JP3554798B2 - 電気車の制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、可変電圧可変周波数の交流を出力する電力変換器によって誘導電動機を駆動する電気車の制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、鉄道車両用電気車の運転に際し、運転台のマスコンからのノッチ指令により速度に応じた所要トルク特性が与えられる。ノッチ指令がフルノッチではインバータ及び電動機が出しうる最大のトルク特性が与えられ、一方、低速で走行したい場合に選択され、フルパワーを必要としない低ノッチでは所定の速度以上になると、トルクが絞られる特性が与えられる。また、電気車では電車線電圧を最大限利用するため、高速域ではインバータのPWMパルスモードが1パルスとなり、電車線電圧で決まる最大電圧を電動機に与える運転モードがある。
ところで、通常、電気車では低ノッチが選択され、トルクが絞られる点以上の速度になると、インバータの出力電圧を一定に保つ電圧止めを行う。この場合、電圧は最大電圧にはならず、PWMパルスモードは1パルスとならないので、インバータのスイッチング損失が大きく、熱的な問題が発生し、インバータの連続運転ができない。
そこで、この問題を解決するため、特開平4−334904号公報には、トルクが絞られる点以上の速度になると、低ノッチでも強制的に1パルスモードに移行させる制御を行うことが記載されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報に記載のような制御方法では、1パルスモードへの移行時に大きな電圧不連続が発生し、電動機にショックを与えることになる。
本発明の課題は、上述したような電圧不連続が発生することなく、1パルスモードへ移行させ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現すると共に、インバータと電動機を合わせた電気車駆動システムの全体の効率を高める電気車の制御装置を提供することにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、可変電圧、可変周波数の交流を出力し、この出力を電気車を駆動する誘導電動機に供給する電力変換器と、電気車のマスコンからの複数のノッチ指令により速度に対する各々の励磁電流指令とトルク電流指令を演算する手段と、電力変換器の出力電圧のパルスモードが1パルスとなるモードを有し、演算結果に基づいて電力変換器を制御するPWM信号を発する手段を備え、電力変換器の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するまで、励磁電流成分をノッチ指令にかかわらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力するときのトルク電流成分を励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、誘導電動機の速度に応じて電力変換器の出力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧のパルスモードを1パルスとする電気車の制御装置において、電力変換器を起動あるいは停止させるときは、励磁電流成分が一定に保持されるまで該励磁電流成分を徐々に増加あるいは減少することによって、解決される。
【0005】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態を説明する前に、本発明の原理を説明する。
まず、比較のため、図2を用いて、従来の特性、すなわち、低ノッチが選択され、電圧止めを行った場合の速度に対する励磁電流指令Id、トルク電流指令Iq(いずれもノッチ指令により決まる。)、線間電圧Vm、すべり周波数指令fsの特性を示す。図2において、電動機の線間電圧Vmは、600Vに達するまでは上昇し、600Vになった点以上の速度で一定となる。励磁電流指令Id、トルク電流指令Iqは、線間電圧が600V以下のときには一定、600Vになると、両方ともほぼ速度に反比例して減少する形となる。すべり周波数fsは全域にわたって一定である。図3は、低ノッチが選択され、図2の特性のときの速度に対するトルクT(実線)を示す。なお、図3の点線はフルノッチが選択されたときのトルクを表す。ここで、ベクトル制御ではトルクTはId×Iqに比例し、すべり周波数fsはIq/Idに比例する。
【0006】
次に、図1は、本発明の特性、すなわち、図3に示した線間電圧600Vで電圧止めを行った場合と同じトルクT(実線)を本発明により出した場合の速度に対する励磁電流指令Id、トルク電流指令Iq、線間電圧Vm、すべり周波数指令fsの特性を示す。
図1において、線間電圧Vmが600Vとなる点(領域A)までは図2と同じであるが、その点以上の速度となり、電圧が最大電圧1130V(PWMパルスモードが1パルスとなる最大電圧)になるまでは線間電圧Vmが上昇し、最大電圧に達すると、一定となり、このときのPWMパルスモードは1パルスとなる。線間電圧Vmが600V以上1130V以下の領域(領域B)では、励磁電流指令値Idは一定値Id0を保ち、トルク電流指令値IqはトルクTに比例して一定値Iq0から減少させる。その結果すべり周波数fsもトルクTに比例して減少する。線間電圧Vmが最大電圧となる領域(領域C)では、図2の線間電圧一定領域と同様に、すべり周波数fsほぼ一定、励磁電流指令Id、トルク電流指令Iqはほぼ速度に反比例する形で減少させる。
図1の本発明の特性は、図2の従来の特性に比し、線間電圧Vmが600Vから1130Vに達するまでの領域Bにおいて励磁電流指令値Idを一定値Id0に保つことに特徴がある。
【0007】
図4に、図1と図2に示した電圧止めを行った場合について、誘導電動機の損失を計算し、効率を比較した結果を示す。曲線1は、本発明の制御による誘導電動機の効率、曲線2は従来例による誘導電動機の効率を示す。ここで、誘導電動機の効率は、損失(銅損+鉄損)が小さいほど高くなる。図4から領域B及び領域Cの前半で本発明の制御の方が効率が高くなることがわかる。
なお、図8は、誘導電動機の等価回路であり、誘導電動機に電圧V1を与えると、図8の回路に電流i1が流れ、1次抵抗r1により1次抵抗損失、2次抵抗r2により2次抵抗損失(この2つの損失を銅損と呼ぶ。)が発生し、抵抗rmにより鉄損が発生する。ここで、2次抵抗r2(1−s)/sで消費されるエネルギーが電気車を駆動する機械的エネルギーとなる。また、2次抵抗r2を流れる電流がトルク電流Iqとなり、励磁インダクタンスlmを流れる電流が励磁電流Idとなる。l1は漏れインダクタンス、lmは励磁インダクタンスを表す。
【0008】
次に、本発明による誘導電動機の効率が、従来例に比し、高くなる理由を説明する。図5は、横軸に励磁電流Id、縦軸にトルク電流Iqをとって電流ベクトルを示した図である。ベクトル3は図1の領域Aにおける電流ベクトル、ベクトル4は図1の領域Bにおける電流ベクトルを示す。ここで、ベクトル4の励磁電流Idの値Id0はベクトル3と同じ(つまり、領域Aと領域Bにおいて励磁電流Idが一定値Id0に保持されている。)となっている。ベクトル5は図1の領域B相当における図2の電流ベクトル。曲線6はId×Iq(つまり、トルクT)が一定となる線を示す。
図2に示すように、電圧止めを行ったときには、励磁電流Idとトルク電流Iqは同じ比率で減少するので、ベクトル5はベクトル4と同じトルクを出す電流ベクトルを示す。最大トルクを出しているベクトル3の最大トルク電流Iq0が励磁電流Id0より所定以上(例えば、3倍以上)大きい場合には、ベクトル4と5を比較すると、励磁電流Idを一定に保持した場合のベクトル4の方が小さくなる。誘導電動機の損失の内1次抵抗による損失は1次電流つまり図5の電流ベクトルの大きさの2乗に比例するので、電流ベクトルが小さくなれば、その分損失が減少する。また、2次抵抗による損失は2次電流つまり図5のトルク電流の2乗に比例する。この場合、本発明によるトルク電流Iqは、電流ベクトル3と4の大きさの比以上に減っており、その分損失が減少する。以上、誘導電動機の銅損については、1次、2次とも本発明の方が少なくなることがわかる。
一方、鉄損については、ほぼ電圧の2乗に比例するため、電圧が大きくなる本発明の方が増えることになる。しかしながら、一般的に鉄損の大きさは銅損の大きさに比べて小さいため、全損失でみると、銅損の減少分の方が大きく、本発明による方が図4に示したように誘導電動機の効率は高くなる。また、図4では高速域で本発明の方が効率が低くなっているが、これは電流の大きさが小さくなって銅損が減ってきているのに対し、電圧一定で鉄損は変化しないので、相対的に鉄損の比率が高くなっているためである。しかし、全損失でみると、減っており、鉄損による損失増の影響は少ない。
また、本発明では、PWMパルスは1パルス(図1の線間電圧Vmを1130Vに高めることから、1パルスモードになる。)となっており、インバータのスイッチング損失が図2の電圧止めの場合と比べて小さくなり、インバータと誘導電動機を合わせた効率でみると、良くなる。さらに、図1からわかるように、線間電圧Vmが600Vから1130Vまで連続して変化するため、電圧の値に不連続が発生することもない。
以上の効果は、次の2つの場合を除いて、ノッチ指令に関わりなく、励磁電流を一定に保つことで得られる。1つは、電圧が最大電圧に達した場合でこのときには電圧を制御することができないので、励磁電流を下げて弱め界磁制御を行う。もう1つは、インバータを起動あるいは停止させるときで、この場合には電流の過渡振動を防止するために、励磁電流指令を過渡的に変化させることがある。
【0009】
図6は、本発明の一実施形態を示す。図6において、11は直流電源、12は直流電源を平滑するためのフィルタコンデンサ、13は誘導電動機14を駆動するための3相電圧を与えるPWMインバータ、15は誘導電動機の速度frを検出する速度検出器、16はマスコン、17は電流指令演算器、18はベクトル制御演算器、19はPWM信号演算器である。
マスコン16からのインバータ動作指令GST、ノッチ信号N及び速度検出器15からの速度信号frが電流指令演算器17に入力されると、電流指令演算器17は必要なトルクTを出すための励磁電流指令Id及びトルク電流指令Iqを演算して出力する。ベクトル制御演算器18では励磁電流指令Id、トルク電流指令Iq、速度frに基いてベクトル制御演算(例えば、特開平5−83976号公報参照)を行い、電圧指令の大きさVc(Vcは線間電圧Vmに比例する。)、位相θを出力する。PWM信号演算器19では電圧指令よりPWMインバータ13に与えるスイッチング信号Su、Sv、Swを演算して出力する。
【0010】
図7は、電流指令演算器17の詳細ブロック図である。図7において、ノッチ信号Nは運転台のマスコン16より与えられ、lノッチ〜mノッチの値をとる。21dl〜21dm、21ql〜21qmは、図1に示す励磁電流Id、トルク電流Iqの特性を得るテーブルであり、ノッチ毎に速度frに応じて予め演算してある必要な励磁電流Id、トルク電流Iqを与える。22d、22qは切替スイッチであり、ノッチ信号Nによってテーブルの値を切り替える。23d、23qはPWMインバータ13の起動時あるいは停止時に電流の過渡振動や急激なトルクの変化が生じないようにするために、励磁電流Id、トルク電流Iqの値を制限する電流指令制限器であり、例えば、インバータ動作指令GSTがインバータ動作時には1、停止時には0となるとすると、GSTが0から1に変わったときには、Id、Iqを例えば1秒かけてId0、Iq0まで徐々に立ち上げ、GSTが1から0に変わったときには、Id、Iqを徐々に立ち下げて、その後インバータを停止させる。23d、23qの出力が励磁電流Id、トルク電流Iqとしてベクトル制御演算器18に与えられる。
【0011】
いま、例えばノッチ信号Nとして運転台のマスコン16よりlノッチを与えると、切替スイッチ22d、22qによりテーブル21dl、21qlが選択され、速度frが図1の領域Aの範囲では、それぞれトルク電流Iq一定の値Iq0、励磁電流Id一定の値Id0を出力する。ここで、PWMインバータ13の起動時(または、停止時)に電流の過渡振動や急激なトルクの変化を避けるため、電流指令制限器23d、23qにより励磁電流Id0、トルク電流Iq0の値を制限して徐々に立ち上げる(または、立ち下げる。)。速度frが図1の領域Bの範囲になると、トルク電流Iqは一定値Iq0から急激に減少し、一方、励磁電流Idは一定値Id0を保持する。さらに、速度frが図1の領域Cの範囲になると、トルク電流Iq、励磁電流Idはともに漸減する。このように電流指令演算器17は、lノッチ指令によって選択されたテーブル21dl、21qlに基づいて速度frに応じたトルク電流Iq、励磁電流Idをベクトル制御演算器18に出力する。ベクトル制御演算器18では速度frが領域A、Bの範囲でトルク電流Iq、励磁電流Idに応じて電圧指令の大きさVcを線間電圧Vmの最大電圧1130Vまで連続的に上昇させ、領域Cで電圧指令の大きさVcを最大電圧1130Vとする。PWM信号演算器19は電圧指令に基づいて、すなわち、領域A、Bの範囲ではPWMモードを多パルスモードとして、領域CでPWMパルスモードを1パルス(最大電圧1130V)としてPWMインバータ13に与えるスイッチング信号Su、Sv、Swを演算して出力する。
なお、本実施形態では、ノッチ信号Nとして2ノッチ〜mノッチの値が与えられても同様に動作する。
【0012】
このように、本実施形態では、特に低ノッチが選択されてトルクが絞られる速度(B領域)に達したときでも、励磁電流指令Idを一定に保ち、トルク電流指令Iqだけをトルク特性に比例させて漸減するように制御するので、所要特性のトルクを得ることができ、また、インバータの出力電圧を速度に応じて大きくすることができる。そして、この制御を出力電圧が最大電圧になるまで続けることにより、電圧を不連続に変化させることなく、1パルスモードに移行させることができ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現することができると共に、インバータのスイッチング損失を減らすことができる。
また、1パルスモードに移行する前の段階でも最大トルクを出力するときのトルク電流成分が励磁電流成分より例えば3倍以上大きいと、従来の電圧止めを行う場合に比べて、電圧が高くなる分同じトルクを出すのに必要な電流の大きさは小さくて済むため、誘導電動機に発生する銅損を小さくすることができ、電圧が高くなった分増える鉄損を差し引いてトータルとしてみると、誘導電動機に発生する損失を電圧止めを行った場合よりも小さくすることができる。
また、1パルスモードとなり、電流の値が小さくなった場合には、誘導電動機の損失は鉄損が支配的となり、電圧止めを行った場合の方が小さくなることがあるが、この場合には1パルスモードとなったことによるインバータのスイッチング損失が大きく減るため、電気車駆動システムのトータルでみると、損失が小さくなる。
【0013】
以上、本発明の実施形態として、電気車が力行(加速)状態にあるときについて説明したが、回生(減速)状態にあるときも、同様の効果が得られる。
【0014】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、低ノッチが選択されたときでも、不連続な電圧を発生させることなく、1パルスモードに移行させることができ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転が可能になる。
また、低ノッチ選択時に、インバータと誘導電動機を合わせた電気車駆動システムの損失を銅損、鉄損、インバータのスイッチング損失からみると、従来の電圧止めを行う場合に比べて、トータル的には小さくすることができ、このため、電気車駆動システムの全体の効率をより高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の原理を説明する速度に対する各種特性を示す図
【図2】従来の電圧止めを行った場合の速度に対する各種特性を示す図
【図3】低ノッチ及びフルノッチにおける速度に対するトルクの特性を示す図
【図4】本発明と従来の電圧止めを行った場合について誘導電動機の効率を比較した図
【図5】本発明と従来の電圧止めを行った場合について電流ベクトルを比較した図
【図6】本発明の一実施形態
【図7】本発明の電流指令演算器の詳細ブロック図
【図8】誘導電動機の等価回路
【符号の説明】
11…直流電源、12…フィルタコンデンサ、13…PWMインバータ、14…誘導電動機、15…速度検出器、16…マスコン、17…電流指令演算器、18…ベクトル制御演算器、19…PWM信号演算器、21dl〜21dm、21ql〜21qm…励磁電流Id、トルク電流Iqのテーブル、22d、22q…切替スイッチ、23d、23q…電流指令制限器
Claims (1)
- 可変電圧、可変周波数の交流を出力し、この出力を電気車を駆動する誘導電動機に供給する電力変換器と、前記電気車のマスコンからの複数のノッチ指令により速度に対する各々の励磁電流指令とトルク電流指令を演算する手段と、前記電力変換器の出力電圧のパルスモードが1パルスとなるモードを有し、前記演算結果に基づいて前記電力変換器を制御するPWM信号を発する手段を備え、前記電力変換器の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するまで、前記励磁電流成分を前記ノッチ指令にかかわらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力するときの前記トルク電流成分を前記励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、前記誘導電動機の速度に応じて前記電力変換器の出力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧のパルスモードを1パルスとする電気車の制御装置において、
前記電力変換器を起動あるいは停止させるときは、前記励磁電流成分が一定に保持されるまで該励磁電流成分を徐々に増加あるいは減少することを特徴とする電気車の制御装置。
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Applications Claiming Priority (1)
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JP31774297A JP3554798B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | 電気車の制御装置 |
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JP31774297A Expired - Lifetime JP3554798B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | 電気車の制御装置 |
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