CN103563237A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

Abstract

在旋转电机驱动装置与直流电源部的连接被切断的情况下，使从旋转电机经由逆变器再生的电力迅速降低。在与旋转电机同步旋转的2轴的正交坐标系中，当判定为直流电源部与逆变器的连接为切断状态时，对沿着各轴的励磁电流与驱动电流的合成向量即电枢电流进行控制来控制逆变器的逆变器控制部执行控制逆变器以使旋转电机的再生转矩变为零的零转矩控制，并且执行使励磁电流变化以便在维持零转矩控制中的转矩指令的同时增加电枢电流的高损失控制。

Description

旋转电机控制装置

技术领域

本发明涉及旋转电机控制装置，其用于对具备逆变器的旋转电机驱动装置进行控制，该逆变器被夹设在具备蓄电装置的直流电源部与交流的旋转电机之间，从而在直流电源部的直流电力与旋转电机的交流电力之间进行电力变换。

背景技术

为了减轻因化石燃料的消耗而对环境造成的负担，提出了利用交流的旋转电机进行驱动的电动汽车、利用交流的旋转电机以及内燃机进行驱动的混合动力汽车。在这样的电动汽车、混合动力汽车中，旋转电机与对旋转电机供给电力的电池连接。旋转电机不限于具有作为车辆的驱动源的电动机的功能，还兼具有作为基于车辆、内燃机等的动能来进行发电的发电机的功能。由旋转电机发出的电力被再生而蓄积到电池中。其中，由于这样的电池是直流电源，所以在电池与旋转电机之间一般具备在直流电力与交流电力之间进行电力变换的逆变器。

然而，有时在电池与旋转电机之间，更具体而言在电池与逆变器之间具备开闭装置（接触器）。在接触器闭合的状态下电池与逆变器（以及旋转电机）电连接，在接触器开启的状态下电池与逆变器（以及旋转电机）的电连接被切断。例如，在车辆的主开关处于断开状态的情况、需要确保车辆的安全的情况等下，该接触器处于开启状态。该情况下，从旋转电机经由逆变器而向电池再生的电力被接触器切断。因此，该电力例如被蓄积到在接触器与逆变器之间具备的平滑电容器，对逆变器施加的直流电压上升。在日本特开2009－232652号公报（专利文献1）中公开了一种当电池与旋转电机之间的连接被解除时，按照旋转电机的转矩变为零的方式控制逆变器来使再生电力降低，对平滑电容器的电压上升进行抑制的旋转电机控制装置（第52段等）。

另一方面，近年来为了实现旋转电机控制装置的省空间化、低成本化，要求减小平滑电容器的电容。如果平滑电容器的电容变小，则在接触器变为开启状态时电压迅速上升。因此，与专利文献1相比进一步希望抑制再生电力。

专利文献1：日本特开2009－232652号公报

发明内容

基于上述背景，希望在具备逆变器的旋转电机驱动装置与直流电源部的连接被切断的情况下，使从旋转电机经由逆变器再生的再生电力迅速降低。

鉴于上述课题，本发明涉及的旋转电机控制装置的特征构成在于，

是对具备逆变器的旋转电机驱动装置进行控制的旋转电机控制装置，该逆变器被夹设在具备蓄电装置的直流电源部与交流的旋转电机之间，从而在所述直流电源部的直流电力与所述旋转电机的交流电力之间进行电力变换，

所述旋转电机控制装置具备逆变器控制部，该逆变器控制部在与所述旋转电机的旋转同步旋转的2轴的正交坐标系中，控制沿着该正交坐标系的各轴的励磁电流与驱动电流的合成向量即电枢电流来控制所述逆变器，

所述逆变器控制部对所述直流电源部与所述逆变器的连接是切断状态进行判定，在判定为该切断状态的情况下，所述逆变器控制部执行控制所述逆变器以使所述旋转电机的再生转矩变为零的零转矩控制，并且执行使所述励磁电流变化以便在维持所述零转矩控制中的转矩指令的同时增加所述电枢电流的高损失控制。

通过执行按照旋转电机的再生转矩变为零的方式控制逆变器的零转矩控制，可抑制再生电力。另外，通过执行以在维持零转矩控制中的转矩指令的同时增加电枢电流的方式使励磁电流变化的高损失控制，可额外消耗再生电力，进而能抑制再生电力。结果，在具备逆变器的旋转电机驱动装置与直流电源部的连接被切断的情况下，能够使从旋转电机经由逆变器再生的再生电力迅速减少。

一般在使转矩指令变动的情况下，为了确保控制的跟踪性或抑制与急剧的变化相伴的振动而对转矩变化率设定限制。但是，在直流电源部与逆变器的连接变成切断状态的情况下，为了迅速使再生电力降低，优选再生转矩也迅速降低。因此，优选在能够追踪控制的范围内允许大的转矩变化率。作为一个方式，优选地，本发明涉及的旋转电机控制装置的所述逆变器控制部在执行所述切断状态下的所述零转矩控制时，将使所述旋转电机的再生转矩逐渐降低到零时的转矩变化率的限制值设定为比所述直流电源部与所述逆变器的连接被维持的状态下的转矩变化率的限制值大的值。

如上所述，在使转矩指令变动的情况下，为了确保控制的追踪性或抑制与急剧的变化相伴的振动，大多对转矩变化率设定限制。该转矩变化率可根据旋转电机的旋转速度而采取不同的值，但在通常的控制中大多使用常量值。但是，在直流电源部与逆变器的连接变成切断状态的情况下，优选迅速使再生电力降低。因此，优选在能够追踪控制的范围内以大的转矩变化率按旋转电机的再生转矩变为零的方式控制逆变器。作为一个方式，优选本发明涉及的旋转电机控制装置的所述逆变器控制部在执行所述切断状态下的所述零转矩控制时，根据所述旋转电机的旋转速度可变地设定使所述旋转电机的再生转矩逐渐降低为零时的转矩变化率。

然而，即便在执行零转矩控制并且执行高损失控制的情况下，也存在再生电力的大小达到旋转电机驱动装置的允许量的可能性。该允许量例如能够根据逆变器的直流电压（正负两极间电压）来判定。而且，优选根据该判定结果来确保旋转电机驱动装置的安全。作为一个方式，优选在本发明涉及的旋转电机控制装置中，所述逆变器构成为具有多个开关元件并且具有与所述开关元件的每一个并联连接的续流二极管，在即便变成所述切断状态之后所述逆变器的直流正负两极间的连接也被维持的平滑电容器的端子间电压变为规定的过电压阈值以上的情况下，所述逆变器控制部执行使构成所述逆变器的全部所述开关元件成为断开状态的停机控制。

附图说明

图1是示意性地表示旋转电机驱动装置的构成例的框图。

图2是在电流向量空间（表示电流向量的正交坐标系）中示意性地表示零转矩控制以及再生电力抑制处理的原理的说明图。

图3是表示包括再生电力抑制处理的控制整体的处理流程的流程图。

图4是表示再生电力抑制处理流程的流程图。

图5是表示高损失控制处理流程的流程图。

图6是表示收敛处理流程的流程图。

图7是示意性地表示旋转电机驱动装置的其他构成例的框图。

图8是示意性地表示旋转电机驱动装置的其他构成例的框图。

具体实施方式

下面，以将本发明应用到对所谓的双电动机分割方式的混合动力车辆用驱动装置（旋转电机驱动装置）进行控制的旋转电机控制装置的情况为例，基于附图对本发明的实施方式进行说明。该混合动力车辆具备未图示的内燃机和一对电动机（旋转电机）MG1、MG2作为驱动力源。另外，混合动力车辆的驱动装置构成为具备将该内燃机的输出分配给第一电动机MG1侧、车轮以及第二电动机MG2侧的动力分配用的差动齿轮装置（未图示）。在本实施方式中，驱动装置1（旋转电机驱动装置）构成为用于驱动两个电动机MG1、MG2的装置。这里，第一电动机MG1以及第二电动机MG2都是利用多相交流（这里为3相交流）进行动作的交流的电动机，是内置式永磁同步电动机（IPMSM：interior permanentmagnet synchronous motor）。这些电动机MG1、MG2根据需要可以作为电动机也可以作为发电机（generator）进行动作。以下，除了需要特别区分两个电动机的情况之外，简称为电动机MG来进行说明。

第一电动机MG1以及第二电动机MG2如图1所示，经由驱动装置1与而电池3（直流电源部）电连接。另外，驱动装置1与电池3经由接触器2（开闭装置）而电连接。在接触器2闭合的状态下驱动装置1与电池3电连接，在接触器2开启的状态下电池3与驱动装置1的电连接被切断。例如，在车辆的主开关处于断开状态的情况、需要确保车辆的安全的情况下等，该接触器2处于开启状态。

驱动装置1具备与第一电动机MG1对应的第一逆变器5A和与第二电动机MG2对应的第二逆变器5B这两个逆变器。以下，除了需要特别区分两个逆变器5A、5B的情况之外，称为逆变器5来进行说明。另外，在本实施方式中，驱动装置1具备两个逆变器5（5A、5B）所共用的一个转换器4。转换器4是用于在两个逆变器5（5A、5B）所共用的系统电压Vdc与电池3的电压之间对直流电力（电压）进行变换的电压变换装置。另外，驱动装置1具备将电池3的正负两极间的电压平滑化的第一平滑电容器Q1和将作为逆变器5的直流电压的系统电压Vdc平滑化的第二平滑电容器Q2。

第二平滑电容器Q2的端子间电压、即逆变器5的直流电压（系统电压Vdc）被电压传感器62检测并被提供给控制装置10（旋转电机控制装置）的逆变器控制部11。电池3构成为能够经由转换器4以及两个逆变器5A、5B对电动机MG1、MG2供给电力，并且能够积蓄由电动机MG1、MG2发电而获得的电力。即，本实施方式中的电池3相当于本发明中的“具备蓄电装置的直流电源部”。作为这样的电池3，例如可使用镍氢二次电池、锂离子二次电池等各种二次电池、电容器或者它们的组合等。此外，也可以将电池3与转换器4合并来对应于本发明中的“具备蓄电装置的直流电源部”。该情况下，由于通过使构成转换器4的开关元件成为断开状态而能够实际将电池3以及转换器4、逆变器5的电连接切断，所以除了接触器2之外，转换器4也具备接触器（开闭装置）的功能。

转换器4构成为对电池3的直流电压进行变换来生成所希望的系统电压Vdc的DC－DC转换器。其中，当电动机MG1、MG2作为发电机发挥功能时，将系统电压Vdc降压而向电池3供给，对该电池3进行充电。转换器4构成为具备电抗器L1、开关元件E1和E2以及与开关元件E1和E2分别并联连接成整流部的通流方向相互成为相反方向的（逆并联连接的）续流二极管D1和D2。这里，转换器4具备串联连接的一对上臂元件E1以及下臂元件E2作为开关元件。作为这些开关元件E1、E2，在本例中使用绝缘栅双极晶体管（insulated gate bipolartransistor，IGBT）。除了IGBT之外，可使用双极性型、场效应型、MOS型等各种结构造的功率晶体管。这对于以下说明的逆变器5的开关元件E3～E14也同样。

开关元件E1、E2分别按照从控制装置10输出的控制信号S1、S2来进行动作。在本实施方式中，控制信号S1、S2是对各开关元件E1、E2的开关（switching）进行控制的开关控制信号，更详细而言，是驱动各开关元件E1、E2的栅极的栅极驱动信号。由此，转换器4将电池3的输出电压升压到所希望的系统电压Vdc，并提供给逆变器5。其中，在不进行利用转换器4的升压的情况下，系统电压Vdc与电池3的电压相等。

第一逆变器5A进行具有系统电压Vdc的直流电力与第一电动机MG1的交流电力之间的电力变换。第二逆变器5B进行具有系统电压Vdc的直流电力与第二电动机MG2的交流电力之间的电力变换。第一逆变器5A以及第二逆变器5B由桥接电路构成，分别具备多组开关元件E3～E8以及E9～E14。

第一逆变器5A以及第二逆变器5B构成为针对第一电动机MG1以及第二电动机MG2的各相（U相、V相、W相这3相）各自的桥臂（leg）分别具备一对开关元件。具体而言，U相由上臂元件E3以及下臂元件E4所形成的桥臂和上臂元件E9以及下臂元件E10所形成的桥臂构成。V相由上臂元件E5以及下臂元件E6所形成的桥臂和上臂元件E11以及下臂元件E12所形成的桥臂构成。W相由上臂元件E7以及下臂元件E8所形成的桥臂和上臂元件E13以及下臂元件E14所形成的桥臂构成。作为这些开关元件E3～E14，在本实施方式中使用IGBT。另外，各开关元件E3～E14分别与续流二极管D3～D14逆并联连接。

开关元件E3～E14分别按照从控制装置10的逆变器控制部11输出的开关控制信号S3～S14来进行动作。在本实施方式中，开关控制信号S3～S14是驱动各开关元件E3～E14的栅极的栅极驱动信号。逆变器5将系统电压Vdc的直流电力变换成交流电力后提供给电动机MG，使电动机MG输出与未图示的行驶控制电子控制单元（electronic controlunit，ECU）等上位的控制装置所提供的目标转矩TM（TM1、TM2）对应的转矩。此时，各开关元件E3～E14按照开关控制信号S3～S14进行遵照后述的脉冲宽度调制控制模式（以下适当地称为“PWM控制模式”）、矩形波控制模式等控制模式的开关动作。另外，在电动机MG作为发电机发挥功能时，逆变器5将通过发电而获得的交流电力变换成直流电力，并经由转换器4向电池3再生。

在逆变器5与电动机MG的各相的线圈之间流动的实际电流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2被电流传感器63（63A、63B）检测并被输出至控制装置10。此外，在本例中表示了检测3相全部的电流的构成，但由于3相处于平衡状态，电流的瞬时值的总和为零，所以也可以利用传感器只检测2相的电流，在控制装置10中通过运算来求出剩余1相的电流。另外，电动机MG的转子在各时刻的磁极位置θ（θ1、θ2）被旋转传感器65（65A、65B）检测，并输出至控制装置10。旋转传感器65例如由分解器等构成。这里，磁极位置θ1、θ2表示了电角上的转子的旋转角度。

进行驱动装置1的控制的控制装置10的各功能部由以微型计算机等逻辑电路作为核心部件，用于对被输入的数据进行各种处理的硬件或软件（程序）或者硬件与软件双方构成。在本实施方式中，控制装置10构成为具备逆变器控制部11，该逆变器控制部11进行使用了向量控制法的电流反馈控制，并经由逆变器5A、5B来控制电动机MG1、MG2。作为其他功能部，控制装置10还具备例如控制转换器4来进行生成所希望的系统电压Vdc的直流电压变换控制的未图示的转换器控制部。

作为构成逆变器5的开关元件E3～E14的开关模式的方式（电压波形控制的方式），逆变器控制部11至少具有脉冲宽度调制（PWM：pulsewidth modulation）控制和矩形波控制（单脉冲控制）这两个控制方式。另外，作为定子的励磁控制的方式，逆变器控制部11具有对电动机电流输出最大转矩的最大转矩控制、对于电动机电流以最大效率驱动电动机的最大效率控制等通常励磁控制；以及流过对转矩没有帮助的励磁电流来减弱励磁磁通量的减弱励磁控制、与之相反地将励磁磁通量增强的增强励磁控制等励磁调整控制。

在本实施方式中，执行采用了与电动机MG的旋转同步地旋转的2轴的正交坐标系（正交向量空间）中的电流向量控制法的电流反馈控制来控制电动机MG。在电流向量控制法中，例如在沿着由永磁铁形成的励磁磁通量的方向的d轴与相对该d轴电相超前π／2的q轴这2轴的正交坐标系（正交向量空间）中进行电流反馈控制。逆变器控制部11基于作为控制对象的电动机MG的目标转矩TM来决定转矩指令T＊，决定d轴以及q轴的电流指令Id＊、Iq＊。而且，逆变器控制部11求出电流指令Id＊、Iq＊与在电动机MG的各相线圈之间流过的实际电流Iu1、Iv1、Iw1，Iu2、Iv2、Iw2的偏差，并进行比例积分控制运算（PI控制运算）、比例积分微分控制运算（PID控制运算），最终决定3相的电压指令。基于该电压指令，生成开关控制信号S3～S14。电动机MG的实际的3相空间（二维平面上的3轴坐标系）与2轴的正交向量空间（2轴的正交坐标系）之间的相互的坐标变换是基于由旋转传感器65检测出的磁极位置θ来进行的。另外，电动机MG的旋转速度ω（角速度）、转速N［rpm］是根据旋转传感器65（65A、65B）的检测结果来导出的。

然而，如上所述，在本实施方式中，逆变器5的开关方式有PWM控制模式和矩形波控制模式。PWM控制是一种如下所述的一种控制，即，PWM控制将各脉冲的占空比设为，作为U、V、W各相的逆变器5的输出电压波形的PWM波形由上臂元件成为导通状态的高电平期间与下臂元件成为导通状态的低电平期间所形成的脉冲的集合构成，并且其基波分量在一定期间近似为正弦波状。包括公知的正弦波PWM（SPWM：sinusoidalPWM）、空间向量PWM（SVPWM：space vector PWM）、过调制PWM控制等。在本实施方式中，在PWM控制中，对沿着正交坐标系的各轴的励磁电流（d轴电流）与驱动电流（q轴电流）的合成向量亦即电枢电流进行控制来驱动控制逆变器5。即，逆变器控制部11控制d－q轴向量空间（d－q轴正交坐标系）中的电枢电流的电流相位角（q轴电流向量与电枢电流向量所成的角）来驱动控制逆变器5。因此，PWM控制也被称为电流相位控制。

与此相对地，矩形波控制（单脉冲控制）是控制三相交流电的电压相位来对逆变器5进行控制的方式。三相交流电的电压相位相当于3相的电压指令值的相位。在本实施方式中，矩形波控制是一种如下所述的旋转同步控制，即，逆变器5的各开关元件的导通以及断开在电动机MG的电角每1个周期进行1次，针对各相在电角每1个周期输出1个脉冲。在本实施方式中，由于通过控制3相电压的电压相位来驱动逆变器5，所以矩形波控制被称为电压相位控制。

另外，如上所述，在本实施方式中，作为励磁控制的方式，有通常励磁控制和励磁调整控制。最大转矩控制、最大效率控制等通常励磁控制是使用了基于电动机MG的目标转矩TM而设定的基本的电流指令值（d轴电流指令、q轴电流指令）的控制方式。与此相对地，减弱励磁控制是为了减弱来自定子的励磁磁通量而对该基本的电流指令值中的d轴电流指令进行调整的控制方式。另外，增强励磁控制是为了增强来自定子的励磁磁通量而对该基本的电流指令值中的d轴电流指令进行调整的控制方式。在进行减弱励磁控制、增强励磁控制等时，如此调整d轴电流，这里将该调整值称为励磁调整电流。

如上所述，电动机MG根据目标转矩，通过电流相位控制、电压相位控制被驱动控制。然而，当在电动机MG驱动过程中车辆的主开关处于断开状态，或者需要确保车辆的安全时，接触器2成为开启状态，电池3（直流电源部）与逆变器5的连接被切断。另外，此时转换器4停机，上臂元件E1、下臂元件E2均处于断开状态。这里，如果电动机MG继续旋转，则根据电动机MG产生的电力不被再生到电池3，而被充电到使逆变器5的直流电压（系统电压Vdc）平滑的第二平滑电容器Q2。通过该充电，第二平滑电容器Q2的端子间电压、即系统电压Vdc上升。按照系统电压Vdc不超过逆变器5的耐压、即开关元件E3～E14的耐压的方式，执行以下详述的再生电力抑制处理。

在本实施方式中，以在第一电动机MG1、第二电动机MG2中的至少一个处于再生运转中，其再生电力大于牵引电力而经由逆变器5向电池3的方向再生的状态下，接触器2变成开启状态的情况为例进行说明。另外，这里以再生运转中的电动机MG被以PWM控制模式控制的情况为例来进行说明。

图2表示了电流向量空间（表示电流向量的正交坐标系）。在图2中，曲线100（101～103）分别是表示电动机MG输出某一转矩的电枢电流的向量轨迹的等转矩线。与等转矩线101相比，等转矩线102为低转矩，并且与等转矩线102相比，等转矩线103为低转矩。曲线200（201～204）表示恒电流圆，曲线300表示电压速度椭圆（电压限制椭圆）。低电流圆是电枢电流变为恒定值的向量轨迹。电压速度椭圆是表示根据电动机MG的旋转速度以及逆变器5的直流电压（系统电压Vdc）的值能够设定的电流指令的范围的向量轨迹。电压速度椭圆300的大小基于系统电压Vdc和电动机MG的旋转速度ω（或者转速N）来决定。具体而言，电压速度椭圆300的径与系统电压Vdc成正比，与电动机MG的旋转速度ω成反比。电流指令Id＊、Iq＊被设定为在这样的电流向量空间（表示电流向量的正交坐标系）中存在于恒电流圆200内的等转矩线100的线上的动作点中的值。后述的电流指令映射是基于这样的电流向量空间（表示电流向量的正交坐标系）而规定的映射。

这里，假设电动机MG在等转矩线101上的动作点P1处进行再生动作，接触器2从闭合状态变成开启状态，转换器4也停机。如果预测第二平滑电容器Q2的端子间电压的上升，则逆变器控制部11执行再生电力抑制处理。作为再生电力抑制处理，逆变器控制部11首先执行将目标转矩TM设定为零以按照电动机MG的再生转矩变为零的方式控制逆变器5的零转矩控制。再生转矩为零时的动作点如图2所示，是恒电流圆200的中心（动作点P0）。因此，如图2中用虚线箭头表示那样，从动作点P1到动作点P0为止，使d轴电流以及q轴电流的绝对值（电流量）减少。

不过，在抑制向第二平滑电容器Q2施加的再生电力的方面，对于无助于转矩的d轴电流，优选不减少电流量而持续流过更多来使损失增大。鉴于此，作为再生电力抑制处理，进一步执行利用了d轴电流的高损失控制。具体而言，与从当前的动作点P1到成为零转矩控制的目标的动作点P0为止的迁移同样地，使q轴电流减少而使转矩接近于零，并且使d轴电流增加。即，如图2中用框箭头所示那样，从当前的动作点P1迁移到q轴电流为零、d轴电流的绝对值比动作点P1大的动作点P2。这里，动作点P2是电压速度椭圆300的中心。在到达动作点P2之后，如图2中用框箭头所示那样，在将有助于转矩的q轴电流维持为零的状态下使d轴电流的绝对值减少，最终迁移到成为零转矩控制的目标的动作点P0。

以下，还利用图3～图6的流程图对再生电力抑制处理进行详述。图3是表示包括再生电力抑制处理的整体的处理流程的流程图。首先，基于表示接触器2的开闭状态的未图示的传感器、开关的检测信号，来判定接触器2的开闭状态（＃101）。如果判定为接触器2是开启状态（接触器开启），则逆变器控制部11接着判定第二平滑电容器Q2的端子间电压、即系统电压Vdc是否超过对要否再生电力抑制处理进行判定的判定阈值TH1（＃102）。如果系统电压Vdc超过判定阈值TH1，则执行使用图4～图6在以下详述的再生电力抑制处理＃200。

当在步骤＃101中判定为接触器2是闭合状态时，或当在步骤＃102中判定为系统电压Vdc是判定阈值TH1以下时，执行通常向量控制处理（＃106）。即，执行上述的电流相位控制或电压相位控制。其中，针对该通常向量控制，为了根据目标转矩TM进行控制而设定的转矩指令T＊的每个单位时间的变化率的限制值LT［N／s］被设定为通常转矩变化率限制值LT1［N／s］（＃104）。另外，根据目标转矩TM来设定的最终目标转矩T＊＊被设定为目标转矩TM（＃105）。在通过电流相位控制（PWM控制模式）执行通常向量控制处理的情况下，从基于转矩特性而预先生成的电流指令映射取得作为d轴电流指令的Id＊。即，根据从当前的转矩朝向最终目标转矩T＊＊而在转矩变化率的限制值LT的范围内设定的转矩指令T＊，从电流指令映射取得d轴电流指令Id＊。其中，通常向量控制处理中的d轴电流指令Id＊在后面详述的再生电力抑制处理＃200中作为变量Id＿tmp被利用。

在再生电力抑制处理＃200中，执行将电动机MG的再生转矩设为零［Nm］的零转矩控制。如图4所示，在执行再生电力抑制处理＃200时，首先运算转矩变化率ΔT［N／s］（＃201）。该转矩变化率ΔT是基于电动机MG能够控制的范围中的再生电力的变化率的最大值即电力变化率ΔW［kW／s］和当前的电动机MG的转速N［rmp］（旋转速度ω）来运算的。

接下来，判定该转矩变化率ΔT是否超过转矩变化率的通常转矩变化率限制值LT1（＃202）。在转矩变化率ΔT超过通常转矩变化率限制值LT1的情况下，采用上述运算出的转矩变化率ΔT作为转矩变化率ΔT（＃203）。另一方面，在转矩变化率ΔT为通常转矩变化率限制值LT1以下的情况下，设定通常转矩变化率限制值LT1作为转矩变化率ΔT（＃204）。即，由于在再生电力抑制处理中，优选尽快降低转矩来实现零转矩控制，所以使用尽量大的转矩变化率ΔT。其中，基于电力变化率ΔW和转速N运算的转矩变化率ΔT的最大值实际上被电力变化率ΔW限制。在本实施方式中，大致成为通常转矩变化率限制值LT1的5～6倍左右的限制值。

一般在使转矩指令T＊变动的情况下，为了确保控制的追踪性或控制与急剧变化相伴的振动而对转矩变化率ΔT设置限制。但是，在电池3与逆变器5的连接变成切断状态的情况下，为了迅速降低再生电力，优选再生转矩也迅速降低。因此，优选在能够追踪控制的范围内允许大的转矩变化率ΔT。如上所述，在执行零转矩控制时，优选为转矩变化率的限制值LT被设定为比维持电池3与逆变器5的连接的状态下的转矩变化率的限制值亦即通常转矩变化率限制值LT1大的值。如参照图4的步骤＃201而在上面叙述那样，转矩变化率ΔT是基于电动机MG能够控制的范围中的再生电力的变化率的最大值即电力变化率ΔW［kW／s］和当前的电动机MG的转速N［rmp］（旋转速度ω）来运算的。因此，基于实用范围内的规定的转速N与电力变化率ΔW的转矩变化率ΔT成为转矩变化率的限制值LT。实际上，电力变化率ΔW规定转矩变化率的限制值LT。

另外，转矩变化率ΔT根据电动机MG的旋转速度可采取不同的值，但在通常的控制中大多使用常数值。但是，在电池3与逆变器5的连接变成切断状态的情况下，优选使再生电力迅速降低。因此，优选将逆变器5控制为，以在能够追踪控制的范围内大的转矩变化率ΔT使电动机MG的再生转矩变为零。如上所述，优选使电动机MG的再生转矩降低为零时的转矩变化率ΔT根据电动机MG的转速N（旋转速度ω）被可变设定。如参照图4的步骤＃201而在上面叙述那样，转矩变化率ΔT是基于电动机MG能够控制的范围中的再生电力的变化率的最大值即电力变化率ΔW［kW／s］和当前的电动机MG的转速N［rmp］（旋转速度ω）来运算的。即，转矩变化率ΔT被设定成与转速N（旋转速度（ω）成反比，转速N越小则越大。

接着，运算以转矩变化率ΔT使转矩变化直到将转矩从当前时刻的最终目标转矩T＊＊变为零的情况下所需要的迁移时间t［s］（＃205）。由于实际利用该值的是后述的高损失控制处理＃300，所以迁移时间t也可以在高损失控制处理＃300中运算。接下来，判定当前时刻的控制模式是否是PWM控制模式（＃206）。在电动机MG未被以PWM控制模式控制，而是被以例如矩形波控制模式控制的情况下，不移至高损失控制处理＃300，在将最终目标转矩T＊＊设定为零的基础上，执行矩形波控制（＃208、＃209）。这是因为矩形波控制模式是电压相位控制，无法进行通过控制电流相位来使d轴电流的绝对值增加的高损失控制。在当前时刻的控制模式是PWM控制模式的情况下，执行高损失控制处理＃300。

如图5所示，在高损失控制处理＃300的最初，设定高损失d轴电流指令Id＿loss作为变量，对该变量带入参照图3的步骤＃106而在上面叙述的Id＿tmp（当前的d轴电流指令Id＊）（＃301）。接下来，根据转矩指令T＊与转速N的关系来判定电动机MG是否是再生运转中，即是否未实现零转矩控制（＃302）。当在实现零转矩控制时，移至后述的收敛处理（图6的＃351～＃356）（＄1）。

当在步骤＃302中判定为没有实现零转矩控制时，运算d轴电流指令Id＊的每个单位时间的变化量ΔId（＃303）。如上所述，在再生电力抑制处理中，执行零转矩控制。因此，将电压速度椭圆300的中心（动作点P2）处的d轴电流的值Id＿o与当前的d轴电流指令的值即Id＿loss之差除以上述的迁移时间t［s］，来运算每个单位时间的d轴电流的变化量ΔId。即，计算能够根据直到以转矩变化率ΔT使转矩变换为零为止所需要的迁移时间t［s］而变化的每个单位时间的d轴电流的变化量ΔId。其中，在以动作点P1处的d轴电流的值与动作点P0处的d轴电流的值之差和动作点P1处的d轴电流的值与动作点P2处的d轴电流的值之差相同的方式设定动作点P2的情况下，如果符号被恰当地调整，则可使用恒电流圆200的中心（动作点P0）处的值作为Id＿o。

接着，最终目标转矩T＊＊被设定为零（＃304）。而且，逆变器控制部11在朝向最终目标转矩T＊＊（＝0）的方向上从当前的转矩指令T＊减去转矩变化率ΔT，来更新转矩指令T＊（＃305）。逆变器控制部11基于更新后的转矩指令T＊，参照电流指令映射来取得d轴电流指令Id＊、q轴电流指令Iq＊的值（＃306）。由于该d轴电流指令Id＊是最大转矩控制、最大效率控制的情况下的电流指令，所以损失低。因此，为了实现增大损失而消耗再生电力的高损失控制，与减弱励磁控制、增强励磁控制等同样地，d轴电流指令Id＊根据励磁调整电流被调整。

在励磁调整时，逆变器控制部11首先对当前时刻的d轴电流指令Id＊的值即高损失d轴电流指令Id＿loss加上在步骤＃303中求出的d轴电流指令Id＊的变化量ΔId，来更新高损失d轴电流指令Id＿loss的值（＃307）。接下来，求出更新后的高损失d轴电流指令Id＿loss与参照电流指令映射而得到的d轴电流指令Id＊的差分，以作为d轴电流的励磁调整值Id＿AFR（＃308）。该励磁调整值Id＿AFR的值可以与减弱励磁控制、增强励磁控制时利用的调整值同样地处理。因此，当在高损失控制之际进行励磁调整时，能够不附加新的运算功能而共享为了减弱励磁控制、增强励磁控制而准备的功能部。

通过调整d轴电流指令Id＊的值，使得等转矩线上的动作点移动。因此，q轴电流指令Iq＊的值也发生变动。于是，逆变器控制部11基于转矩指令T＊和d轴电流的励磁调整值Id＿AFR，再次参照电流指令映射来取得高损失q轴电流指令Iq＿loss（＃309）。然后，将在步骤＃307中取得的高损失d轴电流指令Id＿loss以及在步骤＃309中取得的高损失q轴电流指令Iq＿loss分别设定为d轴电流指令Id＊、q轴电流指令Iq＊（＃310）。以上，步骤＃302～步骤＃310被重复到电动机MG实现零转矩控制为止。

如果通过步骤＃302～步骤＃310的反复执行来实现电动机MG的零转矩控制，则接下来移至使d轴电流变为恒电流圆200的中心的动作点P0处的电流值（这里为零）的收敛处理＃350（＃302→＄1）。如图6所示，在收敛处理＃350开始时，作为变量而设定收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss。对该收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss代入上述的高损失d轴电流指令Id＿loss（当前的d轴电流指令Id＊）（＃351）。然后，判定动作点是否达到恒电流圆200的中心（动作点P0）（＃352）。在本实施方式中，由于动作点P0的d轴电流为零，从负的值逐渐接近于零，所以判定d轴电流指令Id＊是否为零以上。如果在步骤＃352中判定为d轴电流指令Id＊不小于零，则从否分支移至通常放电控制处理＃357。通常放电控制处理＃357例如是逆变器5的停机（所有开关元件的断开）等。如果通常放电控制处理＃357完毕，则结束再生电力抑制处理＃200。

当在步骤＃352中判定为d轴电流指令Id＊未达到零的情况下，收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss被向恒电流圆的中心（动作点P0）的方向更新与上述的d轴电流指令Id＊的变化量ΔId相当的量（＃353）。接下来，判定更新后的收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss是否小于零（＃354）。在更新后的收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss不小于零的情况下，例如若超过零，则具有正的值而导致超过动作点P0。另外，在收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss为零的情况下，正好达到动作点P0。因此，在收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss为零以上的情况下，将d轴电流指令Id＊以及q轴电流指令Iq＊都设定为零，将动作点设为恒电流圆的中心（动作点P0）。

当在步骤＃354中更新后的收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss小于零时，需要朝向恒电流圆的中心（动作点P0）还继续进行收敛处理。因此，将收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss设定为d轴电流指令Id＊，反复进行步骤＃352～＃354（＃355）。其中，由于已经实现零转矩控制，所以q轴电流指令Iq的值＊被设定为零（＃355）。此外，也可以与图5的步骤＃309同样地基于转矩指令T＊和收敛时d轴电流指令Id＿0Nm＿loss（d轴电流指令Id＊）并参照电流指令映射来设定q轴电流指令Iq＊。

此外，也可以与图3～图6的流程图所示的各处理不同地构成为在第二平滑电容器Q2的端子间电压、即系统电压Vdc变为规定的过电压阈值以上的情况下，逆变器控制部11执行逆变器5的停机（shut down）控制。此时的过电压阈值是比图3的步骤＃102所示的判定阈值TH1大的值。这里，停机控制是指构成逆变器5A的全部开关元件E3～E8、构成逆变器5B的全部开关元件E9～E14被切换为断开状态的控制。在逆变器5停机的状态下，来自电动机MG的电流经过对于各开关元件E3～E14分别逆并联的续流二极管D3～D14而环流，逐渐减少。

如以上说明那样，根据本发明，在具备逆变器5的驱动装置1与电池3的连接被切断的情况下，能够使从电动机MG经由逆变器5再生的再生电力迅速减少。具体而言，逆变器控制部11通过与零转矩控制一起执行使用了励磁电流的高损失控制，能够迅速降低再生电力。另外，在进而移至零转矩控制时，增大转矩变化率的限制值来允许比通常的控制时大的转矩变化率，以比通常的控制时大的转矩变化率迅速使再生转矩降低。因此，与以往的手法相比，能够迅速降低再生电力。例如，由于实现控制装置10的省空间化、低成本化，所以即使减小平滑电容器（Q2）的电容，也能够与以往同等或超过以往地抑制系统电压Vdc（平滑电容器的两端电压）的上升。

〔其他实施方式〕

以下，对本发明的其他实施方式进行说明。其中，以下说明的各实施方式的构成不限于分别单独使用，只要不发生矛盾，则也可以与其他实施方式的构成组合应用。

（1）在上述实施方式中，以对双电动机分割方式的混合动力车辆用驱动装置（旋转电机驱动装置）进行控制的旋转电机控制装置为例进行了说明，当本发明并不限定于该例。如图7所示，也可以是对驱动一个旋转电机的驱动装置进行控制的旋转电机控制装置。另外，在上述实施方式中，以驱动装置1具备转换器4的情况为例进行了说明，但也可以如图8所示那样不具备转换器而构成驱动装置1。

（2）在上述实施方式中，作为高损失控制，说明了使无助于转矩的d轴电流（励磁电流）增加来提高损失的例子。但是，本领域技术人员也能够通过其他方法使损失增加，来降低再生电力。例如，如果使PWM控制的调制频率（载波频率）上升，则单位时间的开关次数增加，损失会增加。本发明的技术特征在于与零转矩控制一起执行使用了励磁电流的高损失控制，但是并不排除通过其他方法来增加损失。

工业上的可利用性

本发明可应用于对具备逆变器的旋转电机驱动装置进行控制的旋转电机控制装置，该逆变器被夹设在具备蓄电装置的直流电源部与交流的旋转电机之间，从而在直流电源部的直流电力与旋转电机的交流电力之间进行电力变换。

附图标记说明

ΔT：转矩变化率；ω：旋转速度；1：驱动装置（旋转电机驱动装置）；3：电池（直流电源部）；5：逆变器；5A：第一逆变器；5B：第二逆变器；10：控制装置（旋转电机控制装置）；11：逆变器控制部；D1～D14：续流二极管；E3、E5、E7、E9、E11、E13：上臂元件（开关元件）；E4、E6、E8、E10、E12、E14：下臂元件（开关元件）；MG：电动机（旋转电机）；MG1：第一电动机（旋转电机）；MG2：第二电动机（旋转电机）；N：转速；Q2：第二平滑电容器（平滑电容器）；TM：目标转矩；T＊：转矩指令；Vdc：系统电压；TH1：判定阈值；LT：转矩变化率的限制值。

Claims (4)

1.一种旋转电机控制装置，其是对具备逆变器的旋转电机驱动装置进行控制的旋转电机控制装置，该逆变器被夹设在具备蓄电装置的直流电源部与交流的旋转电机之间，从而在所述直流电源部的直流电力与所述旋转电机的交流电力之间进行电力变换，其中，

所述旋转电机控制装置具备逆变器控制部，该逆变器控制部在与所述旋转电机的旋转同步旋转的2轴的正交坐标系中，控制沿着该正交坐标系的各轴的励磁电流与驱动电流的合成向量即电枢电流来控制所述逆变器，

所述逆变器控制部对所述直流电源部与所述逆变器的连接是切断状态进行判定，在判定为该切断状态的情况下，所述逆变器控制部执行控制所述逆变器以使所述旋转电机的再生转矩变为零的零转矩控制，并且执行使所述励磁电流变化以便在维持所述零转矩控制中的转矩指令的同时增加所述电枢电流的高损失控制。

2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，

在执行所述切断状态下的所述零转矩控制时，所述逆变器控制部将使所述旋转电机的再生转矩逐渐降低到零时的转矩变化率的限制值设定为比所述直流电源部与所述逆变器的连接被维持的状态下的转矩变化率的限制值大的值。

3.根据权利要求1或2所述的旋转电机控制装置，其中，

在执行所述切断状态下的所述零转矩控制时，所述逆变器控制部根据所述旋转电机的旋转速度可变地设定使所述旋转电机的再生转矩逐渐降低为零时的转矩变化率。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的旋转电机控制装置，其中，

所述逆变器构成为具有多个开关元件并且具有与所述开关元件的每一个并联连接的续流二极管，

在即便变成所述切断状态之后所述逆变器的直流正负两极间的连接也被维持的平滑电容器的端子间电压变为规定的过电压阈值以上的情况下，所述逆变器控制部执行使构成所述逆变器的全部所述开关元件成为断开状态的停机控制。

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