては従来、例えば特許文献１および特許文献２に記載のごときものが知られている。

特許文献１に記載の交流電動機の駆動制御装置では、矩形波制御への切り替えの瞬間に電圧位相制御でトルクを合わせながら変調率（電圧振幅）を矩形波まで上げるよう制御している（ｄｑ軸電流制御は過変調ＰＷＭとならない場合を前提としている）。また、特許文献２に記載の交流電動機の駆動制御装置では、ｄｑ軸電流制御で過変調ＰＷＭ状態で動作させ、電圧振幅と矩形波とが一致したら矩形波に切り替えるよう制御している。いずれも、図２２に示すように、モータの回転数とトルクとを軸に取った平面で動作状態を表すと、ｄｑ軸電流制御（ＰＷＭ）の最大効率制御と矩形波制御との２つの状態となっている。
特開２０００−５０６８６号公報 特開２００２−２２３５９０号公報

図２２に示す上記従来技術のように、矩形波制御の領域までをｄｑ軸電流制御の最大効率（最小電流最大トルク）制御を行っている場合、すなわち、矩形波制御による高回転領域とＰＷＭ制御による低回転領域との間の中回転領域を矩形波制御する場合は、低回転から矩形波制御を行うことになり、モータのインピーダンスは高回転になる程低下する為、低回転で矩形波制御を行うと高調波が大きくなり、トルクが振動的になったり、高調波分の損失が増えて効率が悪化したりする問題があった。

一方、上述した従来技術とは異なり、図２３に示すように、矩形波制御の領域までを弱め磁束制御を用いる事によってｄｑ軸電流制御を行っている場合、すなわち、矩形波制御による高回転領域とＰＷＭ制御による低回転領域との間の中回転領域を弱め磁束制御を用いるｄｑ軸電流制御を行う場合は、電流制御が電圧不足となって制御が失陥しないように、個体ばらつきやモータ温度状態を鑑みて電圧余裕代を取らなくてはならず、電圧余裕代を取るためには多くの電流が必要となり、損失が増えて効率が悪化するという問題があった。

本発明は、上述した実情を踏まえ、中回転領域においてモータの運転効率を向上させるモータ制御装置を提案することを目的とする。

この目的のため本発明によるモータ制御装置は、請求項１に記載のごとく、
モータの回転数が高い高回転数領域で所定の第１電圧振幅を矩形波により前記モータに印加する矩形波電圧制御手段と、前記高回転数領域よりもモータの回転数が低い低回転数領域で、ｄｑ軸電流制御における最大効率制御を行う、目標トルクに応じて前記第１電圧振幅よりも小さい電圧振幅をパルス幅変調により前記モータに印加するＰＷＭ電圧制御手段と、を具えることを前提とする。
そして、ｄｑ軸電流制御における弱め磁束制御の電圧振幅よりも大きい制限電圧振幅を前記モータに印加する電圧振幅制限制御手段を設け、前記矩形波電圧制御手段による高回転数領域と前記ＰＷＭ電圧制御手段による低回転数領域との間の中間回転数領域において、電圧振幅制限制御を行うことを特徴としたものである。

かかる本発明のモータ制御装置によれば、モータの回転数が中回転数領域にあるときは、電圧振幅制限制御によって、ｄｑ軸電流制御における弱め磁束制御の電圧振幅よりも大きい制限電圧振幅をモータに印加することから、ｄｑ軸電流における弱め磁束制御よりも電圧を高くすることが可能であり、モータの運転効率の悪化を防止することができる。また、矩形波による高調波の損失がないため、矩形波制御よりもモータの運転効率が向上する。

以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づき詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例になるモータ制御装置を具えたモータおよびインバータの全体構成を示すブロック図であり、ハイブリッド自動車ないし電気自動車の駆動系の一部として好適なものである。図示しない車輪を駆動する３相交流モータ１はインバータ２と電気的に接続する。インバータ２は直流電源であるバッテリ３と電気的に接続する。インバータ２はバッテリ３の直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ１の図示しない駆動用コイルに印加する。インバータ２は、モータ１の目標トルクおよび回転数に応じて、この交流電圧の波形および電圧振幅を適宜、生成する。このためインバータ２は、コントローラ４によって制御される。コントローラ４はインバータ２にスイッチング指令を与えて、インバータ２内部に設けた複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。

これがためコントローラ４には、モータ１の図示しない駆動用コイルを流れる三相交流電流のうちU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖを検出する電流センサ５からの信号と、モータ１の回転子位相（電気角ともいう）θを検出する位置検出器６からの信号と、バッテリ３の直流電圧値ｖｄｃを検出する電圧センサ７からの信号と、目標トルクT*と、バッテリ３の直流電圧ｖｄｃとを入力する。なお、位置検出器６として公知のレゾルバまたはエンコーダを用いる。

インバータ２を制御するための上記スイッチング指令は、パルス幅変調制御（PMW制御）を用いて目標トルクT*に応じた電圧振幅を生成する任意電圧制御４１および電圧振幅制限制御４２と、回転数が高い高回転領域に好適な所定の電圧振幅を生成する矩形波制御４３と、により行う。これら３種類の制御から、コントローラ４の選択部４４が後述する選択ロジックにより１種類を適宜選択して行う。

まず、任意電圧制御４１につき図２のブロック図に沿って説明する。

図２中、第１座標変換部１０１は、回転子位相θ、三相電流値であるU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖから、以下に示す数１に基づき、ｄ軸電流値iｄ［Ａ］、ｑ軸電流値iｑ［Ａ］を算出する。

微分を行う微分部１０２は、電動機の回転子位相θを微分してモータ１の回転子の角速度（電気角）である回転数ω［ｒａｄ／ｓ］を算出する。
ω＝ｄθ／ｄｔ

テーブル参照部１０３は、周知のマップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、ｄ軸電流目標値id*［Ａ］、ｑ軸電流目標値iq*［Ａ］、ｄ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’［Ｖ］及びｑ軸干渉電圧指令値ｖｑ’’［Ｖ］を求める。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部１０４は、ｄｑ軸電流目標値id*,iq*とｄｑ軸電流値id,iqとから、以下の数２に基づき、ｄ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’［Ｖ］、ｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｑ’［Ｖ］を算出する。

但し、Ｋｐｄ：ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ：ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

非干渉制御を行う非干渉制御部１０５は、ｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値とｄｑ軸干渉電圧比例値とから、以下の数３に基づき、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ［Ｖ］、ｖｑ［Ｖ］を算出する。

但し、ωｃ［ｒａｄ］：電流応答カットオフ角周波数、ｓ：ラプラス演算子である。

進み補償を行う進み補償部１０６は、回転子位相θから進み補償後のモータ１の回転子位相（電気角）θ’［ｒａｄ］を算出する。
θ’＝θ＋（ｄθ／ｄｔ）・Δｔ
但し、Δｔ［ｓ］＝進み補償時間である。

第２座標変換部１０７は、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値、および進み補償後の電動機の回転子位相（電気角）θ’から、以下の数４に基づき、三相電圧指令値ｖｕ［Ｖ］、ｖｖ［Ｖ］、ｖｗ［Ｖ］を算出する。

ＰＷＭ制御によるスイッチング指令を生成するＰＷＭ変換部１０８は、三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと直流電圧値ｖｄｃとから、以下の数５に基づき、スイッチング指令であるＰＷＭデューティー比ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を算出する。

説明を図１に戻すと、選択部４４が上述した任意電圧制御４１を選択する間コントローラ４はスイッチング指令をインバータ２に出力し、インバータ２内部のスイッチング素子のオンオフ時間を、ＰＷＭデューティー比ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］となるよう操作する。任意電圧制御４１は、弱め磁束制御を併用するものではないことから、モータ１の回転数ωが低く、誘起電圧の影響を無視できる場合の運転に適する。任意電圧制御４１はまた、正弦波電圧波形をモータ１のコイルに印加することから、高調波成分を含むことなく、効率よくモータ１を運転することができる。任意電圧制御４１はさらに、目標トルクT*に最も適合する電圧振幅を、つまり目標トルクT*に応じた電圧振幅をバッテリ３の直流電圧ｖｄｃ等との関係で何ら制限をかけることなく任意に、モータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きい場合の運転に適する。以上より、任意電圧制御４１によればモータ１の出力トルクが大きく回転数の低い運転領域で効率よく運転することができる。
なお、任意電圧制御における電圧ベクトルは、理論上の上限値ｖｄｃ／√２以下である。

次に、電圧振幅制限制御４２につき図３〜図１１のブロック図に沿って説明する。
この制御の主な点は、上述した任意電圧制御４１のように、先にｄｑ軸電圧指令値ｖｄ［Ｖ］、ｖｑ［Ｖ］を求める結果として、電圧振幅が任意に決まるものではない。つまり、電圧振幅に制限をかけて先に電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を決定することにある。

まず電圧振幅制限制御４２の第１実施例について説明する。図３中、第１座標変換部２０１は、前述した第１座標変換部１０１と同様であり、回転子位相θ、三相電流値であるU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖから、前述の数１に基づき、ｄ軸電流値iｄ［Ａ］、ｑ軸電流値iｑ［Ａ］を算出する。

トルク検出部２０２は、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから、以下の式に基づきモータ１が出力するトルク検出値Ｔを算出する。
Ｔ＝ｐ×｛Φａ×ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ｝
但し、ｐ：モータ１の極対数、Φａ：モータ１内部の磁石磁束［ｗｂ］、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
磁石磁束Φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、およびｑ軸インダクタンスＬｑは固定値としてもよいし、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑからマップまたはテーブルを参照して求めてもよい。
また、トルク検出値Ｔを、以下の数６に基づき電力から算出してもよい。

但し、Ｐloss：電力損失［Ｗ］
電力損失Ｐlossは、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑ、後述するｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑから数式に基づき算出するか、マップまたはテーブルを参照して求める。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２０３は、目標トルクT*とトルク検出値Ｔとから以下の数７に基づき電圧位相角α［ｒａｄ］を算出する。電圧位相角αはｑ軸と電圧ベクトルのなす角である。

但し、Ｋｐ0：比例ゲイン、Ｋｉ0：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

微分を行う微分部２０４は、電動機の回転子位相θを微分してモータ１の回転子の角速度（電気角）である回転数ω［ｒａｄ／ｓ］を算出する。
ω＝ｄθ／ｄｔ

テーブル参照部２０５は、マップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、電流振幅つまり電圧ベクトルの絶対値ｖａ［Ｖ］を求める。ここでｖａは、
ｖａ＝√（ｖｄ^２＋ｖｑ^２） である。
ここで求めた電圧ベクトル絶対値ｖａは、前述した任意電圧制御４１の非干渉制御部１０５によって算出すれば得られるであろうｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑ に係る電圧ベクトル絶対値よりも小さくなるよう制限された電圧振幅である。ここで、任意電圧制御は、ｄｑ軸電流制御の最大効率（最小電流最大トルク）制御のことを意味する。
つまり前述した任意電圧制御４１では、電圧ベクトル絶対値を直接に求めることなくｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを個々に算出することから、結果として電圧ベクトル絶対値√（ｖｄ^２＋ｖｑ^２）が任意に定まる。これに対し、電圧振幅制限制御４２では、まず電圧ベクトル絶対値ｖａを求め、次にこの電圧ベクトル絶対値ｖａに基づきｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを算出することから、電圧ベクトル絶対値ｖａは任意に定まるものではない。

ｄｑ軸電圧算出部２０６は、電圧ベクトル絶対値ｖａと電圧位相角αとから、以下の数８に基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑを算出する。

進み補償を行う進み補償部２０７は、回転子位相θから進み補償後のモータ１の回転子位相（電気角）θ’［ｒａｄ／ｓ］を算出する。
θ’＝θ＋（ｄθ／ｄｔ）・Δｔ
但し、Δｔ［ｓ］＝進み補償時間である。

第２座標変換部２０８は、前述した第２座標変換部１０７と同様であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ、ｑ軸電圧指令値ｖｑ、および進み補償後の電動機の回転子位相（電気角）θ’から、上述した数４に基づき、三相電圧指令値ｖｕ［Ｖ］、ｖｖ［Ｖ］、ｖｗ［Ｖ］を算出する。

ＰＷＭ制御によるスイッチング指令を生成するＰＷＭ変換部２０９は、前述したＰＷＭ変換部１０８と同様であり、三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと直流電圧値ｖｄｃとから、前述した数５に基づき、スイッチング指令であるＰＷＭデューティー比ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を算出する。

説明を図１に戻すと、選択部４４が上述した電圧振幅制限制御４２を選択する間コントローラ４は、インバータ２内部のスイッチング素子のオンオフ時間を、ＰＷＭデューティー比ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］となるよう操作する。電圧振幅制限制御４２は、目標トルクT*に最も適合する電圧振幅に対応する正弦波電圧波形ではなく、当該電圧振幅に制限を設けた正弦波電圧波形をモータ１のコイルに印加することから、モータ１回転数に比例して発生する誘起電圧をある程度低減することができる。また、正弦波電圧波形であることから高調波成分が比較的少なく、エネルギー損失を軽減してある程度効率的にモータ１を運転することができる。このように電圧振幅制限制御４２は、目標トルクT*に最も適合する電圧振幅よりも小さい電圧振幅をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域の運転になる。
なお、電圧振幅制限制御における電圧ベクトルは、理論上ｖｄｃ／√２〜√６／π＊Ｖｄｃである。

次に電圧振幅制限制御４２の第2実施例につき図４のブロック図に沿って説明する。
この第２実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。またｑ軸電流制御を行う。

図４中、前述した図３に示す第１実施例と同一の構成部分については同一の符号を付して説明を省略し、異なる構成部分については、新たに符号を付して説明する。

第２実施例は、微分部２０４と、テーブル参照部２１１と、第１座標変換部２１０と、ＰＩ制御部２１２と、ｄｑ軸電圧算出部２０６と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。
第１座標変換部２１０は、前述した第１座標変換部２０１と略同様であり、回転子位相θ、三相電流値であるU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖから、前述の数１に基づき、ｑ軸電流値iｑ［Ａ］を算出する。

テーブル参照部２１１は、マップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、ｑ軸電流目標値ｉｑ*および電圧ベクトルの絶対値ｖａ［Ｖ］を求める。ここでｖａは、 ｖａ＝√（ｖｄ^２＋ｖｑ^２） であり、電圧ベクトル絶対値ｖａは、前述した任意電圧制御４１の非干渉制御部１０５によって算出すれば得られるであろうｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑ に係る電圧ベクトル絶対値よりも小さくなるよう制限された電圧振幅になる。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２１２は、ｑ軸電流目標値ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとから以下の数９に基づき電圧位相角α［ｒａｄ］を算出する。電圧位相角αはｑ軸と電圧ベクトルのなす角である。

但し、Ｋｐ1：比例ゲイン、Ｋｉ1：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

上述した第２実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さい電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第３実施例につき図５のブロック図に沿って説明する。
この第３実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。また、電流を制御せずに電圧位相角αを操作する。

図５中、前述した図３に示す第１実施例と同一の構成部分については同一の符号を付して説明を省略し、異なる構成部分については、新たに符号を付して説明する。また特に断り書きのない限り、図５以降に示す他の実施例においても同一の構成部分については同一の符号を付して説明を省略する。

第３実施例は、微分部２０４と、テーブル参照部２１３と、ローパスフィルタ２１４と、ｄｑ軸電圧算出部２０６と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

テーブル参照部２１３は、マップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、フィルタ前電圧位相角α´［ｒａｄ］および電圧ベクトルの絶対値ｖａ［Ｖ］を求める。ここでｖａは、
ｖａ＝√（ｖｄ^２＋ｖｑ^２） である。

ローパスフィルタ２１４は以下の数１０に基づき、フィルタ前電圧位相角α´から高周波の成分を除去して電圧位相角αを算出する。これにより、モータ１の駆動コイル（図示せず）に流れる電流が振動することを低減する。

但し、Ｓ：ラプラス演算子、ω_ｃ’：カットオフ角周波数である。

上述した第３実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さい電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第４実施例につき図６のブロック図に沿って説明する。
この第４実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。また目標トルクおよびトルク検出値からｄ軸電圧指令値ｖｄを求め、次にｑ軸電圧指令値ｖｑを求める。

第４実施例は、第１座標変換部２０１と、トルク検出部２０２と、ＰＩ制御部２１５と、微分部２０４と、テーブル参照部２０５と、ｑ軸電圧算出部２１６と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２１５は、目標トルクT*とトルク検出値Ｔとから以下の数１１に基づきｄ軸電圧指令値ｖｄ［Ｖ］を算出する。

但し、Ｋｐ2：比例ゲイン、Ｋｉ2：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

ｑ軸電圧算出部２１６は、電圧ベクトル絶対値ｖａとｄ軸電圧指令値ｖｄとから以下の式に基づきｑ軸電圧指令値ｖｑを算出する。
ｖｑ＝√（ｖａ²−ｖｄ²）

上述した第４実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さい電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第５実施例につき図７のブロック図に沿って説明する。
この第５実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。またｑ軸電流目標値およびｑ軸電流値からｄ軸電圧指令値ｖｄを求め、次にｑ軸電圧指令値ｖｑを求める。

第５実施例は、第１座標変換部２１０と、微分部２０４と、テーブル参照部２１１と、ＰＩ制御部２１７と、ｑ軸電圧算出部２１６と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２１７は、ｑ軸電流目標値ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとから以下の数１２に基づきｄ軸電圧指令値ｖｄ［Ｖ］を算出する。

但し、Ｋｐ3：比例ゲイン、Ｋｉ3：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

上述した第５実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さい電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第６実施例につき図８のブロック図に沿って説明する。
この第６実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。また、電流を制御せずにｄ軸電圧指令値を操作する。

第６実施例は、微分部２０４と、テーブル参照部２１８と、ローパスフィルタ２１９と、ｑ軸電圧算出部２１６と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

テーブル参照部２１８は、マップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、フィルタ前ｄ軸電圧指令値ｖｄ´［Ｖ］および電圧ベクトルの絶対値ｖａ［Ｖ］を求める。

ローパスフィルタ２１９は以下の数１３に基づき、フィルタ前ｄ軸電圧指令値ｖｄ´から高周波の成分を除去してｄ軸電圧指令値ｖｄを算出する。これにより、モータ１の駆動コイル（図示せず）に流れる電流が振動することを低減する。

但し、Ｓ：ラプラス演算子、ω_ｃ’：カットオフ角周波数である。

上述した第６実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さい電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第７実施例につき図９のブロック図に沿って説明する。
この第７実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。この電圧振幅は前述した任意電圧制御４１のようにｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑから求まる値ではなく、制限された値である。また目標トルクおよびトルク検出値からｑ軸電圧指令値ｖｑを求め、次にｄ軸電圧指令値ｖｄを求める。

第７実施例は、第１座標変換部２０１と、トルク検出部２０２と、ＰＩ制御部２２０と、微分部２０４と、テーブル参照部２０５と、ｄ軸電圧算出部２２１と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２２０は、目標トルクT*とトルク検出値Ｔとから以下の数１４に基づきｑ軸電圧指令値ｖｑ［Ｖ］を算出する。

但し、Ｋｐ4：比例ゲイン、Ｋｉ4：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

ｄ軸電圧算出部２２１は、電圧ベクトル絶対値ｖａとｑ軸電圧指令値ｖｑとから以下の式に基づきｄ軸電圧指令値ｖｄを算出する。
ｖｄ＝−√（ｖａ²−ｖｑ²）

上述した第７実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さく制限した電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、任意電圧制御４１よりも誘起電圧を低減することが可能になる。したがって電圧振幅制限制御４２は、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、電圧振幅制限制御４２の第８実施例につき図１０のブロック図に沿って説明する。
この第８実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。この電圧振幅は前述した任意電圧制御４１のようにｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑから求まる値ではなく、制限された値である。またｑ軸電流目標値およびｑ軸電流値からｑ軸電圧指令値ｖｑを求め、次にｄ軸電圧指令値ｖｄを求める。

第８実施例は、第１座標変換部２１０と、微分部２０４と、テーブル参照部２１１と、ＰＩ制御部２２２と、ｄ軸電圧算出部２２１と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部２２２は、ｑ軸電流目標値ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとから以下の数１２に基づきｄ軸電圧指令値ｖｑ［Ｖ］を算出する。

但し、Ｋｐ5：比例ゲイン、Ｋｉ5：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

上述した第８実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さく制限した電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、任意電圧制御４１よりも誘起電圧を低減することが可能になる。したがって電圧振幅制限制御４２は、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転するのに適する。

次に、電圧振幅制限制御４２の第９実施例につき図１１のブロック図に沿って説明する。
この第９実施例も電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）を求める。また、電流を制御せずにｑ軸電圧指令値を操作する。

第９実施例は、微分部２０４と、テーブル参照部２２３と、ローパスフィルタ２２４と、ｄ軸電圧算出部２２０と、進み補償部２０７と、第２座標変換部２０８と、ＰＷＭ変換部２０９よりなる。

テーブル参照部２２３は、マップないし関数を参照し、目標トルクT*［Ｎ・ｍ］および回転数ωから、フィルタ前ｑ軸電圧指令値ｖｑ´［Ｖ］および電圧ベクトルの絶対値ｖａ［Ｖ］を求める。

ローパスフィルタ２２４は以下の数１６に基づき、、フィルタ前ｑ軸電圧指令値ｖｑ´から高周波の成分を除去してｑ軸電圧指令値ｖｑを算出する。これにより、モータ１の駆動コイル（図示せず）に流れる電流が振動することを低減する。

但し、Ｓ：ラプラス演算子、ω_ｃ’：カットオフ角周波数である。

上述した第９実施例になる電圧振幅制限制御４２も、任意電圧制御４１によって求めれば得られるであろう電圧振幅よりも小さく制限した電圧振幅（電圧ベクトル絶対値ｖａ）をモータ１の駆動コイル（図示せず）に印加することから、任意電圧制御４１よりも誘起電圧を低減することが可能になる。したがって電圧振幅制限制御４２は、モータ１の出力トルクが大きくなく、かつ、モータ１の回転数が大きくも小さくもない中回転数領域でエネルギー損失を軽減して効率よく運転できる。

次に、矩形波制御４３につき図１２のブロック図に沿って説明する。

図１２中、第１座標変換部３０１は、前述した第１座標変換部１０１と同様であり、回転子位相θ、三相電流値であるU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖから、前述の数１に基づき、ｄ軸電流値iｄ［Ａ］、ｑ軸電流値iｑ［Ａ］を算出する。

トルク検出部３０２は、前述したトルク検出部２０２と同様の構成を有し、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから、以下の式に基づきモータ１が出力するトルク検出値Ｔを算出する。
Ｔ＝ｐ×｛Φａ×ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ｝
但し、ｐ：モータ１の極対数、Φａ：モータ１内部の磁石磁束［ｗｂ］、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
磁石磁束Φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、およびｑ軸インダクタンスＬｑは固定値としてもよいし、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑからマップまたはテーブルを参照して求めてもよい。
また、トルク検出値Ｔを、前述した数６に基づき電力から算出してもよい。

ＰＩ制御を行うＰＩ制御部３０３は、前述したＰＩ制御部２０３と同様の構成を有し、目標トルクT*とトルク検出値Ｔとから前述した数７に基づき電圧位相角α［ｒａｄ］を算出する。電圧位相角αはｑ軸と電圧ベクトルのなす角である。

矩形波を発生するためのスイッチング指令を生成する矩形波発生部３０４は、図１３に示すように、モータ１の回転子位相（電気角ともいう）θおよび電圧位相角αから、三相電圧指令値ｖｕ［Ｖ］、ｖｖ［Ｖ］、ｖｗ［Ｖ］を求める。ここで、三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗは矩形波であって、それぞれ位相が１２０°ずつ異なる。

説明を図１に戻すと、選択部４４が上述した矩形波制御４３を選択する間コントローラ４は、インバータ２内部のスイッチング素子のオンオフ回数を、上述および図１３に示す三相電圧の矩形波指令値となるよう操作する。このように矩形波制御４３は、正弦波電圧波形ではなく、矩形波電圧波形をモータ１のコイルに印加することから、損失が小さい。また、高回転数領域にあってはインピーダンスの増大により高調波成分の影響が小さくなり、エネルギー損失が軽減されてある程度効率的にモータ１を運転することができる。このように矩形波制御４３は、モータ１の出力トルクが小さく、かつ、モータ１の回転数が大きい高回転数領域の運転に適する。

上述した矩形波制御４３は、以下に説明する第２および第３実施例によっても達成可能である。

第2実施例につき図１４のブロック図に沿って説明する。この実施例はｑ軸電流に基づきトルクを決定するものである。図１４中、前述した図１２に示す第１実施例と同一の構成部分については同一の符号を付して説明を省略し、異なる構成部分については、新たに符号を付して説明する。

第２実施例は、第１座標変換部３０５と、微分部３０６と、テーブル参照部３０７と、ＰＩ制御部３０８と、矩形波発生部３０４よりなる。

第１座標変換部３０５は、前述した第１座標変換部３０１と略同様であり、回転子位相θ、三相電流値であるU相電流ｉｕおよびV相電流ｉｖから、前述の数１に基づき、ｑ軸電流値iｑ［Ａ］を算出する。

微分部３０６は、前述した微分部１０２と同様に構成され、電動機の回転子位相θを微分してモータ１の回転子の角速度（電気角）である回転数ω［ｒａｄ／ｓ］を算出する。
ω＝ｄθ／ｄｔ

テーブル参照部３０７は、周知のマップないし関数を参照し、目標トルクT*と直流電圧値ｖｄｃと回転数ωとから、ｑ軸電流目標値ｉｑ*［Ａ］を求める。

ＰＩ制御部３０８は、前述したＰＩ制御部２１２と同様に構成され、ｑ軸電流目標値ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとから前述した数９に基づき電圧位相角α［ｒａｄ］を算出する。電圧位相角αはｑ軸と電圧ベクトルのなす角である。

矩形波制御４３はこの第２実施例によっても、エネルギー損失を軽減してある程度効率的にモータ１を運転することができる。

矩形波制御４３の第３実施例につき図１５のブロック図に沿って説明する。この実施例は電流の制御をしない場合の矩形波制御である。図１５中、前述した図１２および図１４に示す第１・第２実施例と同一の構成部分については同一の符号を付して説明を省略し、異なる構成部分については、新たに符号を付して説明する。

第３実施例は、微分部３０６と、テーブル参照部３０９と、ローパスフィルタ３１０と、矩形波発生部３０４よりなる。

テーブル参照部３０９は、周知のマップないし関数を参照し、目標トルクT*と回転数ωとから、フィルタ前電圧位相角α´［ｒａｄ］を求める。

ローパスフィルタ３１０は、前述したローパスフィルタ２１４と同様に構成され、前述した数１０に基づき、フィルタ前電圧位相角α´から高周波の成分を除去して電圧位相角αを算出する。これにより、モータ１の駆動コイル（図示せず）に流れる電流が振動することを低減する。

矩形波制御４３はこの第３実施例によっても、エネルギー損失を軽減してある程度効率的にモータ１を運転することができる。

これまで説明したように、コントローラ４は任意電圧制御４１と電圧振幅制限制御４２と矩形波制御４３との３種類のスイッチング指令をすることが可能であり、図１に戻す選択部４４が、これら３種類のスイッチング指令のうちから１を選択してインバータ２を制御する。 基本的には、モータ１の回転数ωが高い高回転領域にあっては矩形波制御４３を選択し、前記高回転数領域よりもモータ１の回転数ωが低い中回転数領域にあっては電圧振幅制限制御４２を選択し、前記中回転数領域よりもモータ１の回転数ωが低い低回転数領域にあっては任意電圧制御４１を選択する。より詳しくは以下に説明する選択ロジックによる。

この選択ロジックにつき、まず、任意電圧制御４１から電圧振幅制限制御４２に切り替える条件について説明する。
選択部４４は、任意電圧制御４１を選択中モータ１に印加する電圧ベクトルの絶対値、つまりモータ１に印加する電圧振幅が所定値ｖｔｈ以上になると、選択対象を電圧振幅制限制御４２に切り替える。
ｖｔｈ＝ｖｄｃ／√２
なお、電圧振幅（電圧ベクトルの絶対値）は前述したｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑから求めることができる。

あるいは、任意電圧制御４１を選択中以下の数１７で表される変調率ａが
所定値ａｔｈ＝１を超えると、選択対象を電圧振幅制限制御４２に切り替えるという構成であってもよい。

あるいは、任意電圧制御４１を選択中は電圧ベクトルの絶対値を所定値に制限しておき、モータ１に流れる電流値を監視する。そして、電流目標値に対するこの電流値の乖離幅が所定の閾値を超えると、つまり乖離の度合いが高くなると、選択対象を電圧振幅制限制御４２に切り替えるという構成であってもよい。

次に、電圧振幅制限制御４２から任意電圧制御４１に切り替える条件について説明する。
電圧振幅制限制御４２を選択中、ｄｑ軸平面上で表される電流ベクトルが図１６に示す太線に達すると、選択対象を任意電圧制御４１に切り替える。この電流ベクトルは前述した図３・図６等に示す実施例で算出するｄ軸電流値iｄ、ｑ軸電流値iｑに相当する。
図１６中、太線上は任意電圧制御を示し、正弦波電流による最大効率制御である。また太線よりもｄ軸電流ｉｄ左方（ｉｄマイナス側）のハッチング領域は電圧振幅制限制御および矩形波制御を示す。図１６中、細線で示す矢は電流ベクトルの一例である。この電流ベクトルはハッチング領域にあることから、選択対象は任意電圧制御４１に切り替わる前の状態である。
なお、図１６のハッチング領域において、トルクＴがプラスのときはｑ軸電流ｉｑもプラスとなり、また、トルクＴがマイナスのときはｑ軸電流ｉｑもマイナスとなる。このハッチング領域は図１７のように書き改めることができる。

つまり、電圧振幅制限制御４２を選択中、電流振幅およびトルクで表される動作点が図１７に示すハッチング領域から太線上に移動すると、選択対象を任意電圧制御４１に切り替えるものであってもよい。
図１７中、縦軸はモータ１の図示しない駆動用コイルを流れる交流電流の電流振幅ｉａを示す。電流振幅ｉａ［Ａ］は下式で表される。
ｉａ＝√（ｉｄ^２＋ｉｑ^２）
ｄ軸電流値iｄおよびｑ軸電流値iｑは第１座標変換部201等によって算出する。
また図１７中、横軸はトルクＴを示す。トルクＴはトルク指令値Ｔ＊を用いる。
図１７に示す太線は任意電圧制御を示し、正弦波電流による最大効率制御である。電圧振幅制限制御および矩形波制御を行うのは図１７に示す太線よりも縦軸上方（電流プラス側）のハッチング領域である。

あるいは、電圧振幅制限制御４２を選択中、電流位相角およびトルクで表される動作点が図１８に示すハッチング領域から太線上に移動すると、選択対象を任意電圧制御４１に切り替えるものであってもよい。
図１８中、縦軸は電流位相角βを示す。尚、この電流位相角βはｑ軸と電流ベクトルとのなす角であり、β＝ｔａｎ^―１（−ｉｄ／ｉｑ）として算出される。
また図１８中、横軸はトルクＴを示す。トルクＴはトルク指令値Ｔ＊を用いる。図１８に示す太線は任意電圧制御を示し、正弦波電流による最大効率制御である。電圧振幅制限制御および矩形波制御を行うのは図１８に示す太線に挟まれたハッチング領域である。このハッチング領域は、トルクＴが正であるとき電流位相角βが太線を超える値であり、トルクＴが負であるとき電流位相角βが太線未満かつ０以上の値である。

次に、電圧振幅制限制御４２から矩形波制御４３に切り替える条件、および逆に切り替える条件について説明する。
予め、モータ１の回転数、モータ１の目標トルク、またはバッテリ３の直流電圧のいずれか１について閾値を規定しておく。電圧振幅制限制御４２を選択中に回転数、目標トルク、または直流電圧が閾値に達すると、選択対象を矩形波制御４３に切り替える。また逆の場合、すなわち矩形波制御４３を選択中に回転数、目標トルク、または直流電圧が上記の閾値に達すると、選択対象を電圧振幅制限制御４２に切り替える。

あるいは、電圧振幅制限制御４２においては、前述したテーブル参照部２０５等のように回転数ω、目標トルクＴ*、または直流電圧ｖｄｃの少なくとも１と、数１７に示す変調率ａとを関連付けて電圧振幅ｖａを制限する。例えば、電圧振幅制限制御４２を選択中に回転数ωが上昇する場合には、変調率aも矩形波制御の状態に向けて上昇させる。一方、矩形波制御４３において、数１７中の電圧振幅ｖａは以下の式で示される。
ｖａ＝√６×ｖｄｃ／π
したがって、矩形波制御４３において、変調率aは以下の数１８のように導かれる。

これにより、矩形波制御４３における変調率aは１．１０である。
このことから電圧振幅制限制御４２を選択中は回転数が高くなるほど、変調率aも１．１に向けて上昇させる。
したがって、前述した任意電圧制御４１から電圧振幅制限制御４２に切り替える条件では、閾値ａｔｈ＝１であり、電圧振幅制限制御４２から矩形波制御４３に切り替える条件では、ａ＝１.1である。また、逆に切り替える条件の閾値ａｔｈも同様である。

あるいは、電圧振幅制限制御４２においては、モータ１の図示しないコイルを流れる電流の高調波成分、またはモータ１の消費電力のリップル量が目標値となるように、変調率ａ（電圧振幅ｖａ）を操作する。操作手法につき、図１９に例示するＰＩ制御のブロック図に沿って説明すると、ブロック５１にはｄ軸電流値iｄ、ｑ軸電流値iｑ、ｄ軸電圧指令値ｖｄ、ｑ軸電圧指令値ｖｑを入力する。ブロック５１はこれらの入力値をハイパスフィルタで処理し直流量に変換して、電流の高調波成分または電力のリップル量を検出する。そして、これらの検出値と、電流の高調波目標値または電力のリップル量目標値との偏差を、加減算により求め、この偏差をブロック５２がＰＩ制御して、電圧振幅ｖａを算出する。ここで操作される変調率ａ（電圧振幅ｖａ）は、究極には矩形波制御４３における変調率a＝１．１０に導かれ、前述した矩形波制御４３における電圧振幅に導かれる。

逆に、矩形波制御４３から電圧振幅制限制御４２に切り替える条件についても、電流の高調波成分または電力のリップル量が目標値となるように、変調率ａ（電圧振幅ｖａ）を操作する。

これまで説明してきた任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御をまとめると、図２０および図２１に示す関係となる。
図２０は、モータ１の回転数ωを横軸に表しトルクＴを縦軸に表した座標平面で、任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを分類した選択ロジックの説明図である。回転数ωの低い低回転数領域Ｉでは、選択部44が任意電圧制御41を選択し、コントローラ４はＰＷＭ制御に基づくスイッチング指令をインバータ２に出力する。これにより低回転数領域Ｉでインバータ２は、目標トルクに応じた電圧振幅の正弦波交流電圧をモータ１に印加することができ、エネルギー効率の高い運転を実現することができる。

回転数ωの高い回転数領域IIIでは、選択部44が矩形波制御43を選択し、コントローラ４は矩形波制御に基づくスイッチング指令をインバータ２に出力する。これにより高回転数領域IIIでインバータ２は、誘起電圧の影響を回避しつつ高回転数でモータ１を運転することができる。

上述した低回転数領域Ｉおよび高回転数領域IIIの間にある中回転数領域IIでは、選択部44が電圧振幅制限制御42を選択し、コントローラ４はＰＷＭ制御に基づき、任意電圧制御41を選択したならば得られるであろう電圧振幅よりも小さな電圧振幅を生成するスイッチング指令をインバータ２に出力する。これにより中回転数領域IIでインバータ２は、誘起電圧の影響を低減する交流電圧波形で目標トルクに応じた電圧振幅をモータ１に印加することが可能になる。したがって、目標トルクに応じた出力の確保と、誘起電圧の低減と、エネルギー効率の向上との３つの条件を好適に両立することができる。つまり従来では、低回転側ではＰＷＭによる任意電圧制御（ＰＷＭ電圧制御）を行い、高回転側では矩形波電圧制御を行い、電圧振幅制限制御を行っていなかったため、中回転数領域IIでＰＷＭによる任意電圧制御を行うと誘起電圧の発生によってエネルギー効率が犠牲になり、あるいは中回転数領域IIで矩形波電圧制御を行うとトルクに制限が生じて目標トルクが犠牲になっていた。しかし、中回転数領域IIで上述した電圧振幅制限制御42を行うことで、これらの問題を解消することができる。

図２１は、選択部44が、これまで説明してきた任意電圧制御41と、電圧振幅制限制御42と、矩形波制御43を、モータ回転数ωに応じて順次切り替えながら選択していく様子を示すタイムチャートである。
図２１のタイムチャートはモータ回転数ωを上昇させながら走行する場合を示す。まず、瞬時t1以前は、任意電圧制御41によるスイッチング指令をインバータ２に与える。この任意電圧制御中、電流振幅は一定であり、電圧振幅ｖａは上昇する。

瞬時t1で電圧振幅ｖａが所定値ｖｔｈに達すると、選択部44は任意電圧制御41から電圧振幅制限制御42に選択を切り替える。瞬時t1以降、電圧振幅制限制御42によるスイッチング指令をインバータ２に与える。この電圧振幅制限制御中、電圧振幅をこれまで説明してきた実施例のように制限する。具体的には、続く瞬時t2までは電圧振幅ｖａをｖｔｈに保持し、瞬時t2以降、電圧振幅をｖｔｈから上昇させる。この電圧振幅ｖａの上昇は、電圧振幅ｖａをモータ回転数ωと関連付けていることから、回転数ωの上昇に伴って生じるものである。

続く瞬時t3で電圧振幅ｖａが所定値√６×ｖｄｃ／πに達すると、つまり変調率ａが１．１に達すると、選択部44は電圧振幅制限制御42から矩形波制御43に選択を切り替える。瞬時t3以降、矩形波制御43によるスイッチング指令をインバータ２に与える。この矩形波制御中、電流振幅は上昇し、電圧振幅ｖａは一定値：√６×ｖｄｃ／πである。

なお図２１には、比較のため従来のモータ制御を破線で示す。この従来例は、低回転側ではＰＷＭによる任意電圧制御（ＰＷＭ電圧制御）を行い、高回転側では矩形波電圧制御を行い、電圧振幅制限制御を行っていなかったため、瞬時t1から瞬時t3までの中回転数領域でエネルギー効率がよくなかったり、あるいは目標トルクの上限が低くなったりしていた。しかし、中回転数領域IIで上述した電圧振幅制限制御42を行うことで、これらの問題を解消することができる。

ところで、上記した本実施例によれば、モータ１の回転数ωが高い図２０の高回転数領域IIIで所定の第１電圧振幅√６×ｖｄｃ／πを矩形波により前記モータに印加する矩形波制御43を具える。また、前記高回転数領域IIIよりもモータ１の回転数ωが低い図２０の中回転数領域II、および該中回転数領域IIよりもモータ１の回転数ωが低い図２０の低回転数領域Ｉで、目標トルクＴ*に応じて前記第１電圧振幅√６×ｖｄｃ／πよりも小さい電圧振幅ｖａをパルス幅変調により前記モータに印加するＰＷＭ電圧制御手段41,42と、を具える。ＰＷＭ電圧制御手段41,42は、前記中回転数領域IIで、モータ１の目標トルク
Ｔ*に最も適合する電圧振幅よりも小さい制限電圧振幅を前記モータ１に印加する電圧振幅制限制御42を行う。

具体的には、図２１に示すようにＰＷＭによる任意電圧制御41による電圧印加中に、電圧振幅が所定の第２電圧振幅ｖｔｈ以上になると、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御42を行う。

また、図２の第１座標変換部１０１が算出するｄ軸ｑ軸平面上の電流ベクトル（ｉｄ,ｉｑ）を監視しておき、この電流ベクトルが図１６にハッチングで示されるｄ軸ｑ軸平面上の所定の領域にあるか否かを判断し、前記所定のハッチング領域にあると判断した場合に、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御42を行うものであっても上記の効果を奏する。

また、モータ１の図示しない駆動用コイルを流れる電流の電流振幅ｉａが、図１７に太線で示すようなモータ１のトルクＴに関連づけられる閾値を超えると判断した場合に、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御42を行うものであっても上記の効果を奏する。

また、モータ１の図示しない駆動用コイルを流れる電流の電流位相角βを監視して、この電流位相角βが図１８に太線で示されるモータ１のトルクＴに関連づけられる閾値を超えてハッチング領域に入るよう満足すると判断した場合に、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御４２を行うものであっても上記の効果を奏する。

ＰＷＭによる電圧振幅制限制御42で電圧印加中に、モータ１の回転数ω、モータ１の目標トルクＴ*、またはコントローラ４およびインバータ２よりなるＰＷＭ電圧制御手段のバッテリ３の直流電圧ｖｄｃのいずれかに応じて制限電圧振幅ｖａを変化させる。具体的には図２１に示すように、瞬時t2以降で電圧振幅制限制御４２を選択中に回転数ωが上昇する場合には、電圧振幅ｖａ（変調率a）も矩形波制御の状態に向けて上昇させる。これにより、瞬時ｔ3で電圧振幅制限制御４２から矩形波制御４３にエネルギー効率上最適に切り替えることができる。さらに、切り替えに伴うモータトルクの負所望な変動も生じることがない。

また図には示さなかったが、モータ１の図示しない駆動用コイルを流れる電流の高調波成分、またはモータ１の消費電力リップル量を検出するモータ状態検出手段を具え、
ＰＷＭによる電圧振幅制限制御42が電圧を印加中に検出した高調波成分または消費電力リップル量が目標値になるよう、制限電圧振幅ｖａを変化させてもよい。これによっても電圧振幅制限制御４２から矩形波制御４３に、あるいは電圧振幅制限制御４２から任意電圧制御４１にエネルギー効率上最適に切り替えることができる。さらに、切り替えに伴うモータトルクの負所望な変動も生じることがない。

そして図２１に示すように、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御４２による電圧印加中、瞬時ｔ3で制限電圧振幅ｖａが第１電圧振幅√６×ｖｄｃ／πに達したとき、電圧振幅制限制御４２による当該電圧印加を終了し、矩形波制御４３がモータ１に電圧印加を開始するよう、選択部４４が切り替えることから、上述したエネルギー効率上最適な切り替えを具体的に実現することができる。

また図には示さなかったが、モータ１の図示しない駆動用コイルを流れる電流の高調波成分またはモータ１の消費電力リップル量を検出するモータ状態検出手段を具え、
矩形波制御４３による電圧印加中に検出した高調波成分または消費電力リップル量が所定値に達したとき、矩形波制御４３による当該電圧印加を終了し、ＰＷＭによる電圧振幅制限制御４２でモータ１に対する制限電圧振幅ｖａの印加を開始するよう、選択部４４が切り替えてもよい。これによっても上述したエネルギー効率上最適な切り替えを具体的に実現することができる。

なお、上述したのはあくまでも本発明の一実施例であり、本発明はその主旨に逸脱しない範囲において種々変更が加えられうるものである。

本発明の一実施例になるモータ制御装置を具えたモータの制御システム図である。 同モータ制御装置のコントローラが選択するＰＷＭによる任意電圧制御の実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第1実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第２実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第３実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第４実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第５実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第６実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第７実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第８実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択するＰＷＭによる電圧振幅制限制御の第９実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択する矩形波制御の第1実施例を示すブロック線図である。 同実施例のスイッチング指令によってインバータが生成する矩形波を示す図である。 図１に示すコントローラが選択する矩形波制御の第２実施例を示すブロック線図である。 図１に示すコントローラが選択する矩形波制御の第３実施例を示すブロック線図である。 ｄ軸電流およびｑ軸電流で表される座標平面上で、図１に示すコントローラが選択する任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを選択するロジックを示すマップである。 図１に示すモータを流れる交流電流の電流振幅およびモータトルクで表される座標平面上で、図１に示すコントローラが選択する任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを選択するロジックを示すマップである。 図１に示すモータを流れる交流電流の電流位相角およびモータトルクで表される座標平面上で、図１に示すコントローラが選択する任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを選択するロジックを示すマップである。 図１に示す電圧振幅制限制御が行うＰＩ制御を示すブロック図である。 図１に示すモータの回転数およびトルク表される座標平面上で、任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを分類した選択ロジックの説明図である。 図１に示すモータの回転数に応じて任意電圧制御と、電圧振幅制限制御と、矩形波制御とを順次切り替えながら選択していく様子を示すタイムチャートである。 従来のモータ制御の一例を説明するための図である。 従来のモータ制御の他の例を説明するための図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３ バッテリ直流電源
４ コントローラ
５ モータ電流検出センサ
６ レゾルバ
７ バッテリ直流電圧検出センサ
８ エンジン回転数センサ
４１ 任意電圧制御
４２ 電圧振幅制限制御
４３ 矩形波制御
４４ 選択部

Claims (9)

1. モータの回転数が高い高回転数領域で所定の第１電圧振幅を矩形波により前記モータに印加する矩形波電圧制御手段と、
   前記高回転数領域よりもモータの回転数が低い低回転数領域で、ｄｑ軸電流制御における最大効率制御を行う、目標トルクに応じて前記第１電圧振幅よりも小さい電圧振幅をパルス幅変調により前記モータに印加するＰＷＭ電圧制御手段と、を具えたモータ制御装置において、
   ｄｑ軸電流制御における弱め磁束制御の電圧振幅よりも大きい制限電圧振幅を前記モータに印加する電圧振幅制限制御手段を設け、前記矩形波電圧制御手段による高回転数領域と前記ＰＷＭ電圧制御手段による低回転数領域との間の中間回転数領域において、電圧振幅制限制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ電圧制御手段による電圧印加中に、電圧振幅が所定の第２電圧振幅以上になる場合には、前記電圧振幅制限制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
   該モータに流れるｄ軸ｑ軸平面上の電流ベクトルを監視する電流ベクトル監視手段と、
   該電流ベクトルがｄ軸ｑ軸平面上の所定の領域にあるか否かを判断する電流ベクトル判断手段とを具え、
   前記電流ベクトル判断手段が前記所定の領域にあると判断した場合に、前記ＰＷＭ電圧制御手段は前記電圧振幅制限制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
   モータを流れる電流の電流振幅がモータのトルクに関連づけられる閾値を超えるか否かを判断する電圧振幅判断手段を具え、
   該電圧振幅判断手段が前記閾値を超えると判断した場合に、前記ＰＷＭ電圧制御手段は前記電圧振幅制限制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
   モータを流れる電流の電流位相角を監視する電流位相監視手段と、
   該電流位相角がモータのトルクに関連づけられる閾値を満足するか否かを判断する電流位相判断手段とを具え、
   該電流位相判断手段が前記閾値を満足すると判断した場合に、前記ＰＷＭ電圧制御手段は前記電圧振幅制限制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧振幅制限制御による電圧印加中に前記ＰＷＭ電圧制御手段は、モータの回転数、モータの目標トルク、または前記ＰＷＭ電圧制御手段の電源の直流電圧のいずれかに応じて前記制限電圧振幅を変化させることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   モータを流れる電流の高調波成分またはモータの消費電力リップル量を検出するモータ状態検出手段を具え、
   前記電圧振幅制限制御による電圧印加中に前記ＰＷＭ電圧制御手段は、検出した高調波成分または消費電力リップル量が目標値になるよう、前記制限電圧振幅を変化させることを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項６または７に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧振幅制限制御による電圧印加中に前記制限電圧振幅が前記第１電圧振幅に達したとき、前記ＰＷＭ電圧制御手段による当該電圧印加を終了し、前記矩形波電圧制御手段が前記モータに電圧印加を開始することを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   モータを流れる電流の高調波成分またはモータの消費電力リップル量を検出するモータ状態検出手段を具え、
   前記矩形波電圧制御手段による電圧印加中に検出した高調波成分または消費電力リップル量が所定値に達したとき、前記矩形波電圧制御手段による当該電圧印加を終了し、前記ＰＷＭ電圧制御手段が前記モータに対する前記制限電圧振幅の印加を開始することを特徴とするモータ制御装置。

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