CN113892230A - 旋转电机控制系统 - Google Patents

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苏布拉塔·萨哈
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Aisin Corp
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Aisin Co Ltd
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Abstract

对N相的两个线圈组(8)配置于同一个定子铁芯的交流的旋转电机(80)进行控制的旋转电机控制系统(100)包括第一逆变器(51)、第二逆变器(52)以及逆变器控制装置(10)，所述逆变器控制装置(10)以使不同相位的电流分别流过两个线圈组(8)的方式分别单独地控制这两个逆变器(50)。逆变器控制装置(10)使第二逆变器(52)停止并开关控制第一逆变器(51)而在直流与N相的交流之间转换电力，或者开关控制两个逆变器(50)而在直流与2N相的交流之间转换电力。与构成第二逆变器(52)的开关器件(5)相比，构成第一逆变器(51)的开关器件(5)在断开状态与接通状态之间的转变时间更短，开关损耗更小。

Description

旋转电机控制系统
技术领域
本发明涉及将具备多个线圈组的交流的旋转电机作为控制对象的旋转电机控制系统。
背景技术
在日本特开2018-130007号公报中，公开了一种旋转电机控制装置(10)，其对具备作为多个线圈组的多系统的定子绕组(180、280)的旋转电机(80)进行控制(在背景技术中括号内的附图标记是参照的文献的附图标记)。该旋转电机控制装置(10)以在两个系统的定子绕组(180、280)中通入相位错开30度的相电流的方式进行控制(称为“相位差通电”)。在进行相位差通电时，与不进行相位差通电的情况相比，提高了输出转矩，并且也降低了谐波的转矩脉动，也减轻了噪音、振动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-130007号公报
发明内容
发明所要解决的课题
但是，虽然在该文献中未明示，但在进行这种相位差通电的情况下，各个线圈组的定子绕组相邻地配置。因此，不能忽略相邻的定子绕组之间的互感。并且，也与该互感相关联地，相邻的定子绕组之间的线间电动势的影响也变大。尤其是，在逆变器的开关频率低的情况下，由于低频率的电流谐波(例如5次谐波、7次谐波)和开关频率的谐波这双方，使旋转电机的铁损增加，从而使系统效率降低。例如，也考虑通过提高逆变器的开关频率来应对，但需要使用能够与更高的开关频率相对应的开关器件，存在增加系统成本的可能性。
鉴于上述背景，在将具备两个线圈组的交流的旋转电机作为控制对象的系统中，期望抑制系统成本的增加，提高系统效率。
用于解决课题的手段
鉴于上述的旋转电机控制系统，作为一个方式，用于对N相(N为自然数)的第一线圈组和N相的第二线圈组配置于同一个定子铁芯的交流的旋转电机进行控制，其中，包括：第一逆变器，连接到直流电源和所述第一线圈组，在直流与N相的交流之间转换电力；第二逆变器，连接到所述直流电源和所述第二线圈组，在直流与N相的交流之间转换电力；以及逆变器控制装置，生成分别单独控制所述第一逆变器和所述第二逆变器的开关控制信号，并以使不同的相位的电流分别流过所述第一线圈组和所述第二线圈组的方式控制所述第一逆变器和所述第二逆变器，所述逆变器控制装置，是使所述第二逆变器停止并开关控制所述第一逆变器而在直流与N相的交流之间转换电力的装置，或者是开关控制所述第一逆变器和所述第二逆变器这双方而在直流与2N相的交流之间转换电力的装置，与构成所述第二逆变器的开关器件相比，构成所述第一逆变器的开关器件在断开状态与接通状态之间的转变时间更短，开关损耗更小。
具备两个线圈组的旋转电机的优点之一在于，通过与两个线圈组相对应地包括两个逆变器，能够降低各逆变器的负荷并能够流过更大的交流电流，从而增加旋转电机的转矩。但是，根据要求转矩，也能够通过一个逆变器能够对应的交流电流来使旋转电机输出所需的转矩。在使第二逆变器停止并开关控制第一逆变器的情况下，由于电流未从第二逆变器供给至第二线圈组，所以也抑制因第一线圈组和第二线圈组之间的互感而引起的铁损。另一方面，例如，在要求转矩高，需要应由两个逆变器对应的交流电流的情况下，能够使2N相的交流电流流过旋转电机，因此与使N相的交流电流流过旋转电机的情况相比能够提高输出转矩。即，根据本结构，能够根据需要，在使用一个逆变器的控制和使用两个逆变器的控制之间切换控制方式。在这种情况下，单独动作的第一逆变器始终动作，但第二逆变器有时停止。若构成运转率更高的第一逆变器的开关器件是比构成第二逆变器的开关器件相比开关损耗小的器件，则能够降低系统整体的损耗。通常，由于这种开关损耗小的开关器件是高价的，通过仅在两个逆变器中的一个即第一逆变器中使用开关损耗小的开关器件，能够抑制系统整体的成本的增加。即，根据本结构，在将具备两个线圈组的交流的旋转电机作为控制对象的系统中，能够抑制系统成本的增加，并且提高系统效率。
旋转电机控制系统的进一步特征和优点从参照附图说明的实施方式的以下的记载中变得明确。
附图说明
图1是表示旋转电机控制系统的一例的框图。
图2是表示第一线圈组和第二线圈组的配置例的图。
图3是在电流-转矩特性中比较6相交流和3相交流的图。
图4是在转速-转矩特性中比较6相交流和3相交流的图。
图5是表示磁动势的谐波分量的分布的图。
图6是表示谐波分量与反电动势的初级分量的比例的图。
图7是表示6相交流的反电动势的一例的波形图。
图8是表示3相交流的反电动势的一例的波形图。
图9是表示6相交流的电流波形的一例的波形图。
图10是表示6相交流的电流波形的一例的波形图。
图11是表示6相交流的电流波形的一例的波形图。
图12是表示基于一个线圈组的3相交流的电流波形的一例的波形图。
图13是表示基于一个线圈组的3相交流的电流波形的一例的波形图。
图14是旋转电机的速度-转矩图。
图15是表示dq轴正交矢量坐标系与3相坐标系之间的关系的说明图。
图16是表示dq轴正交坐标系中的旋转电机的动作点的图。
图17是具备比较例的逆变器的旋转电机控制系统的框图。
图18是具备比较例的逆变器的旋转电机控制系统的框图。
图19是表示逆变器控制装置的一例的框图。
图20是表示旋转电机控制系统的比较例的框图。
图21是表示比较例的第一线圈组和第二线圈组的配置的图。
具体实施方式
以下，基于附图说明旋转电机控制系统的实施方式。旋转电机控制系统驱动控制例如作为车辆的驱动力源的旋转电机。图1的框图示意性地示出了旋转电机控制系统100的系统结构。旋转电机控制系统100是将具备两个(第一线圈组81和第二线圈组82)N相(N为自然数)的线圈组8的交流的旋转电机80作为控制对象。两个线圈组8为相同规格(相同结构和相同电气规格)的线圈组8，在本实施方式中，均为3相(N＝3)的线圈组8。
旋转电机控制系统100的驱动对象的旋转电机80是具有两个线圈组8配置于同一个定子铁芯的定子80s(参照图2、图15)和永磁体80m配置于转子铁芯的转子80r(参照图15)的永磁体型旋转电机(PMSM：Permanent Magnet Synchronous Motor)。在本实施方式中，如图1所示，第一线圈组81和第二线圈组82分别由3相的定子线圈(U相线圈8u、V相线圈8v、W相线圈8w)在中性点NP短路的星形结线(Y字结线)构成。需要说明的是，旋转电机80能够作为电动机、也能够作为发电机发挥功能。
旋转电机控制系统100包括与直流电源41和各个线圈组8相连而在直流与N相的交流之间转换电力的两个逆变器50。在本实施方式中，如图1所示，旋转电机控制系统100包括与直流电源41和第一线圈组81相连而在直流与N相(在此为3相)的交流之间转换电力的第一逆变器51以及与直流电源41和第二线圈组82相连而在直流与N相(在此为3相)的交流之间转换电力的第二逆变器52。即，旋转电机控制系统100与两个线圈组8相对应地具有两个逆变器50。如图1所示，第一逆变器51和第二逆变器52为不同规格(电路结构相同、电气规格不同)的逆变器50。需要说明的是，如后述，各个逆变器50分别在不同的定时被开关控制，使得分别不同相位的电流流过第一线圈组81和第二线圈组82。因此，通过两个逆变器50，在直流电源41与旋转电机80之间，在直流与2N相(在此为6相)的交流之间转换电力。
直流电源41例如由锂离子电池等能够充电的二次电池(电池)、双电层电容器等构成。在旋转电机80为车辆的驱动力源的情况下，直流电源41为大电压、大容量的直流电源，额定的电源电压例如为200～400V。在逆变器50的直流侧，包括使正极与负极之间的电压(直流链路电压“Vdc”)平滑化的平滑电容器(直流链路电容器42)。
各个逆变器50构成为具有多个开关器件5。在各开关器件5中，将从负极朝向正极的方向(从下级侧朝向上级侧的方向)作为正向，并联地包括续流二极管5D。在开关器件5中使用将硅(Si)作为基材的绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，Si-IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，Si-MOSFET)、将碳化硅(SiC)作为基材的碳化硅-金属氧化物半导体场效应管(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET，SiC-MOSFET)、碳化硅-静电感应晶体管(SiC-Static Induction Transistor，SiC-SIT)、SiC-IGBT以及将氮化镓(GaN)作为基材的GaN-MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET)等功率半导体器件。在图1中示出了如下的方式：作为开关器件5，在第二逆变器52中使用一般的Si-IGBT，在第一逆变器51中使用断开状态与接通状态之间的转变时间比构成第二逆变器的开关器件(Si-IGBT)短且开关损耗小的SiC-MOSFET。
以往，作为逆变器50的开关器件5，将硅(Si)作为基材的Si-IGBT被广泛使用。近年来，作为电力用的MOSFET、IGBT的基材，碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等半导体材料也被实用化。SiC、GaN等半导体材料作为半导体材料的原材料的基本性能比Si高，例如，与Si相比带隙宽(宽带隙半导体)、介电击穿强度也比Si高。由于介电击穿强度高，在将SiC、GaN作为基材的电力用高耐压器件(功率开关器件)中，能够使漂移层的膜厚比将Si作为基材的器件的膜厚薄。由于电力用高耐压器件的电阻分量大多是起因于该漂移层的厚度，所以在将SiC、GaN作为基材的电力用高耐压器件中，与Si基材的器件相比，能够实现每单位面积的导通电阻非常低的器件。
在将Si作为基材的电力用高耐压器件中，为了改善随着高耐压化的导通电阻的增加，具备少数载流子器件即双极晶体管的结构的IGBT(Si-IGBT)成为主流。IGBT是在一个半导体器件上，在输入级具有FET结构、在输出级具有双极晶体管结构的开关器件。但是，IGBT例如在与MOSFET相比时，开关损耗大，并且会受到由此产生的热的影响，因此在高频下的开关存在界限。在将SiC、GaN作为基材的电力用高耐压器件中，如上所述，由于漂移层能够薄薄地构成，因此是高速的器件结构，即使是多数载流子器件即MOSFET结构，也能够抑制随着高耐压化的导通电阻的增加。即，将SiC、GaN作为基材的电力用高耐压器件能够实现高耐压、低导通电阻以及高频动作。
例如，与Si-IGBT相比，SiC-MOSFET能够进行更高速开关，并能够在更高的开关频率下使用。另外，也能够期待逆变器50的损耗降低。但是，SiC、GaN比Si高价，从而可能使逆变器50、包括逆变器50的旋转电机控制系统100的成本上升。
各个逆变器50包括多组(在此为三组)由上级侧开关器件5H和下级侧开关器件5L的串联电路构成的交流一相量的臂。在本实施方式中，构成一组串联电路(臂)对应于与各个线圈组8的U相、V相、W相对应的各个定子线圈(8u、8v、8w)的电桥电路。臂的中间点，即，上级侧开关器件5H与下级侧开关器件5L之间的连接点分别与对应于各个线圈组8的U相、V相、W相的定子线圈(8u、8v、8w)相连。
如图1所示，各个逆变器50由逆变器驱动装置30控制。逆变器驱动装置30包括逆变器控制装置10(CTRL)和驱动电路20(DRV)。详细说明参照图19如后述，但逆变器控制装置10包括控制第一逆变器51的第一控制部10a和控制第二逆变器52的第二控制部10b，分别独立地生成第一逆变器51和第二逆变器52的开关控制信号而控制第一逆变器51和第二逆变器52。并且，与第一逆变器51和第一控制部10a相对应地具有第一驱动电路21，与第二逆变器52和第二控制部10b相对应地具有第二驱动电路22。
逆变器控制装置10以微型计算机等处理器作为核心部件构筑。例如，逆变器控制装置10基于从一个上位的控制装置即未图示的车辆控制装置等其他控制装置等提供作为请求信号的旋转电机80的目标转矩(转矩指令T＊：参照图19)，进行使用矢量控制法的电流反馈控制，并经由逆变器50控制旋转电机80。如图15所示，在矢量控制法中，将流过旋转电机的实际电流(Iu、Iv、Iw)坐标转换为配置于转子80r的永磁体80m产生的磁场(磁通量)的方向即d轴和与d轴正交的方向(相对于磁场的方向，电气角前进π/2的方向)的q轴的矢量分量(Id、Iq)来进行反馈控制。需要说明的是，“Ia”示出了矢量合成的合成电流。参照图19如后述，在dq轴正交矢量坐标系中，逆变器驱动装置30(逆变器控制装置10)根据基于旋转电机80的转矩指令T＊的电流指令(I＊)与实际电流之间的偏差来反馈控制旋转电机80。
如图1所示，流过旋转电机80(线圈组8)的实际电流由两个电流传感器6(SEN-I)检测，逆变器控制装置10获取该检测结果。在本实施方式中，包括检测流过第一线圈组81的各相的交流电流的第一电流传感器61和检测流过第二线圈组82的各相的交流电流的第二电流传感器62。在图1中，示出了电流传感器6检测全相的交流电流的方式，但例如在3相交流的情况下，3相平衡，其瞬时值之和为零，因此也可以仅检测2相的电流而剩余的1相由逆变器控制装置10通过运算获取。
另外，如图1所示，旋转电机80的转子80r的各时刻的磁极位置(电气角θ：参照图15、图19)、转子80r的转速(角速度ω(参照图19))例如由旋转变压器等旋转传感器7(SEN-R)检测，逆变器控制装置10获取该检测结果。逆变器控制装置10使用电流传感器6和旋转传感器7的检测结果来执行电流反馈控制。
构成逆变器50的各开关器件5的控制端子(例如，IGBT、FET的栅极端子)经由驱动电路20连接到逆变器控制装置10，各开关器件5分别单独被开关控制。生成开关控制信号的逆变器控制装置10如上所述，以微型计算机等作为核心构成，其动作电压例如为5V、3.3V、2.5V等。另一方面，如上所述，逆变器50连接到额定的电源电压例如为200～400V的直流电源41，在开关器件5的控制端子中需要输入例如15～20V的驱动信号。驱动电路20分别提高逆变器控制装置10生成的开关控制信号的驱动能力(例如，电压振幅、输出电流等使后级的电路动作的能力)，并中继给逆变器50。
图2示出了在形成于旋转电机80的定子80s的槽8s上卷绕的第一线圈组81的定子线圈(81u、81v、81w)以及第二线圈组82的定子线圈(82u、82v、82w)的配置例。这与如上所述的6相(2N相)交流相对应。如图2所示，定子线圈以第一线圈组81的第一U相线圈81u、第二线圈组82的第二U相线圈82u、第一线圈组81的第一V相线圈81v、第二线圈组82的第二V相线圈82v、第一线圈组81的第一W相线圈81w、第二线圈组82的第二W相线圈82w的顺序重复配置。由于第一线圈组81(第一系统)的定子线圈和第二线圈组82(第二系统)的定子线圈相邻，从而存在系统间的互感。
第一线圈组81的同相的线圈以电气角分离180度而配置。相同地，第二线圈组82的同相的线圈也以电气角分离180度而配置。第一线圈组81和第二线圈组82以电气角分离30度而配置。例如，第一U相线圈81u和第二U相线圈82u、第一V相线圈81v和第二V相线圈82v以及第一W相线圈81w和第二W相线圈82w分别以电气角分离30度而配置。逆变器控制装置10生成分别单独控制第一逆变器51和第二逆变器52的开关控制信号来控制第一逆变器51和第二逆变器52，以使分别不同的相位的电流流过第一线圈组81和第二线圈组82。
图20示出了相对于图1的比较例的旋转电机控制系统100，图21示出了作为相对于图2的比较例的定子线圈的配置例。如图20所示，各个逆变器50在相同定时被开关控制，并在直流电源41与旋转电机80之间，在直流与N相(在此为3相)的交流之间转换电力。如图21所示，第一线圈组81将第一U相线圈81u、两个第一V相线圈81v、两个第一W相线圈81w以及第一U相线圈81u作为一组，在此重复配置四次，接下来，第二线圈组82将第二U相线圈82u、两个第二V相线圈82v、两个第二W相线圈82w以及第二U相线圈82u作为一组，相同地重复配置四次。在这种情况下，第一线圈组81(第一系统)的定子线圈和第二线圈组82(第二系统)的定子线圈除U相的一部分之外不相邻，从而几乎不存在系统间的互感。
在图20和图21所示的比较例中，相同相位的电流流过第一线圈组81和第二线圈组82的同相的线圈。例如，第一U相线圈81u之间和第二U相线圈82u之间以电气角分离180度而配置，但由于在第一U相线圈81u和第二U相线圈82u中流过相同相位的电流，作为结果，第一线圈组81的同相线圈和第二线圈组82的同相线圈以电气角分离150度而配置。另外，例如相同相位的电流流过第一U相线圈81u和第二U相线圈82u，因此第一线圈组81和第二线圈组82配置为相同的电气角。
如图3所示，在使6相交流流过旋转电机80而驱动的情况下，与流过3相交流而驱动的情况相比，即使是有效值相同的电流，也输出大的转矩。根据发明人的实验、模拟，可知与3相交流相比，在6相交流中，电流大的一侧转矩大约增加4％。在与转速之间的关系中，如图4所示，可知在转速相对低的区域中，与3相交流相比，在6相交流中，转矩大约增加2％，成为高效率。随着转速变高，3相交流的转矩变得更大，但转矩之差与转速低的区域相比较小。需要说明的是，参照图6～图8如后述，在转速高的区域中6相交流的转矩变得更小是与反电动势有关。
图5示出了磁动势的谐波分量的分布。基于6相交流的磁动势与基于3相交流的磁动势相比，5次、7次的谐波分量变少。由此，降低了铁损。
另一方面，参照图2如上所述，在由6相交流驱动旋转电机80的情况下，不同相位的电流流过的第一线圈组81的定子线圈和第二线圈组82的定子线圈相邻。因此，与由3相交流驱动旋转电机80的情况相比，在由6相交流驱动旋转电机80的情况下，线间反电动势的影响变大。图6表示谐波分量与线间反电动势的初级分量的比例。可知在由6相交流驱动旋转电机80的情况下，与由3相交流驱动旋转电机80的情况相比，尤其是5次谐波分量、7次谐波分量更大。
图7的波形图示出了在由6相交流驱动旋转电机80的情况下的反电动势的一例，图8的波形图示出了在由3相交流驱动旋转电机80的情况下的反电动势的一例。在由6相交流驱动旋转电机80的情况下，起因于如上所述的5次谐波分量、7次谐波分量，与由3相交流驱动旋转电机80的情况相比，反电动势的波形的失真变大。如上所述，在本实施方式中的定子线圈的结构中，由于第一线圈组81(第一系统)的定子线圈和第二线圈组82(第二系统)的定子线圈相邻，从而存在系统间的互感。该互感是反电动势的波形的失真的一个原因。该失真为谐波分量，是电磁噪声、可听噪声的原因。
下述式(1)表示第一线圈组81的3相电压方程式，式(2)表示第二线圈组82的3相电压方程式。另外，下述式(3)表示第一线圈组81的2相电压方程式，式(4)表示第二线圈组82的2相电压方程式。在式中，“u、v、w”的下标分别表示U相、V相、W相，“d、q”的下标分别表示d轴、q轴，“a”的下标表示第一线圈组81和第二线圈组82各自的整体(3相的合成)。“R”为线圈组8的电阻分量，“L”为各相的定子线圈(8u、8v、8w)的自感，“M”为互感，“MIf”为电动势系数(转矩系数)。“p”为微分算子。
[算式1]
Figure BDA0003376902380000091
[算式2]
Figure BDA0003376902380000101
[算式3]
Figure BDA0003376902380000102
[算式4]
Figure BDA0003376902380000103
详细说明参照图19如后所述，逆变器控制装置10基于上述式(1)～式(4)的电压方程式，执行电流反馈控制而开关控制逆变器50。图9示出了由逆变器控制装置10控制而生成的6相电流波形的一例。在电流反馈控制中，若提高逆变器控制装置10(后述的电流控制部12(参照图19))的截止频率而提高反馈控制中的增益，则理论上迅速地到达目标(指令)。但是，在存在由互感等引起的针对反馈环路的干扰因素的情况下，若提高截止频率而提高反馈增益，则存在控制未收敛从而无法进行电流控制的情况。图10所示的波形示出了控制未收敛的状态。
这能够通过提高逆变器控制装置10(后述的调制部14(参照图19))的调制频率(载波频率)来改善。例如，若在提高截止频率而提高反馈增益的状态(如输出图10的波形那样的状态)下提高调制频率，则控制收敛，如图11所示的波形那样交流电流波形稳定。与截止频率低且反馈增益也低的图9的波形相比，调制频率高的图11的波形的失真也更小。相对于图9和图10的波形，图11的波形的调制频率大约是2倍。
即，通过以更高的调制频率调制，能够使失真小的交流电流流过线圈组8。但是，为了使用由高的调制频率调制的开关控制信号来开关控制逆变器50，需要使用与高频率下的开关对应的开关器件5来构成逆变器50。例如，在图1所示的方式中，使用SiC-MOSFET作为构成第一逆变器51的开关器件5，但如比较例的图17所示，若在构成第二逆变器52的开关器件5中也使用SiC-MOSFET，则能够对应于高调制频率。但是，如上所述，由于SiC-MOSFET那样的开关器件5的部件单价高，从而增加旋转电机控制系统100的成本。
另外，参照图7和图8如上所述，与6相交流相比，3相交流的反电动势的失真更小，从而交流电流波形的失真也更小。因此，若仅使用一个逆变器50，并仅对一个线圈组8通入3相的交流电流，则即使提高截止频率而提高反馈增益，且维持调制频率，也能够如图12所示，使反馈控制收敛。但是，由于使流过第一线圈组81和第二线圈组82的电流流过一个线圈组8(例如，仅第一线圈组81)，交流电流的有效值成为2倍。因此，在旋转电机80的要求转矩小，由一个线圈组8、一个逆变器50能够对应的交流电流足够的情况下，能够选择这种控制方式。即，若考虑流过一个线圈组8的交流电流的有效值成为2倍，则只要是交流电流的有效值相对低的旋转电机80的动作区域，就能够通过使用一个线圈组8流过3相交流电流来降低交流电流波形的失真。
在此，进一步提高调制频率时，如图13所示，交流电流的失真进一步降低。即，若仅使用一个逆变器50，并仅对一个线圈组8通入3相的交流电流，提高调制频率，则即使提高截止频率而提高反馈增益，也能够如图13所示，使反馈控制收敛。在这种情况下，通过一个逆变器50就能充分提高调制频率。因此，如图1所示，若使用Si-IGBT仅作为第一逆变器51的开关器件5，而使用Si-IGBT作为第二逆变器52的开关器件5的方式，能够抑制成本的上升。即，如比较例的图17所示，与使用SiC-MOSFET作为第一逆变器51和第二逆变器52这双方的开关器件5的方式相比，能够降低逆变器50的成本。
在这种情况下，逆变器控制装置10使第二逆变器52停止并开关控制第一逆变器51，从而在直流与N相(在此为3相)的交流之间转换电力，或者开关控制第一逆变器51和第二逆变器52这双方，从而在直流与2N相(在此为6相)的交流之间转换电力。另外，逆变器控制装置10优选以第一开关频率来开关控制第一逆变器51，并以比第一开关频率低的第二开关频率来开关控制第二逆变器52。在图11和图13之间的比较中可知，波形的失真在图13中较少。即，如比较例的图17所示，与在将第一逆变器51和第二逆变器52这双方由SiC-MOSFET构成并由以高调制频率调制的信号驱动的情况相比，在将第一逆变器51由SiC-MOSFET构成并将第二逆变器52由Si-IGBT构成且使第二逆变器52停止而由以高调制频率调制的信号仅驱动第一逆变器51的情况下，成本低且也抑制了波形的失真。
另外，参照图12如上所述，若仅使用一个逆变器50，并仅在一个线圈组8中通入3相的交流电流，则即使不提高调制频率，也能够在提高截止频率而提高反馈增益的状态下，使反馈控制收敛。即，如比较例的图18所示，即使在第一逆变器51和第二逆变器52这双方由Si-IGBT构成的情况下，某种程度上也能够使波形的失真降低。但是，在图12和图13之间的比较中可知，通过由以更高调制频率调制的信号驱动第一逆变器51，能够获得失真更少的波形。
另外，例如，在作为车辆的驱动力源的旋转电机80中，在起步、加速、爬坡、巡航等中需要基于各种转矩的驱动。尤其是，在起步、加速、爬坡等中，需要相对较大的转矩。旋转电机80的动作区域能够与各种运转条件相对应地设定，但频率高的动作区域不是需要这样大的转矩的动作区域。相对地，是低转矩且低转速或中间转速的动作区域。在此，例如，如图14所示，在旋转电机80的动作区域中，设定相对低转矩且中低速度的第一区域R1、和比第一区域R1位于高转矩侧的第二区域R2。
例如，在由旋转电机80的转矩和转速规定的旋转电机80的动作区域内，在第一区域R1中，逆变器控制装置10使第二逆变器52停止并开关控制第一逆变器51，从而在直流与N相(在此为3相)的交流之间转换电力。另一方面，在比第一区域R1高转矩侧的区域即第二区域R2中，逆变器控制装置10开关控制第一逆变器51和第二逆变器52，从而在直流与2N相(在此为6相)的交流之间转换电力。
需要说明的是，在此，使用如图14那样的基于转矩和转速的旋转电机80的动作区域，示出了该动作区域中的第一区域R1和第二区域R2。但是，第一区域R1和第二区域R2不限于该方式，例如也可以基于直流链路电压“Vdc”和反电动势来设定。
当然，旋转电机80的动作点也在第一区域R1与第二区域R2之间转变。因此，逆变器控制装置10在使第二逆变器52停止并开关控制第一逆变器51的状态与开关控制第一逆变器51和第二逆变器52的状态之间切换控制方式。在切换的前后，旋转电机80优选输出相同转矩。例如，在旋转电机80的动作区域从第一区域R1向第二区域R2转移的情况下，逆变器控制装置10以在维持旋转电机80的输出转矩的状态下，降低流过第一线圈组81的电流并使相当于该降低的电流的电流流过第二线圈组82的方式开关控制第一逆变器51和第二逆变器52。
图16示出了dq轴正交坐标系中的基于电流(d轴电流、q轴电流)的旋转电机80的动作点。附图标记“L3”是表示仅开关控制第一逆变器51而由3相交流驱动旋转电机80的情况下以最高的效率输出转矩的动作点的矢量轨迹的最大效率线(3相最大效率线)。附图标记“L6”是表示开关控制第一逆变器51和第二逆变器52而由6相交流驱动旋转电机80的情况下以最高的效率输出转矩时的一个逆变器5的动作点的矢量轨迹的最大效率线(6相最大效率线)。附图标记“LT”是输出相同转矩的动作点的矢量轨迹即等转矩线。
在图16中，示出了旋转电机80的动作点为第一动作点P1，并从仅开关控制第一逆变器51的状态向开关控制第一逆变器51和第二逆变器52的动作点即第三动作点P3转变的情况。逆变器控制装置10在维持旋转电机80的输出转矩的状态下，将流过第一线圈组81的电流沿3相最大转矩线L3朝向箭头Y1的方向降低。同时，逆变器控制装置10开始使相当于该降低的电流的电流流入第二线圈组82。流入第二线圈组82的电流沿3相最大转矩线L3朝向箭头Y2的方向上升。即，由流过第一线圈组81和第二线圈组82的电流规定的动作点一起沿3相最大效率线L3接近第二动作点P2。由于两个动作点从夹着一个动作点(第二动作点P2)的位置沿3相最大转矩线L3向箭头Y3的方向移动，从而能够使动作点以高系统效率移动。
若由流过第一线圈组81和第二线圈组82的电流规定的动作点均到达第二动作点P2，则逆变器控制装置10使动作点沿等转矩线LT移动到位于等转矩线LT与6相最大效率线L6之间的交点的第三动作点P3。由于动作点沿等转矩线LT移动，所以除控制的误差之外不会发生转矩波动。省略详细的说明，但与使动作点从第三动作点P3移动到第一动作点P1的情况也相同。这样，逆变器控制装置10能够在使第二逆变器52停止并开关控制第一逆变器51的状态与开关控制第一逆变器51和第二逆变器52的状态之间顺畅地切换控制方式。
在第二动作点P2和第三动作点P3，即在等转矩线LT上，流过第一线圈组81和第二线圈组82的电流的有效值相同。即，在第二区域R2中，逆变器控制装置10以使有效值相同的电流流过第一线圈组81和第二线圈组82的方式开关控制第一逆变器51和第二逆变器52。
需要说明的是，第一区域R1中的反馈增益优选设定为比第二区域R2中的反馈增益高的值。在经由两个逆变器50向两个线圈组8通电的情况下，因两个线圈组8之间的互感的影响而容易产生干扰，反馈增益越高控制越难以收敛。另一方面，在经由一个逆变器50(第一逆变器51)而仅向一个线圈组8(第一线圈组81)通电的情况下，几乎没有因互感的影响而产生的干扰，从而与两个线圈组8进行通电的情况相比容易地增加反馈增益。并且，反馈增益越高收敛时间越短。因此，在旋转电机80的动作区域内的频率高的第一区域R1中的反馈控制中，使用比第二区域R2中的反馈控制时的反馈增益更高的值的反馈增益，则能够提高系统效率。
以下，详细地说明逆变器控制装置10。如图19所示，逆变器控制装置10具有用于电流反馈控制的各种功能部，各功能部由微型计算机等硬件和软件(程序)之间的协作来实现。
在本实施方式中，逆变器控制装置10包括电流指令运算部11、电流控制部12、电压控制部13、调制部14以及3相2相坐标转换部15。在逆变器控制装置10中，包含将第一逆变器51作为控制对象的第一控制部10a和将第二逆变器52作为控制对象的第二控制部10b。电流控制部12、电压控制部13、调制部14以及3相2相坐标转换部15分别包括包含于第一控制部10a的功能部(第一电流控制部12a、第一电压控制部13a、第一调制部14a以及3相2相第一坐标转换部15a)和包含于第二控制部10b的功能部(第二电流控制部12b、第二电压控制部13b、第二调制部14b以及3相2相第二坐标转换部15b)这两个。另外，电流指令运算部11包括将转矩指令T＊分配于第一控制部10a的第一转矩指令T＊ 1和第二控制部10b的第二转矩指令T＊ 2的转矩指令分配部110(DIV)、基于第一转矩指令T＊ 1运算第一电流指令I＊ 1(第一d轴电流指令I＊ d1、第一q轴电流指令I＊ q1)的第一电流指令运算部11a以及基于第二转矩指令T＊ 2运算第二电流指令I＊ 2(第二d轴电流指令I＊ d2、第二q轴电流指令I＊ q2)的第二电流指令运算部11b。
逆变器控制装置10基于由旋转电机80目标转矩(转矩指令T＊)设定的第一线圈组81的电流指令即第一电流指令(I＊ d1、I＊ q1)与流过第一线圈组81的电流(Id1、Iq1)之间的偏差来开关控制第一逆变器51，并且基于由旋转电机80的目标转矩(转矩指令T＊)设定的第二线圈组82的电流指令即第二电流指令I＊ 2与流过第二线圈组82的电流(Id2，Iq2)之间的偏差来开关控制第二逆变器52，从而电流反馈控制旋转电机80。
以下，首先说明第一控制部10a，接下来说明第二控制部10b，但由于第一控制部10a和第二控制部10b基本上是相同的结构，存在对同一部分适当地省略说明的情况。第一电流控制部12a基于2相的电流指令(I＊ d1、I＊ q1)和将旋转电机80的实际电流(U相电流iu1ph、V相电流iv1ph、W相电流iw1ph)坐标转换的2相的实际电流(Id1、Iq1)之间的偏差，运算施加至第一线圈组81的电压的指令即2相的电压指令(V＊ d1、V＊ q1)。第一电流控制部12a包括d轴比例积分控制部121(PI)、q轴比例积分控制部122(PI)、q轴非干扰控制部123(CRS)以及d轴非干扰控制部124(CRS)。
d轴比例积分控制部121基于d轴电流指令(I＊ d1)与d轴电流(Id1)之间的偏差来进行如下述式(5)的运算，q轴比例积分控制部122基于q轴电流指令(I＊ q1)和q轴电流(Iq1)之间的偏差来进行如下述式(6)所示的运算。在式(5)、式(6)中，“(P)Id1”和“(P)Iq1”为比例增益，分别为d轴、q轴中的自感(Ld1或Lq1)与截止频率之积。另外，“(I)Id1”和“(I)Iq1”是第一线圈组81的合成电阻值“Ra”、控制周期[秒]以及截止频率之积。尤其是，在仅开关控制第一逆变器51时，优选设定短控制周期且高截止频率。在开关控制第一逆变器51和第二逆变器52这双方的情况下，为了抑制因互感而引起的干扰电压的影响，优选设定低截止频率。高截止频率是低截止频率的2～2.5倍左右。
[算式5]
Figure BDA0003376902380000161
[算式6]
Figure BDA0003376902380000162
q轴非干扰控制部123基于d轴电流指令(I＊ d1)与d轴电流(Id1)之间的偏差来进行如下述式(7)所示的运算，d轴非干扰控制部124基于q轴电流指令(I＊ q1)与q轴电流(Iq1)之间的偏差来进行如下述式(8)所示的运算。在式(7)中，“(I)Idq1”是转速(角速度ω)、d轴自感Ld1、控制周期[秒]以及截止频率之积，在式(8)中，“(I)Iqd1”是转速(角速度ω)、q轴自感Lq1、控制周期[秒]以及截止频率之积。
[算式7]
Figure BDA0003376902380000163
[算式8]
Figure BDA0003376902380000164
另外，虽然在图19中未图示，但逆变器控制装置10包括前馈运算部，运算d轴前馈值(Vd1FF)和q轴前馈值(Vq1FF)。理论上，d轴前馈值(Vd1FF)和q轴前馈值(Vq1FF)由下述式(9)、式(10)所示。
[算式9]
Figure BDA0003376902380000165
[算式10]
Figure BDA0003376902380000166
但是，关于式(9)的第三项、式(10)的第四项的微分项，由于无法对电流指令(I＊ d1、I＊ q1)进行微分，除了这些项之外，基于下述式(11)、式(12)来运算d轴前馈值(Vd1FF)和q轴前馈值(Vq1FF)。
[算式11]
Figure BDA0003376902380000171
[算式12]
Figure BDA0003376902380000172
如下述式(13)所示，第一电流控制部12a将d轴比例积分控制部121的运算结果(Vd1FB)、d轴非干扰控制部124的运算结果(Vd1cross)以及单独运算的d轴前馈值(Vd1FF)相加来运算d轴电压指令(V＊ d1)。另外，如下述式(14)所示，第一电流控制部12a将q轴比例积分控制部122的运算结果(Vq1FB)、q轴非干扰控制部123的运算结果(Vq1cross)以及单独运算的q轴前馈值(Vq1FF)相加来运算d轴电压指令(V＊ q1)。
[算式13]
Figure BDA0003376902380000173
[算式14]
Figure BDA0003376902380000174
需要说明的是，从第一线圈组81的3相的实际电流(U相电流iu1ph、V相电流iv1ph、W相电流iw1ph)向2相的实际电流(Id1、Iq1)的坐标转换由3相2相第一坐标转换部15a执行。3相2相第一坐标转换部15a基于由旋转传感器7(SEN-R)检测的转子80r的各时刻的旋转位置(磁极位置、电气角θ)即第一电气角θ1(＝θ)进行坐标转换。
第一电压控制部13a基于dq轴正交矢量坐标系的2相电压指令(V＊ d1、V＊ q1)运算对应于第一线圈组81的3相的电压指令。第一电压控制部13a包括基于直流链路电压“Vdc”来运算2相电压的电压运算部131和将2相电压向3相的电压指令转换的2相3相坐标转换部132。
第一调制部14a基于各个3相的电压指令，生成第一逆变器51的开关控制信号。在此，示出了第一调制部14a基于第一开关频率的载波，通过脉冲宽度调制(PWM)生成开关控制信号的方式。在本实施方式中，如图1所示，第一逆变器51的开关器件5为SiC-MOSFET，能够基于与Si-IGBT相比高的开关频率进行开关。因此，第一开关频率优选为比第二开关频率高的频率(例如，2～2.5倍左右)。
接下来，说明第二控制部10b，但适当地省略与第一控制部10a相同的部分。第二电流控制部12b基于2相的电流指令(I＊ d2、I＊ q2)与将旋转电机80的实际电流(U相电流iu2ph、V相电流iv2ph、W相电流iw2ph)进行坐标转换的2相的实际电流(Id2、Iq2)之间的偏差，运算施加至逆变器50的电压的指令即2相的电压指令(V＊ d2、V＊ q2)。
如图19所示，第二电流控制部12b也包括与第一电流控制部12a相同的功能部。d轴比例积分控制部121基于d轴电流指令(I＊ d2)与d轴电流(Id2)之间的偏差来进行如下述式(15)所示的运算，q轴比例积分控制部122基于q轴电流指令(I＊ q2)与q轴电流(Iq2)之间的偏差来进行如下述式(16)所示的运算。在式(15)、式(16)中，“(P)Id2”和“(P)Iq2”为比例增益，是各个d轴q轴中的自感(Ld2或Lq2)与截止频率之积。另外，“(I)Id2”和“(I)Iq2”是第二线圈组82的合成电阻值“Ra”、控制周期[秒]以及截止频率之积。
[算式15]
Figure BDA0003376902380000181
[算式16]
Figure BDA0003376902380000182
q轴非干扰控制部123基于d轴电流指令(I＊ d2)与d轴电流(Id2)之间的偏差来进行如下述式(17)所示的运算，d轴非干扰控制部124基于q轴电流指令(I＊ q2)与q轴电流(Iq2)之间的偏差来进行如下述式(18)所示的运算。在式(17)中，“(I)Idq2”是转速(角速度ω)、d轴自感Ld2、控制周期[秒]以及截止频率之积，在式(18)中，“(I)Iqd2”是转速(角速度ω)、q轴自感Lq2、控制周期[秒]以及截止频率之积。
[算式17]
Figure BDA0003376902380000183
[算式18]
Figure BDA0003376902380000191
另外，虽然在图19中未图示，但逆变器控制装置10包括前馈运算部，运算d轴前馈值(Vd2FF)和q轴前馈值(Vq2FF)。理论上，d轴前馈值(Vd2FF)和q轴前馈值(Vq2FF)由下述式(19)、式(20)所示。
[算式19]
Figure BDA0003376902380000192
[算式20]
Figure BDA0003376902380000193
但是，对于式(19)的第三项、式(20)的第四项的微分项，由于无法对电流指令(I＊ d2、I＊ q2)进行微分，除了这些项之外，基于下述式(21)、式(22)来运算d轴前馈值(Vd2FF)和q轴前馈值(Vq2FF)。
[算式21]
Figure BDA0003376902380000194
[算式22]
Figure BDA0003376902380000195
如下述式(23)所示，第二电流控制部12b将d轴比例积分控制部121的运算结果(Vd2FB)、d轴非干扰控制部124的运算结果(Vd2cross)以及单独运算的d轴前馈值(Vd2FF)相加来运算d轴电压指令(V＊ d2)。另外，如下述式(24)所示，第二电流控制部12b将q轴比例积分控制部122的运算结果(Vq2FB)、q轴非干扰控制部123的运算结果(Vq2cross)以及单独运算的q轴前馈值(Vq2FF)相加来运算d轴电压指令(V＊ q2)。
[算式23]
Figure BDA0003376902380000196
[算式24]
从第二线圈组82的3相的实际电流(U相电流iu2ph、V相电流iv2ph、W相电流iw2ph)向2相的实际电流(Id2，Iq2)的坐标转换由3相2相第二坐标转换部15b执行。3相2相第二坐标转换部15b基于由旋转传感器7(SEN-R)检测的转子80r的各时刻的旋转位置(磁极位置、电气角θ)进行坐标转换。参照图2如上所述，以使相位相差30度(π/6)的电流流过第一线圈组81和第二线圈组82的方式进行控制。因此，在3相2相第二坐标转换部15b中的坐标转换中使用的第二电气角θ2和在3相2相第一坐标转换部15a中的坐标转换中使用的第一电气角θ1的相位相差30度(π/6)。第二电气角θ2是与由旋转传感器7检测的电气角θ延迟了30度(π/6)相位的“θ-π/6”。
第二电压控制部13b基于dq轴正交矢量坐标系的2相电压指令(V＊ d1、V＊ q1)，运算对应于第二线圈组82的3相的电压指令。第二电压控制部13b包括基于直流链路电压“Vdc”来运算2相电压的电压运算部131和将2相电压向3相的电压指令转换的2相3相坐标转换部132。
第二调制部14b基于各个3相的电压指令，生成第二逆变器52的开关控制信号。在此，示出了第二调制部14b基于第二开关频率的载波，通过脉冲宽度调制生成开关控制信号的方式。
在本实施方式中，如图1所示，第一逆变器51的开关器件5为SiC-MOSFET，能够以与Si-IGBT相比高的开关频率进行开关。因此，如上所述，第一开关频率优选为比第二开关频率高的频率(例如，2～2.5倍左右)。另外，第一逆变器51有时被单独驱动，此时，参照图11、图13如上所述，优选开关频率更高。
(实施方式的概要)
以下，简单地说明在上述中说明的旋转电机控制系统(100)的概要。
作为一个方式，用于控制N相(N为自然数)的第一线圈组(81)和N相的第二线圈组(82)配置于同一个定子铁芯的交流的旋转电机(80)的旋转电机控制系统(100)包括：第一逆变器(51)，与直流电源(41)和所述第一线圈组(81)相连而在直流与N相的交流之间转换电力；第二逆变器(52)，与所述直流电源(41)和所述第二线圈组(82)相连而在直流与N相的交流之间转换电力；以及逆变器控制装置(10)，生成分别单独控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)的开关控制信号，并以使不同的相位的电流分别流过所述第一线圈组(81)和所述第二线圈组(82)的方式控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)，所述逆变器控制装置(10)是使所述第二逆变器(52)停止并开关控制所述第一逆变器(51)而在直流与N相的交流之间转换电力的装置，或者是开关控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)这双方而在直流与2N相的交流之间转换电力的装置，与构成所述第二逆变器(52)的开关器件相比，构成所述第一逆变器(51)的开关器件(5)在断开状态与接通状态之间的转变时间更短，开关损耗更小。
具有两个线圈组(8)的旋转电机(80)的优点之一在于，通过与两个线圈组(8)相对应地包括两个逆变器(50)，能够降低逆变器(50)的负荷并能够流过更大的交流电流，从而增加旋转电机(80)的转矩。但是，根据要求转矩，也能够通过一个逆变器(50)能够对应的交流电流来使旋转电机(80)输出所需的转矩。在使第二逆变器(52)停止并开关控制第一逆变器(51)的情况下，由于电流未从第二逆变器(52)供给至第二线圈组(82)，所以也抑制因第一线圈组(51)和第二线圈组(52)之间的互感而引起的铁损。另一方面，例如，在要求转矩高，需要应由两个逆变器(50)对应的交流电流的情况下，能够使2N相的交流电流流过旋转电机(80)，因此与使N相的交流电流流过旋转电机(80)的情况相比能够提高输出转矩。即，根据本结构，能够根据需要，在使用一个逆变器(50)的控制和使用两个逆变器(50)的控制之间切换控制方式。在这种情况下，单独动作的第一逆变器(51)始终动作，但第二逆变器(52)有时停止。若构成运转率更高的第一逆变器(51)的开关器件(5)是比构成第二逆变器(52)的开关器件(5)相比开关损耗小的器件，则能够降低系统整体的损耗。通常，由于这种开关损耗小的开关器件(5)是高价的，通过仅在两个逆变器(50)中的一个即第一逆变器(51)中使用开关损耗小的开关器件，能够抑制系统整体的成本的增加。即，根据本结构，在将具备两个线圈组(8)的交流的旋转电机(80)作为控制对象的系统中，能够抑制系统成本的增加，并且提高系统效率。
另外，所述逆变器控制装置(10)优选以第一开关频率来开关控制所述第一逆变器(51)，并以比所述第一开关频率低的第二开关频率来开关控制所述第二逆变器(52)。
通常以更高的开关频率来开关控制逆变器(50)时能够获得失真更小的交流。由于这种失真是引起铁损、振动以及噪音的原因，所以交流的失真越小越好。与构成第二逆变器(52)的开关器件相比，构成第一逆变器(51)的开关器件(5)是在断开状态与接通状态之间的转变时间更短，开关损耗更小的器件。因此，与构成第二逆变器(52)的开关器件相比，构成第一逆变器(51)的开关器件即使在更高的开关频率下也能够高效率地动作。因此，通过以第一开关频率来开关控制第一逆变器(51)，并以比第一开关频率低的第二开关频率来开关控制第二逆变器(52)，能够提高系统效率。
另外，优选在由所述旋转电机(80)的转矩和转速规定的所述旋转电机(80)的动作区域内，在第一区域(R1)中，所述逆变器控制装置(10)使所述第二逆变器(52)停止并开关控制所述第一逆变器(51)，从而在直流与N相的交流之间转换电力，在比所述第一区域(R1)位于高转矩侧的区域即第二区域(R2)中，所述逆变器控制装置(10)开关控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)，从而在直流与2N相的交流之间转换电力。
通常，在旋转电机(80)的动作区域内频率最高的区域通常为相对低转矩侧的区域。如上所述，具备两个线圈组(8)的旋转电机(80)的优点之一在于，通过与两个线圈组(8)相对应地包括两个逆变器(50)，降低逆变器(50)的负荷并流过更大的交流电流从而增加旋转电机(80)的转矩。但是，若为相对低转矩侧，也能够通过一个逆变器(50)能够对应的交流电流来使旋转电机(80)输出所需的转矩。在使第二逆变器(52)停止并开关控制第一逆变器(51)的情况下，由于电流未从第二逆变器(52)供给至第二线圈组(82)，也抑制因第一线圈组(81)和第二线圈组(82)之间的互感而引起的铁损。根据本结构，在旋转电机(80)的动作区域内，在相对低转矩侧的区域即第一区域(R1)中，逆变器控制装置(10)使第二逆变器(52)停止并开关控制第一逆变器(51)，从而在直流与N相的交流之间转换电力。即，在旋转电机(80)的动作区域内，由于认为频率最高的第一区域(R1)中的铁损降低，从而能够提高系统效率。在相对高转矩侧的第二区域(R2)中，由于逆变器控制装置(10)开关控制第一逆变器(51)和第二逆变器(52)，从而在直流与2N相的交流之间转换电力，因此，能够使旋转电机(80)输出所需的转矩。在这种情况下，因互感而产生铁损。但是，由于第二区域(R2)中的旋转电机(80)的运转频率比第一区域(R1)中的旋转电机(80)的运转频率低，从而降低系统效率的影响比第一区域(R1)小。
在此，所述逆变器控制装置(10)优选以使相位相差(π/2N)的电流流过所述第一线圈组(81)和所述第二线圈组(82)的方式控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)。
根据该结构，逆变器控制装置(10)单独开关控制第一逆变器(51)和第二逆变器(52)，从而能够适当地在直流与2N相的交流之间转换电力。
另外，所述第一区域(R1)和所述第二区域(R2)优选基于所述旋转电机(80)的转矩和转速来设定，或基于所述第一逆变器(51)以及所述第二逆变器(52)的直流侧的电压和所述旋转电机(80)的反电动势来设定。
旋转电机(80)的动作区域能够由转矩与转速之间的关系、逆变器(50)的直流侧的电压与反电动势之间的关系等规定。并且，在这种动作区域中，能够确定使用频率相对高的动作区域和使用频率相对低的动作区域。因此，第一区域(R1)和第二区域(R2)如上所述地设定时，能够适当地选择使用第一逆变器(51)和第二逆变器(52)这双方来转换电力的控制模式与使第二逆变器(52)停止而仅使用第一逆变器(51)来转换电力的控制模式。
另外，在所述旋转电机(80)的动作区域从所述第一区域(R1)向所述第二区域(R2)转移的情况下，所述逆变器控制装置(10)优选以在维持所述旋转电机(80)的输出转矩的状态下，降低流过所述第一线圈组(81)的电流并将相当于该降低的电流的电流流过所述第二线圈组(82)的方式开关控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)。
在两个线圈组(8)中通电而控制旋转电机(80)的情况与仅在一个线圈组(8)中通电而控制旋转电机(80)的情况下，最适的动作条件当然不同。因此，从仅在一个线圈组(8)中通电的状态向在两个线圈组(8)中通电的状态切换控制方式时，例如即使输出转矩相同，也需要变更各个逆变器(50)的动作条件，若急剧地切换控制方式，则存在产生转矩波动的可能性。根据本结构，通过以使流过两个线圈组(8)的电流的差缩小的方式进行控制，能够顺畅地切换控制方式。
另外，所述逆变器控制装置(10)优选在所述第二区域(R2)中，以使有效值相同的电流流过所述第一线圈组(81)和所述第二线圈组(82)的方式开关控制所述第一逆变器(51)和所述第二逆变器(52)。
根据该结构，由于能够获得稳定的2N相的交流，从而能够适当地驱动旋转电机(80)。
另外，所述逆变器控制装置(10)是基于由所述旋转电机(80)的目标转矩(T＊)设定的所述第一线圈组(81)的电流指令即第一电流指令(I＊ d1，I＊ q1)与流过所述第一线圈组(81)的电流(Id1，Iq1)之间的偏差来开关控制所述第一逆变器(51)，基于由所述旋转电机(80)的目标转矩(T＊)设定的所述第二线圈组(82)的电流指令即第二电流指令(I＊ d2，I＊ q2)与流过所述第二线圈组(82)的电流(Id2，Iq2)之间的偏差来开关控制所述第二逆变器(52)，从而电流反馈控制所述旋转电机(80)的装置，所述第一区域(R1)中的反馈增益优选设定为比所述第二区域(R2)中的反馈增益高的值。
在经由两个逆变器(50)而在两个线圈组(8)中通电的情况下，因两个线圈组(8)之间的互感的影响而容易产生干扰，随着反馈增益变高，控制越难收敛。另一方面，在经由一个逆变器(50)而仅在一个线圈组(8)中通电的情况下，因互感的影响而产生的干扰少，与在两个线圈组(8)中通电的情况相比容易提高反馈增益。并且，随着反馈增益变高，收敛时间变短。因此，在旋转电机(80)的动作区域内的频率高的第一区域(R1)中的反馈控制中，使用比第二区域(R2)中的反馈控制时的反馈增益高的值的反馈增益时，能够提高系统效率。
附图标记的说明
5：开关器件
10：逆变器控制装置
41：直流电源
51：第一逆变器
52：第二逆变器
80：旋转电机
81：第一线圈组
82：第二线圈组
100：旋转电机控制系统
I＊ d1、I＊ q1：第一电流指令
I＊ d2、I＊ q2：第二电流指令
Id1、Iq1：流过第一线圈组的电流
Id2、Iq2：流过第二线圈组的电流
R1：第一区域
R2：第二区域
T＊：目标转矩

Claims (8)

1.一种旋转电机控制系统，用于对N相的第一线圈组和N相的第二线圈组配置于同一个定子铁芯的交流的旋转电机进行控制，其中，N为自然数，
所述旋转电机控制系统包括：
第一逆变器，连接到直流电源和所述第一线圈组，在直流与N相的交流之间转换电力；
第二逆变器，连接到所述直流电源和所述第二线圈组，在直流与N相的交流之间转换电力；以及
逆变器控制装置，生成分别单独控制所述第一逆变器和所述第二逆变器的开关控制信号，并以使不同的相位的电流分别流过所述第一线圈组和所述第二线圈组的方式控制所述第一逆变器和所述第二逆变器，
所述逆变器控制装置，是使所述第二逆变器停止并开关控制所述第一逆变器而在直流与N相的交流之间转换电力的装置，或者是开关控制所述第一逆变器和所述第二逆变器这双方而在直流与2N相的交流之间转换电力的装置，
与构成所述第二逆变器的开关器件相比，构成所述第一逆变器的开关器件在断开状态与接通状态之间的转变时间更短，开关损耗更小。
2.如权利要求1所述的旋转电机控制系统，其中，
所述逆变器控制装置以第一开关频率来开关控制所述第一逆变器，并以比所述第一开关频率低的第二开关频率来开关控制所述第二逆变器。
3.如权利要求1或2所述的旋转电机控制系统，其中，
在由所述旋转电机的转矩和转速规定的所述旋转电机的动作区域内的第一区域中，所述逆变器控制装置使所述第二逆变器停止并开关控制所述第一逆变器而在直流与N相的交流之间转换电力，
在所述动作区域内的相比所述第一区域位于高转矩侧的区域即第二区域中，所述逆变器控制装置开关控制所述第一逆变器和所述第二逆变器而在直流与2N相的交流之间转换电力。
4.如权利要求3所述的旋转电机控制系统，其中，
所述逆变器控制装置以使相位相差(π/2N)的电流流过所述第一线圈组和所述第二线圈组的方式控制所述第一逆变器和所述第二逆变器。
5.如权利要求3或4所述的旋转电机控制系统，其中，
所述第一区域和所述第二区域基于所述旋转电机的转矩和转速来设定，或者基于所述第一逆变器和所述第二逆变器的直流侧的电压和所述旋转电机的反电动势来设定。
6.如权利要求3至5中任一项所述的旋转电机控制系统，其中，
在所述旋转电机的动作区域从所述第一区域向所述第二区域转移的情况下，所述逆变器控制装置以在维持所述旋转电机的输出转矩的状态下，降低流过所述第一线圈组的电流并使相当于该降低的电流的电流流过所述第二线圈组的方式开关控制所述第一逆变器和所述第二逆变器。
7.如权利要求3至6中任一项所述的旋转电机控制系统，其中，
在所述第二区域中，所述逆变器控制装置以使有效值相同的电流流过所述第一线圈组和所述第二线圈组的方式开关控制所述第一逆变器和所述第二逆变器。
8.如权利要求3至7中任一项所述的旋转电机控制系统，其中，
所述逆变器控制装置是基于根据所述旋转电机的目标转矩设定的所述第一线圈组的电流指令即第一电流指令与流过所述第一线圈组的电流之间的偏差来开关控制所述第一逆变器，基于根据所述旋转电机的目标转矩设定的所述第二线圈组的电流指令即第二电流指令与流过所述第二线圈组的电流之间的偏差来开关控制所述第二逆变器，从而对所述旋转电机进行电流反馈控制的装置，
所述第一区域中的反馈增益被设定为比所述第二区域中的反馈增益高的值。
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