JP7095550B2 - 回転電機の制御装置及び回転電機の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置及び回転電機の制御方法に関する。

下記特許文献１には、回転電機の軽量化や効率改善のためのコアレス、ティースレス巻線のモータ（回転電機）が提案されている。従来このようなティースレス巻線のモータは模型用途などの比較的容量の小さなブラシ付きＤＣモータに限られていたが、特許文献１に係る発明では、大型のモータにかかるティースレス巻線を適用している。

大型のモータでは大電流、高電圧を必要とするため、ブラシ材の寿命や大きさが問題となり、所謂ＡＣブラシレスモータが求められる。ブラシレスモータは周知の如く、回転子の磁極位置に応じて適正な電流を通電しなくてはならず、そのためにインバータを用いた駆動回路による緻密な正弦波ＰＷＭ(パルス幅変調）制御で電流をフィードバック制御しながら駆動することが広く知られている。

ＰＷＭ制御は巻線のインダクタンス成分、即ち電流の一次遅れ特性を利用して連続的にパルス状電圧を与えることで電流値を制御し、一見連続的な正弦波電流に見せかけて制御する方法である。

また、特許文献２には、変圧装置において、Ｓｉ素子に比べてより高速なスイッチングを実現する為に、ＳｉＣ素子又はＧａＮ素子を採用する事や、これらのスイッチング素子を１ＭＨｚといった周波数で駆動することが記載されている。

特開２０１２－１７５７５５号公報 特開２０１６－０９２９８２号公報

しかしながら、特許文献１に係る発明のティースレス巻線では、鉄心が無いので巻線のインダクタンスが極めて小さく、一次遅れ要素が小さすぎるため、従来技術、即ちスイッチング周波数が１０ｋＨ以下でＰＷＭ制御を実施すると、電流が大きく変動するという課題が浮上した（図２３（Ａ））。

特許文献２は、１ＭＨｚといった周波数を使用するため電流変動を抑制できる可能性があるものの、正弦波電流を通電するための逐次電流フィードバック制御を実行する際の電流検出能力、即ちＡ／Ｄ変換速度が高速スイッチングに追い付いてこない、という問題がある。

一般的にはＡ／Ｄ変換の分解能とサンプリングレートとはトレードオフの関係になっており、高速スイッチングのためにサンプリングレートを上げると分解能が低下し、大電流を要するモータへのＡ／Ｄ変換の適用に限界が発生する。

これを回避するために数パルスおきに電流検出を間引いてもよいが、これはサンプリングレートを落とすことに他ならないので、電流波形が乱れて騒音振動の原因となってしまい好ましくない。

あるいは、巻線のインダクタンスは巻数の二乗に比例するので、巻数を増加することも考えられるが、巻線抵抗が大きくなり機器の大型化を招く結果となり現実的ではない。

処理能力の大きな演算装置を採用すれば上述の問題は解決できるものの、商業的には成立が困難な状況にある。

本発明は上記課題に鑑みて創作されたものであり、ティースレス巻線の回転電機において、安定した回転制御が可能な回転電機の制御装置及び回転電機の制御方法を得ることを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る回転電機の制御装置は、回転子（４０）、並びに前記回転子（４０）と同軸に配置される固定子（５０）を含み、前記固定子は、前記回転子に対向する位置で周方向に所定間隔で配置される導線部（８１、８２）を備える多相の固定子巻線（５１）を有し、前記固定子の周方向における前記導線部の各々の間に、前記回転子の磁石部（４２）の１磁極に対する前記導線部の間の周方向の幅寸法をＷｔ、前記１磁極の周方向の幅寸法をＷｍ、前記磁石部（４２）の残留磁束密度をＢｒとした場合に、飽和磁束密度ＢｓがＷｔ×Ｂｓ≦Ｗｍ×Ｂｒの関係式を満たす磁性材料を用いた導線間部材（１４２）を有する構成、非磁性材料を用いた導線間部材（５７）を有する構成及び前記導線間部材を有しない構成のいずれかを備える回転電機（１０）の制御装置であって、前記回転電機（１０）の前記固定子巻線（５１）に接続されると共に、一方が高圧側に接続され、他方が低圧側に接続されて、通電状態を制御する上下１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）を巻線相数分備え、前記スイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の動作によって前記固定子巻線（５１）に供給する電力を生成する駆動回路（１０１、１０２）と、前記駆動回路（１０１、１０２）の１相の１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の導通率が一定値となる期間が電気角度で１２０度以上１８０度未満の所定期間となり、かつ前記固定子巻線（５１）の平均電流がゼロとなる平衡状態の導通率から前記一定値まで徐変させるように前記駆動回路（１０１、１０２）を制御する制御部（７７）と、を備え、前記制御部（７７）は、前記所定期間と導通率を徐変させる期間とを含む期間を電気角度で１８０度単位で設定すると共に、１の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率と下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率とを相補的に設定し、前記１の所定期間に後続する２の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率を前記１の所定期間での下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率に、下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率を前記１の所定期間での上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率に各々設定する。

この様に構成することで、ティースレス巻線の回転電機において、安定した回転制御を実現することができる。当該制御では電流値の逐次制御ではなく、予め設定された導通率で制御するために電流検出の処置を不要とできるため、経済的なティースレスモータの制御装置を提供することができる。

第１の実施の形態に係る回転電機の縦断面斜視図である。 回転電機の縦断面図である。 図２のIII－III線断面図である。 図３の一部を拡大して示す断面図である。 回転電機の分解図である。 インバータユニットの分解図である。 固定子巻線のアンペアターンとトルク密度との関係を示すトルク線図である。 回転子及び固定子の横断面図である。 図８の一部を拡大して示す図である。 固定子の横断面を示す断面図である。 固定子の縦断面を示す断面図である。 固定子巻線の斜視図である。 固定子巻線を構成する導線の構造の一例を示した概略図である。 導線を構成する素線の一例を示した概略図である。 ｎ層目における各導線の形態を示す概略図であり、（Ａ）は固定子巻線の側方から見た導線の形状を示し、（Ｂ）は、固定子巻線の軸方向一側から見た導線の形状を示している。 ｎ層目の導線及びｎ＋１層目の導線の形態を示す概略図である。 回転電機の制御システムの電気回路図である。 Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ相の各相電流を制御する制御処理を示したブロック図である。 Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ相の各相に出される導通率指令のタイムチャートである。 各相における導通率の変化の詳細を示した図である。 相補的な駆動における上アームスイッチ及び下アームスイッチの動作の一例を示した説明図である。 トルクと所定期間との対応関係の一例を示した説明図である。 （Ａ）はスイッチング周波数１０ｋＨｚの正弦波ＰＷＭ制御を適用した場合の電流波形の図であり、（Ｂ）はスイッチング周波数５０ｋＨｚ、上アームスイッチＳｐの導通率は０．７５（下アームスイッチＳｎの導通率は０．２５）、導通率一定期間は電気角度で１２０度の高周波導通率一定制御を適用した場合の電流波形の図である。 通電制御の処理の一例を示したフローチャートである。 第２の実施の形態に係る回転電機の制御システムの電気回路図である。 電圧調整器の電気回路図である。 第２の実施の形態における電流の波形図である。 第１の実施の形態及び第２の実施の形態の変形例における固定子の断面図である。 第１の実施の形態及び第２の実施の形態の変形例における固定子及び磁石部の断面図である。 一般的なインナロータの固定子鉄心の半径に対する磁石トルク及びリラクタンストルクの変化の一例を示した概略図である。 大口径固定子のスロットの一例を示した概略図である。

［第１の実施の形態］
以下、第１の実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態における回転電機は、例えば車両動力源として用いられる。ただし、回転電機は、産業用、車両用、家電用、ＯＡ機器用、又は遊技機用などとして広く用いられることが可能である。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一又は均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

本実施形態に係る回転電機１０は、同期式多相交流モータであり、アウタロータ構造（外転構造）のものとなっている。回転電機１０の概要を図１乃至図５に示す。図１は、回転電機１０の縦断面斜視図であり、図２は、回転電機１０の回転軸１１に沿う方向での縦断面図であり、図３は、回転軸１１に直交する方向での回転電機１０の横断面図（図２のIII－III線断面図）であり、図４は、図３の一部を拡大して示す断面図であり、図５は、回転電機１０の分解図である。なお、図３では、図示の都合上、回転軸１１を除き、切断面を示すハッチングを省略している。以下の記載では、回転軸１１が延びる方向を軸方向とし、回転軸１１の中心から放射状に延びる方向を径方向とし、回転軸１１を中心として円周状に延びる方向を周方向としている。

回転電機１０は、大別して、軸受部２０と、ハウジング３０と、回転子４０と、固定子５０と、インバータユニット６０とを備えている。これら各部材は、いずれも回転軸１１と共に同軸上に配置され、所定順序で軸方向に組み付けられることで回転電機１０が構成されている。

軸受部２０は、軸方向に互いに離間して配置される２つの軸受２１、２２と、その軸受２１、２２を保持する保持部材２３とを有している。軸受２１、２２は、例えばラジアル玉軸受であり、それぞれ外輪２５と、内輪２６と、それら外輪２５及び内輪２６の間に配置された複数の玉２７とを有している。保持部材２３は円筒状をなしており、その径方向内側に軸受２１、２２が組み付けられている。そして、軸受２１、２２の径方向内側に、回転軸１１及び回転子４０が回転自在に支持されている。

ハウジング３０は、円筒状をなす周壁部３１と、その周壁部３１の軸方向両端部のうち一方の端部に設けられた端面部３２とを有している。周壁部３１の軸方向両端部のうち端面部３２の反対側は開口部３３となっており、ハウジング３０は、端面部３２の反対側が開口部３３により全面的に開放された構成となっている。端面部３２には、その中央に円形の孔３４が形成されており、その孔３４に挿通させた状態で、ネジやリベット等の固定具により軸受部２０が固定されている。また、ハウジング３０内、すなわち周壁部３１及び端面部３２により区画された内部スペースには、回転子４０と固定子５０とが収容されている。本実施形態では回転電機１０がアウタロータ式であり、ハウジング３０内には、筒状をなす回転子４０の径方向内側に固定子５０が配置されている。回転子４０は、軸方向において端面部３２の側で回転軸１１に片持ち支持されている。

回転子４０は、中空筒状に形成された回転子本体４１と、その回転子本体４１の径方向内側に設けられた環状の磁石部４２とを有している。回転子本体４１は、略カップ状をなし、磁石保持部材としての機能を有する。回転子本体４１は、筒状をなす磁石保持部４３と、同じく筒状をなしかつ磁石保持部４３よりも小径の固定部４４と、それら磁石保持部４３及び固定部４４を繋ぐ部位となる中間部４５とを有している。磁石保持部４３の内周面に磁石部４２が取り付けられている。

固定部４４の貫通孔４４ａには回転軸１１が挿通されており、その挿通状態で回転軸１１に対して固定部４４が固定されている。つまり、固定部４４により、回転軸１１に対して回転子本体４１が固定されている。なお、固定部４４は、凹凸を利用したスプライン結合やキー結合、溶接、又はかしめ等により回転軸１１に対して固定されているとよい。これにより、回転子４０が回転軸１１と一体に回転する。

また、固定部４４の径方向外側には、軸受部２０の軸受２１、２２が組み付けられている。上述のとおり軸受部２０はハウジング３０の端面部３２に固定されているため、回転軸１１及び回転子４０は、ハウジング３０に回転可能に支持されるものとなっている。これにより、ハウジング３０内において回転子４０が回転自在となっている。

回転子４０には、軸方向両側のうち片側にのみ固定部４４が設けられており、これにより、回転子４０が回転軸１１に片持ち支持されている。ここで、回転子４０の固定部４４は、軸受部２０の軸受２１、２２により、軸方向に異なる２位置で回転可能に支持されている。すなわち、回転子４０は、回転子本体４１における軸方向の両側端部のうち一方の側において、軸方向２箇所の軸受２１、２２により回転可能に支持されている。そのため、回転子４０が回転軸１１に片持ち支持される構造であっても、回転子４０の安定回転が実現されるようになっている。この場合、回転子４０の軸方向中心位置に対して片側にずれた位置で、回転子４０が軸受２１、２２により支持されている。

また、軸受部２０において回転子４０の中心寄り（図の下側）の軸受２２と、その逆側（図の上側）の軸受２１とは、外輪２５及び内輪２６と玉２７との間の隙間寸法が相違しており、例えば回転子４０の中心寄りの軸受２２の方が、その逆側の軸受２１よりも隙間寸法が大きいものとなっている。この場合、回転子４０の中心寄りの側において、回転子４０の振れや、部品公差に起因するインバランスによる振動が軸受部２０に作用しても、その振れや振動の影響が良好に吸収される。具体的には、回転子４０の中心寄り（図の下側）の軸受２２において予圧により遊び寸法（隙間寸法）を大きくしていることで、片持ち構造において生じる振動がその遊び部分により吸収される。前記予圧は、定位置予圧でもよいが、軸受２２の軸方向外側（図の上側）の段差に予圧用バネ、ウェーブワッシャ等を挿入することで与えてもよい。

また、中間部４５は、径方向中心側とその外側とで軸方向の段差を有する構成となっている。この場合、中間部４５において、径方向の内側端部と外側端部とは、軸方向の位置が相違しており、これにより、軸方向において磁石保持部４３と固定部４４とが一部重複している。つまり、固定部４４の基端部（図の下側の奥側端部）よりも軸方向上側に、磁石保持部４３が突出するものとなっている。本構成では、中間部４５が段差無しで平板状に設けられる場合に比べて、回転子４０の重心近くの位置で、回転軸１１に対して回転子４０を支持させることが可能となり、回転子４０の安定動作が実現できるものとなっている。

上述した中間部４５の構成によれば、回転子４０には、径方向において固定部４４を囲みかつ中間部４５の内寄りとなる位置に、軸受部２０の一部を収容する軸受収容凹部４６が環状に形成されるとともに、径方向において軸受収容凹部４６を囲みかつ中間部４５の外寄りとなる位置に、後述する固定子５０の固定子巻線５１のコイルエンド部５４を収容するコイル収容凹部４７が形成されている。そして、これら各収容凹部４６、４７が、径方向の内外で隣り合うように配置されるようになっている。つまり、軸受部２０の一部と、固定子巻線５１のコイルエンド部５４とが径方向内外に重複するように配置されている。これにより、回転電機１０において軸方向の長さ寸法の短縮が可能となっている。

コイルエンド部５４は、径方向の内側又は外側に曲げられることで、そのコイルエンド部５４の軸方向寸法を小さくすることができ、固定子軸長を短縮することが可能である。コイルエンド部５４の曲げ方向は、回転子４０との組み付けを考慮したものであるとよい。回転子４０の径方向内側に固定子５０を組み付けることを想定すると、その回転子４０に対する挿入先端側では、コイルエンド部５４が径方向内側に曲げられるとよい。その逆側の曲げ方向は任意でよいが、空間的に余裕のある外径側が製造上好ましい。

また、磁石部４２は、磁石保持部４３の径方向内側において、周方向に沿って磁極が交互に変わるように配置された複数の磁石により構成されている。ただし、磁石部４２の詳細については後述する。

固定子５０は、回転子４０の径方向内側に設けられている。固定子５０は、略筒状に巻回形成された固定子巻線５１と、その径方向内側に配置された固定子コア５２とを有しており、固定子巻線５１が、所定のエアギャップを挟んで円環状の磁石部４２に対向するように配置されている。固定子巻線５１は複数の相巻線よりなる。それら各相巻線は、周方向に配列された複数の導線が所定ピッチで互いに接続されることで構成されている。本実施形態では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相巻線と、Ｘ相、Ｙ相及びＺ相の３相巻線とを用い、それら３相２組の相巻線を用いることで、固定子巻線５１が６相の相巻線として構成されている。また、固定子巻線５１は、封止材としての合成樹脂材からなる絶縁部材である封止部材５７により封止されている。

固定子コア５２は、軟磁性材からなる積層鋼板により円環状に形成されて中空円筒状を呈し、固定子巻線５１の径方向内側に組み付けられている。

固定子巻線５１は、軸方向において固定子コア５２に重複する部分であり、かつ固定子コア５２の径方向外側となるコイルサイド部５３と、軸方向において固定子コア５２の一端側及び他端側にそれぞれ張り出すコイルエンド部５４、５５とを有している。コイルサイド部５３は、径方向において固定子コア５２と回転子４０の磁石部４２にそれぞれ対向している。回転子４０の内側に固定子５０が配置された状態では、軸方向両側のコイルエンド部５４、５５のうち軸受部２０の側（図の上側）となるコイルエンド部５４が、回転子４０の回転子本体４１により形成されたコイル収容凹部４７に収容されている。ただし、固定子５０の詳細については後述する。

インバータユニット６０は、ハウジング３０に対してボルト等の締結具により固定されるユニットベース６１と、そのユニットベース６１に組み付けられる電気コンポーネント６２とを有している。ユニットベース６１は、ハウジング３０の開口部３３側の端部に対して固定されるエンドプレート部６３と、そのエンドプレート部６３に一体に設けられ、軸方向に延びるケーシング部６４とを有している。エンドプレート部６３は、その中心部に円形の開口部６５を有しており、開口部６５の周縁部から起立するようにしてケーシング部６４が形成されている。

ケーシング部６４の外周面には固定子５０が組み付けられている。つまり、ケーシング部６４の外径寸法は、固定子コア５２の内径寸法と同じか、又は固定子コア５２の内径寸法よりも僅かに小さい寸法になっている。ケーシング部６４の外側に固定子コア５２が組み付けられることで、固定子５０とユニットベース６１とが一体化されている。また、ユニットベース６１がハウジング３０に固定されることからすると、ケーシング部６４に固定子コア５２が組み付けられた状態では、固定子５０がハウジング３０に対して一体化された状態となっている。

また、ケーシング部６４の径方向内側は、電気コンポーネント６２を収容する収容空間となっており、その収容空間には、回転軸１１を囲むようにして電気コンポーネント６２が配置されている。ケーシング部６４は、収容空間形成部としての役目を有している。電気コンポーネント６２は、インバータ回路を構成する半導体モジュール６６や、制御基板６７、コンデンサモジュール６８を具備する構成となっている。

ここで、上記図１～図５に加え、インバータユニット６０の分解図である図６を用いて、インバータユニット６０の構成をさらに説明する。

ユニットベース６１において、ケーシング部６４は、筒状部７１と、その筒状部７１の軸方向両端部のうち一方の端部（軸受部２０側の端部）に設けられた端面部７２とを有している。筒状部７１の軸方向両端部のうち端面部７２の反対側は、エンドプレート部６３の開口部６５を通じて全面的に開放されている。端面部７２には、その中央に円形の孔７３が形成されており、その孔７３に回転軸１１が挿通可能となっている。

ケーシング部６４の筒状部７１は、その径方向外側に配置される回転子４０及び固定子５０と、その径方向内側に配置される電気コンポーネント６２との間を仕切る仕切り部となっており、筒状部７１を挟んで径方向内外に、回転子４０及び固定子５０と電気コンポーネント６２とが並ぶようにそれぞれ配置されている。

また、電気コンポーネント６２は、インバータ回路を構成する電気部品であり、固定子巻線５１の各相巻線に対して所定順序で電流を流して回転子４０を回転させる力行機能と、回転軸１１の回転に伴い固定子巻線５１に流れる３相交流電流を入力し、発電電力として外部に出力する発電機能とを有している。なお、電気コンポーネント６２は、力行機能と発電機能とのうちいずれか一方のみを有するものであってもよい。発電機能は、例えば回転電機１０が車両用動力源として用いられる場合、回生電力として外部に出力する回生機能である。

電気コンポーネント６２の具体的な構成として、回転軸１１の周りには、中空円筒状をなすコンデンサモジュール６８が設けられており、そのコンデンサモジュール６８の外周面上に、複数の半導体モジュール６６が周方向に並べて配置されている。コンデンサモジュール６８は、互いに並列接続された平滑用のコンデンサ６８ａを複数備えている。具体的には、コンデンサ６８ａは、複数枚のフィルムコンデンサが積層されてなる積層型フィルムコンデンサであり、横断面が台形状をなしている。コンデンサモジュール６８は、１２個のコンデンサ６８ａが環状に並べて配置されることで構成されている。

なお、コンデンサ６８ａの製造過程においては、例えば、複数のフィルムが積層されてなる所定幅の長尺フィルムを用い、フィルム幅方向を台形高さ方向とし、かつ台形の上底と下底とが交互になるように長尺フィルムが等脚台形状に切断されることにより、コンデンサ素子が作られる。そして、そのコンデンサ素子に電極等を取り付けることでコンデンサ６８ａが作製される。

半導体モジュール６６は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を有し、略板状に形成されている。本実施形態では、回転電機１０が２組の３相巻線を備えており、その３相巻線ごとにインバータ回路が設けられていることから、計１２個の半導体モジュール６６が電気コンポーネント６２に設けられている。

半導体モジュール６６は、ケーシング部６４の筒状部７１とコンデンサモジュール６８との間に挟まれた状態で配置されている。半導体モジュール６６の外周面は筒状部７１の内周面に当接し、半導体モジュール６６の内周面はコンデンサモジュール６８の外周面に当接している。この場合、半導体モジュール６６で生じた熱は、ケーシング部６４を介してエンドプレート部６３に伝わり、エンドプレート部６３から放出される。

半導体モジュール６６は、外周面側、すなわち径方向において半導体モジュール６６と筒状部７１との間にスペーサ６９を有しているとよい。この場合、コンデンサモジュール６８では軸方向に直交する横断面の断面形状が正１２角形である一方、筒状部７１の内周面の横断面形状が円形であるため、スペーサ６９は、内周面が平坦面、外周面が曲面となっている。スペーサ６９は、各半導体モジュール６６の径方向外側において円環状に連なるように一体に設けられていてもよい。なお、筒状部７１の内周面の横断面形状をコンデンサモジュール６８と同じ１２角形にすることも可能である。この場合、スペーサ６９の内周面及び外周面がいずれも平坦面であるとよい。

また、本実施形態では、ケーシング部６４の筒状部７１に、冷却水を流通させる冷却水通路７４が形成されており、半導体モジュール６６で生じた熱は、冷却水通路７４を流れる冷却水に対しても放出される。つまり、ケーシング部６４は水冷機構を備えている。図３や図４に示すように、冷却水通路７４は、電気コンポーネント６２（半導体モジュール６６及びコンデンサモジュール６８）を囲むように環状に形成されている。半導体モジュール６６は筒状部７１の内周面に沿って配置されており、その半導体モジュール６６に対して径方向内外に重なる位置に冷却水通路７４が設けられている。

筒状部７１の外側には固定子５０が配置され、内側には電気コンポーネント６２が配置されていることから、筒状部７１に対しては、その外側から固定子５０の熱が伝わるとともに、内側から半導体モジュール６６の熱が伝わることになる。この場合、固定子５０と半導体モジュール６６とを同時に冷やすことが可能となっており、回転電機１０における発熱部材の熱を効率良く放出することができる。

また、電気コンポーネント６２は、軸方向において、コンデンサモジュール６８の一方の端面に設けられた絶縁シート７５と、他方の端面に設けられた配線モジュール７６とを備えている。この場合、コンデンサモジュール６８の軸方向両端面のうち一方の端面（軸受部２０側の端面）は、ケーシング部６４の端面部７２に対向しており、絶縁シート７５を挟んだ状態で端面部７２に重ね合わされている。また、他方の端面（開口部６５側の端面）には、配線モジュール７６が組み付けられている。

配線モジュール７６は、合成樹脂材よりなり円形板状をなす本体部７６ａと、その内部に埋設された複数のバスバー７６ｂ、７６ｃを有しており、そのバスバー７６ｂ、７６ｃにより、半導体モジュール６６やコンデンサモジュール６８と電気的接続がなされている。具体的には、半導体モジュール６６は、その軸方向端面から延びる接続ピン６６ａを有しており、その接続ピン６６ａが、本体部７６ａの径方向外側においてバスバー７６ｂに接続されている。また、バスバー７６ｃは、本体部７６ａの径方向外側においてコンデンサモジュール６８とは反対側に延びており、その先端部にて配線部材７９に接続されるようになっている（図２参照）。

上記のとおりコンデンサモジュール６８の軸方向両側に絶縁シート７５と配線モジュール７６とがそれぞれ設けられた構成によれば、コンデンサモジュール６８の放熱経路として、コンデンサモジュール６８の軸方向両端面から端面部７２及び筒状部７１に至る経路が形成される。これにより、コンデンサモジュール６８において半導体モジュール６６が設けられた外周面以外の端面部からの放熱が可能になっている。つまり、径方向への放熱だけでなく、軸方向への放熱も可能となっている。

また、コンデンサモジュール６８は中空円筒状をなし、その内周部には所定の隙間を介在させて回転軸１１が配置されることから、コンデンサモジュール６８の熱はその中空部からも放出可能となっている。この場合、回転軸１１の回転により空気の流れが生じることにより、その冷却効果が高められるようになっている。

配線モジュール７６には、円板状の制御基板６７が取り付けられている。制御基板６７は、所定の配線パターンが形成されたプリントサーキットボード（ＰＣＢ）を有しており、そのボード上には各種ＩＣや、マイコン等からなる制御装置７７が実装されている。制御基板６７は、ネジ等の固定具により配線モジュール７６に固定されている。制御基板６７は、その中央部に、回転軸１１を挿通させる挿通孔６７ａを有している。

なお、配線モジュール７６の軸方向両側のうちコンデンサモジュール６８の反対側に制御基板６７が設けられ、その制御基板６７の両面の一方側から他方側に配線モジュール７６のバスバー７６ｃが延びる構成となっている。かかる構成において、制御基板６７には、バスバー７６ｃとの干渉を回避する切欠が設けられているとよい。例えば、円形状をなす制御基板６７の外縁部の一部が切り欠かれているとよい。

上述のとおり、ケーシング部６４に囲まれた空間内に電気コンポーネント６２が収容され、その外側に、ハウジング３０、回転子４０及び固定子５０が層状に設けられている構成によれば、インバータ回路で生じる電磁ノイズが好適にシールドされるようになっている。すなわち、インバータ回路では、所定のキャリア周波数によるＰＷＭ制御を利用して各半導体モジュール６６でのスイッチング制御が行われ、そのスイッチング制御により電磁ノイズが生じることが考えられるが、その電磁ノイズを、電気コンポーネント６２の径方向外側のハウジング３０、回転子４０、固定子５０等により好適にシールドできる。

筒状部７１においてエンドプレート部６３の付近には、その外側の固定子５０と内側の電気コンポーネント６２とを電気的に接続する配線部材７９（図２参照）を挿通させる貫通孔７８が形成されている。図２に示すように、配線部材７９は、圧着、溶接などにより、固定子巻線５１の端部と配線モジュール７６のバスバー７６ｃとにそれぞれ接続されている。配線部材７９は、例えばバスバーであり、その接合面は平たく潰されていることが望ましい。貫通孔７８は、１カ所又は複数箇所に設けられているとよく、本実施形態では２カ所に貫通孔７８が設けられている。２カ所に貫通孔７８が設けられる構成では、２組の３相巻線から延びる巻線端子を、それぞれ配線部材７９により容易に結線することが可能となり、多相結線を行う上で好適なものとなっている。

上述のとおりハウジング３０内には、図４に示すように径方向外側から順に回転子４０、固定子５０が設けられ、固定子５０の径方向内側にインバータユニット６０が設けられている。ここで、ハウジング３０の内周面の半径をｄとした場合に、回転中心からｄ×０．７０５の距離よりも径方向外側に回転子４０と固定子５０とが配置されている。この場合、回転子４０及び固定子５０のうち径方向内側の固定子５０の内周面（すなわち固定子コア５２の内周面）から径方向内側となる領域を第１領域Ｘ１、径方向において固定子５０の内周面からハウジング３０までの間の領域を第２領域Ｘ２とすると、第１領域Ｘ１の横断面の面積は、第２領域Ｘ２の横断面の面積よりも大きい構成となっている。また、軸方向において回転子４０の磁石部４２及び固定子巻線５１が重複する範囲で見て、第１領域Ｘ１の容積が第２領域Ｘ２の容積よりも大きい構成となっている。

なお、回転子４０及び固定子５０を磁気回路コンポーネントとすると、ハウジング３０内において、その磁気回路コンポーネントの内周面から径方向内側となる第１領域Ｘ１が、径方向において磁気回路コンポーネントの内周面からハウジング３０までの間の第２領域Ｘ２よりも容積が大きい構成となっている。

次いで、回転子４０及び固定子５０の構成をより詳しく説明する。一般に、回転電機における固定子の構成として、積層鋼板よりなりかつ円環状をなす固定子コアに周方向に複数のスロットを設け、そのスロット内に固定子巻線を巻装するものが知られている。具体的には、固定子コアは、ヨーク部から所定間隔で径方向に延びる複数のティースを有しており、周方向に隣り合うティース間にスロットが形成されている。そして、スロット内に、例えば径方向に複数層の導線が収容され、その導線により固定子巻線が構成されている。

ただし、上述した固定子構造では、固定子巻線の通電時において、固定子巻線の起磁力が増加するのに伴い固定子コアのティース部分で磁気飽和が生じ、それに起因して回転電機のトルク密度が制限されることが考えられる。つまり、固定子コアにおいて、固定子巻線の通電により生じた回転磁束がティースに集中することで、磁気飽和が生じると考えられる。

また、一般的に、回転電機におけるＩＰＭロータの構成として、永久磁石がｄ軸に配置され、ｑ軸にロータコアが配置されたものが知られている。このような場合、ｄ軸近傍の固定子巻線が励磁されることで、フレミングの法則により固定子から回転子のｑ軸に励磁磁束が流入される。そしてこれにより、回転子のｑ軸コア部分に、広範囲の磁気飽和が生じると考えられる。

図７は、固定子巻線の起磁力を示すアンペアターン［ＡＴ］とトルク密度［Ｎｍ／Ｌ］との関係を示すトルク線図である。破線が一般的なＩＰＭロータ型の回転電機における特性を示す。図７に示すように、一般的な回転電機では、固定子において起磁力を増加させていくことにより、スロット間のティース部分及びｑ軸コア部分の２カ所で磁気飽和が生じ、それが原因でトルクの増加が制限されてしまう。このように、当該一般的な回転電機では、アンペアターン設計値がＸ１で制限されることになる。

そこで本実施形態では、磁気飽和に起因するトルク制限を解消すべく、回転電機１０において、以下に示す構成を付与するものとしている。すなわち、第１の工夫として、固定子において固定子コアのティースで生じる磁気飽和をなくすべく、固定子５０においてスロットレス構造を採用し、かつＩＰＭロータのｑ軸コア部分で生じる磁気飽和をなくすべく、ＳＰＭロータを採用している。第１の工夫によれば、磁気飽和が生じる上記２カ所の部分をなくすことができるが、低電流域でのトルクが減少することが考えられる（図７の一点鎖線参照）。そのため、第２の工夫として、ＳＰＭロータの磁束増強を図ることでトルク減少を挽回すべく、回転子４０の磁石部４２において磁石磁路を長くして磁力を高めた極異方構造を採用している。

また、第３の工夫として、固定子巻線５１のコイルサイド部５３において導線の径方向厚さを小さくした扁平導線構造を採用してトルク減少の挽回を図っている。ここで、上述の磁力を高めた極異方構造によって、対向する固定子巻線５１には、より大きな渦電流が発生することが考えられる。しかしながら、第３の工夫によれば、径方向に薄い扁平導線構造のため、固定子巻線５１における径方向の渦電流の発生を抑制することができる。このように、これら第１～第３の各構成によれば、図７に実線で示すように、磁力の高い磁石を採用してトルク特性の大幅な改善を見込みつつも、磁力の高い磁石ゆえに生じ得る大きい渦電流発生の懸念も改善できるものとなっている。

さらに、第４の工夫として、極異方構造を利用し正弦波に近い磁束密度分布を有する磁石部を採用している。これによれば、後述するパルス制御等によって正弦波整合率を高めてトルク増強を図ることができるとともに、ラジアル磁石と比べ緩やかな磁束変化のため渦電流損もまた更に抑制することができるのである。

また、第５の工夫として、固定子巻線５１を複数の素線を寄せ集めて撚った素線導体構造（素線集合体）としている。これによれば、基本波成分は集電されて大電流が流せるとともに、扁平導線構造で周方向に広がった導線で発生する周方向に起因する渦電流の発生を、素線それぞれの断面積が小さくなるため、第３の工夫による径方向に薄くする以上に効果的に抑制することができる。そして、複数の素線が撚り合っていることで、導体からの起磁力に対しては、電流通電方向に対して右ネジの法則で発生する磁束に対する渦電流を相殺することができる。

このように、第４の工夫、第５の工夫をさらに加えると、第２の工夫である磁力の高い磁石を採用しながら、さらにその高い磁力に起因する渦電流損を抑制しながらトルク増強を図ることができる。

以下に、上述した固定子５０のスロットレス構造、固定子巻線５１の扁平導線構造、及び磁石部４２の極異方構造について個別に説明を加える。ここではまずは、固定子５０におけるスロットレス構造と固定子巻線５１の扁平導線構造とを説明する。図８は、回転子４０及び固定子５０の横断面図であり、図９は、図８に示す回転子４０及び固定子５０の一部を拡大して示す図である。図１０は、図１１のＸ‐Ｘ線に沿った固定子５０の横断面を示す断面図であり、図１１は、固定子５０の縦断面を示す断面図である。また、図１２は、固定子巻線５１の斜視図である。なお、図８及び図９には、磁石部４２における磁石の磁化方向を矢印にて示している。

図８乃至図１１に示すように、固定子コア５２は、軸方向に複数の電磁鋼板が積層され、かつ径方向に所定の厚さを有する円筒状をなしており、回転子４０側となる径方向外側に固定子巻線５１が組み付けられるものとなっている。固定子コア５２において、回転子４０側の外周面が導線設置部（導体エリア）となっている。固定子コア５２の外周面は凹凸のない曲面状をなしており、その外周面において周方向に所定間隔で複数の導線群８１が配置されている。固定子コア５２は、回転子４０を回転させるための磁気回路の一部となるバックヨークとして機能する。この場合、周方向に隣り合う各２つの導線群８１の間には軟磁性材からなるティース（つまり、鉄心）が設けられていない構成（つまり、スロットレス構造）となっている。本実施形態において、それら各導線群８１の間隙５６には、封止部材５７の樹脂材料が入り込む構造となっている。つまり、固定子５０において、周方向における各導線群８１の間に設けられる導線間部材が、非磁性材料である封止部材５７として構成されている。封止部材５７の封止前の状態で言えば、固定子コア５２の径方向外側には、それぞれ導線間領域である間隙５６を隔てて周方向に所定間隔で導線群８１が配置されており、これによりスロットレス構造の固定子５０が構築されている。言い換えれば、各導線群８１は、後述するように２つの導線（conductor）８２からなり、固定子５０の周方向に隣り合う各２つの導線群８１の間は、非磁性材のみが占有している。この非磁性材とは、封止部材５７以外に空気などの非磁性気体や非磁性液体などをも含む。なお、以下において、封止部材５７は導線間部材（conductor-to- conductor member）ともいう。

なお、周方向に並ぶ各導線群８１の間においてティースが設けられている構成とは、ティースが、径方向に所定厚さを有し、かつ周方向に所定幅を有することで、各導線群８１の間に磁気回路の一部、すなわち磁石磁路を形成する構成であると言える。この点において、各導線群８１の間にティースが設けられていない構成とは、上記の磁気回路の形成がなされていない構成であると言える。

図１０に示すように、固定子巻線（すなわち電機子巻線）５１は、所定の厚みＴ２（以下、第１寸法とも言う）と幅Ｗ２（以下、第２寸法とも言う）を有するように形成されている。厚みＴ２は、固定子巻線５１の径方向において互いに対向する外側面と内側面との間の最短距離である。幅Ｗ２は、固定子巻線５１の多相（実施例では３相：Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相あるいはＸ相、Ｙ相及びＺ相の３相）の１つとして機能する固定子巻線５１の一部分の固定子巻線５１の周方向の長さである。具体的には、図１０において、周方向に隣り合う２つの導線群８１が３相の内の１つである例えばＵ相として機能する場合、周方向において当該２つの導線群８１の端から端までの幅Ｗ２である。そして、厚みＴ２は幅Ｗ２より小さくなっている。

なお、厚みＴ２は、幅Ｗ２内に存在する２つの導線群８１の合計幅寸法より小さいことが好ましい。また、仮に固定子巻線５１（より詳しくは導線８２）の断面形状が真円形状や楕円形状、又は多角形形状である場合、固定子５０の径方向に沿った導線８２の断面のうち、その断面において固定子５０の径方向の最大の長さをＷ１２、同断面のうち固定子５０の周方向の最大の長さをＷ１１としても良い。

図１０及び図１１に示すように、固定子巻線５１は、封止材（モールド材）としての合成樹脂材からなる封止部材５７により封止されている。つまり、固定子巻線５１は、固定子コア５２と共にモールド材によりモールドされている。なお樹脂は、非磁性体、又は非磁性体の均等物としてＢｓ＝０（すなわち、磁束が０）と看做すことができる。

図１０の横断面で見れば、封止部材５７は、各導線群８１の間、すなわち間隙５６に合成樹脂材が充填されて設けられており、封止部材５７により、各導線群８１の間に絶縁部材が介在する構成となっている。つまり、間隙５６において封止部材５７が絶縁部材として機能する。封止部材５７は、固定子コア５２の径方向外側において、各導線群８１を全て含む範囲、すなわち径方向の厚さ寸法が各導線群８１の径方向の厚さ寸法よりも大きくなる範囲で設けられている。

また、図１１の縦断面で見れば、封止部材５７は、固定子巻線５１のターン部８４を含む範囲で設けられている。固定子巻線５１の径方向内側では、固定子コア５２の軸方向に対向する端面の少なくとも一部を含む範囲で封止部材５７が設けられている。この場合、固定子巻線５１は、各相の相巻線の端部、すなわちインバータ回路との接続端子を除く略全体で樹脂封止されている。

封止部材５７が固定子コア５２の端面を含む範囲で設けられた構成では、封止部材５７により、固定子コア５２の積層鋼板を軸方向内側に押さえ付けることができる。これにより、封止部材５７を用いて、各鋼板の積層状態を保持することができる。なお、本実施形態では、固定子コア５２の内周面を樹脂封止していないが、これに代えて、固定子コア５２の内周面を含む固定子コア５２の全体を樹脂封止する構成であってもよい。

回転電機１０が車両動力源として使用される場合には、封止部材５７が、高耐熱のフッ素樹脂や、エポキシ樹脂、ＰＰＳ樹脂、ＰＥＥＫ樹脂、ＬＣＰ樹脂、シリコン樹脂、ＰＡＩ樹脂、ＰＩ樹脂等により構成されていることが好ましい。また、膨張差による割れ抑制の観点から線膨張係数を考えると、固定子巻線５１の導線の外被膜と同じ材質であることが望ましい。すなわち、線膨張係数が、一般的に他樹脂の倍以上であるシリコン樹脂は望ましくは除外される。なお、電気車両の如く、燃焼を利用した機関を持たない電気製品においては、１８０℃程度の耐熱性を持つＰＰＯ樹脂やフェノール樹脂、ＦＲＰ樹脂も候補となる。回転電機の周囲温度が１００℃未満と見做せる分野においては、この限りではない。

回転電機１０のトルクは磁束の大きさに比例する。ここで、固定子コアがティースを有している場合には、固定子での最大磁束量がティースでの飽和磁束密度に依存して制限されるが、固定子コアがティースを有していない場合には、固定子での最大磁束量が制限されない。そのため、固定子巻線５１に対する通電電流を増加して回転電機１０のトルク増加を図る上で、有利な構成となっている。

本実施形態では、固定子５０においてティースを無くした構造（スロットレス構造）を用いたことにより、固定子５０のインダクタンスが低減される。具体的には、複数のティースにより仕切られた各スロットに導線が収容される一般的な回転電機の固定子ではインダクタンスが例えば１ｍＨ前後であるのに対し、本実施形態の固定子５０ではインダクタンスが５～６０μＨ程度に低減される。本実施形態では、アウタロータ構造の回転電機１０としつつも、固定子５０のインダクタンス低減により機械的時定数Ｔｍを下げることが可能となっている。つまり、高トルク化を図りつつ、機械的時定数Ｔｍの低減が可能となっている。なお、イナーシャをＪ、インダクタンスをＬ、トルク定数をＫｔ、逆起電力定数をＫｅとすると、機械的時定数Ｔｍは、次式により算出される。次式から、インダクタンスＬの低減により機械的時定数Ｔｍが低減されることが確認できる。
Ｔｍ＝（Ｊ×Ｌ）／（Ｋｔ×Ｋｅ）

固定子コア５２の径方向外側における各導線群８１は、断面が扁平矩形状をなす複数の導線８２が固定子コア５２の径方向に並べて配置されて構成されている。各導線８２は、横断面において「径方向寸法＜周方向寸法」となる向きで配置されている。これにより、各導線群８１において径方向の薄肉化が図られている。また、径方向の薄肉化を図るとともに、導体領域が、ティースが従来あった領域まで平らに延び、扁平導線領域構造となっている。これにより、薄肉化により断面積が小さくなることで懸念される導線の発熱量の増加を、周方向に扁平化して導体の断面積を稼ぐことで抑えている。なお、複数の導線を周方向に並べ、かつそれらを並列結線とする構成であっても、導体被膜分の導体断面積低下は起こるものの、同じ理屈に依る効果が得られる。なお、以下において、導線群８１のそれぞれ、および導線８２のそれぞれを、伝導部材（conductive member）とも言う。

スロットがないことから、本実施形態における固定子巻線５１では、その周方向の一周における固定子巻線５１が占める導体領域を、固定子巻線５１が存在しない導体非占有領域より大きく設計することができる。なお、従来の車両用回転電機は、固定子巻線の周方向の一周における導体領域／導体非占有領域は１以下であるのが当然であった。一方、本実施形態では、導体領域が導体非占有領域と同等又は導体領域が導体非占有領域よりも大きくなるようにして、各導線群８１が設けられている。ここで、図１０に示すように、周方向において導線８２（つまり、後述する直線部８３）が配置された導線領域をＷＡ、隣り合う導線８２の間となる導線間領域をＷＢとすると、導線領域ＷＡは、導線間領域ＷＢより周方向において大きいものとなっている。

固定子巻線５１における導線群８１の構成として、その導線群８１の径方向の厚さ寸法は、１磁極内における１相分の周方向の幅寸法よりも小さいものとなっている。すなわち、導線群８１が径方向に２層の導線８２よりなり、かつ１磁極内に１相につき周方向に２つの導線群８１が設けられる構成では、各導線８２の径方向の厚さ寸法をＴｃ、各導線８２の周方向の幅寸法をＷｃとした場合に、「Ｔｃ×２＜Ｗｃ×２」となるように構成されている。なお、他の構成として、導線群８１が２層の導線８２よりなり、かつ１磁極内に１相につき周方向に１つの導線群８１が設けられる構成では、「Ｔｃ×２＜Ｗｃ」の関係となるように構成されるとよい。要するに、固定子巻線５１において周方向に所定間隔で配置される導線部（導線群８１）は、その径方向の厚さ寸法が、１磁極内における１相分の周方向の幅寸法よりも小さいものとなっている。

言い換えると、１本１本の各導線８２は、径方向の厚さ寸法Ｔｃが周方向の幅寸法Ｗｃよりも小さいとよい。またさらに、径方向に２層の導線８２よりなる導線群８１の径方向の厚さ寸法（２Ｔｃ）、すなわち導線群８１の径方向の厚さ寸法（２Ｔｃ）が周方向の幅寸法Ｗｃよりも小さいとよい。

回転電機１０のトルクは、導線群８１の固定子コア５２の径方向の厚さに略反比例する。この点、固定子コア５２の径方向外側において導線群８１の厚さを薄くしたことにより、回転電機１０のトルク増加を図る上で有利な構成となっている。その理由としては、回転子４０の磁石部４２から固定子コア５２までの距離（つまり鉄の無い部分の距離）を小さくして磁気抵抗を下げることができるためである。これによれば、永久磁石による固定子コア５２の鎖交磁束を大きくすることができ、トルクを増強することができる。

また、導線群８１の厚さを薄くしたことにより、導線群８１から磁束が漏れても固定子コア５２に回収されやすくなり、磁束がトルク向上のために有効に利用されずに外部に漏れることを抑制することができる。つまり、磁束漏れにより磁力が低下することを抑制でき、永久磁石による固定子コア５２の鎖交磁束を大きくして、トルクを増強することができる。

導線８２(conductor)は、導体(conductor body)８２ａの表面が絶縁被膜８２ｂにより被覆された被覆導線よりなり、径方向に互いに重なる導線８２同士の間、及び導線８２と固定子コア５２との間においてそれぞれ絶縁性が確保されている。この絶縁被膜８２ｂは、後述する素線８６が自己融着被覆線であるならその被膜、又は、素線８６の被膜とは別に重ねられた絶縁部材で構成されている。なお、導線８２により構成される各相巻線は、接続のための露出部分を除き、絶縁被膜８２ｂによる絶縁性が保持されるものとなっている。露出部分としては、例えば、入出力端子部や、星形結線とする場合の中性点部分である。導線群８１では、樹脂固着や自己融着被覆線を用いて、径方向に隣り合う各導線８２が相互に固着されている。これにより、導線８２同士が擦れ合うことによる絶縁破壊や、振動、音が抑制される。

本実施形態では、導体８２ａが複数の素線(wire)８６の集合体として構成されている。具体的には、図１３に示すように、導体８２ａは、複数の素線８６を撚ることで撚糸状に形成されている。また、図１４に示すように、素線８６は、細い繊維状の導電材８７を束ねた複合体として構成されている。例えば、素線８６はＣＮＴ（カーボンナノチューブ）繊維の複合体であり、ＣＮＴ繊維として、炭素の少なくとも一部をホウ素で置換したホウ素含有微細繊維を含む繊維が用いられている。炭素系微細繊維としては、ＣＮＴ繊維以外に、気相成長法炭素繊維（ＶＧＣＦ）等を用いることができるが、ＣＮＴ繊維を用いることが好ましい。また、素線８６の表面は、ポリイミドの被膜やアミドイミドの被膜からなる高分子絶縁層である、いわゆるエナメル被膜で覆われていることが好ましい。

導線８２は、固定子巻線５１においてｎ相の巻線を構成する。そして導線８２（すなわち、導体８２ａ）の各々の素線８６は、互いに接触状態で隣接している。導線８２は、巻線導体が、複数の素線８６が撚られて形成される部位を、相内の１か所以上に持つとともに、撚られた素線８６間の抵抗値が素線８６そのものの抵抗値よりも大きい素線集合体となっている。言い換えると、隣接する各２つの素線８６はその隣接する方向において第１電気抵抗率を有し、素線８６の各々はその長さ方向において第２電気抵抗率を有する場合、第１電気抵抗率は第２電気抵抗率より大きい値になっている。なお、導線８２が複数の素線８６により形成されるとともに、第１電気抵抗率が極めて高い絶縁部材により複数の素線８６を覆う素線集合体となっていても良い。また、導線８２の導体８２ａは、撚り合わされた複数の素線８６により構成されている。

上記の導体８２ａでは、複数の素線８６が撚り合わされて構成されているため、各素線８６での渦電流の発生が抑えられ、導体８２ａにおける渦電流の低減を図ることができる。また、各素線８６が捻られていることで、１本の素線８６において磁界の印加方向が互いに逆になる部位が生じて逆起電圧が相殺される。そのため、やはり渦電流の低減を図ることができる。特に、素線８６を繊維状の導電材８７により構成することで、細線化することと捻り回数を格段に増やすこととが可能になり、渦電流をより好適に低減することができる。

なお、ここでいう素線８６同士の絶縁方法は、前述の高分子絶縁膜に限定されず、接触抵抗を利用し撚られた素線８６間で電流を流れにくくする方法であってもよい。すなわち撚られた素線８６間の抵抗値が、素線８６そのものの抵抗値よりも大きい関係になっていれば、抵抗値の差に起因して発生する電位差により、上記効果を得ることができる。たとえば、素線８６を作成する製造設備と、回転電機１０の固定子５０（電機子）を作成する製造設備とを別の非連続の設備として用いることで、移動時間や作業間隔などから素線８６が酸化し、接触抵抗を増やすことができ、好適である。

上述のとおり導線８２は、断面が扁平矩形状をなし、径方向に複数並べて配置されるものとなっており、例えば融着層と絶縁層とを備えた自己融着被覆線で被覆された複数の素線８６を撚った状態で集合させ、その融着層同士を融着させることで形状を維持している。なお、融着層を備えない素線や自己融着被覆線の素線を撚った状態で合成樹脂等により所望の形状に固めて成形してもよい。導線８２における絶縁被膜８２ｂの厚さを例えば８０μｍ～１００μｍとし、一般に使用される導線の被膜厚さ（５～４０μｍ）よりも厚肉とした場合、導線８２と固定子コア５２との間に絶縁紙等を介在させることをしなくても、これら両者の間の絶縁性を確保することができる。

また、絶縁被膜８２ｂは、素線８６の絶縁層よりも高い絶縁性能を有し、相間を絶縁することができるように構成されていることが望ましい。例えば、素線８６の高分子絶縁層の厚さを例えば５μｍ程度にした場合、導線８２の絶縁被膜８２ｂの厚さを８０μｍ～１００μｍ程度にして、相間の絶縁を好適に実施できるようにすることが望ましい。

また、導線８２は、複数の素線８６が撚られることなく束ねられている構成であってもよい。つまり、導線８２は、その全長において複数の素線８６が撚られている構成、全長のうち一部で複数の素線８６が撚られている構成、全長において複数の素線８６が撚られることなく束ねられている構成のいずれかであればよい。まとめると、導線部を構成する各導線８２は、複数の素線８６が束ねられているとともに、束ねられた素線間の抵抗値が素線８６そのものの抵抗値よりも大きい素線集合体となっている。

各導線８２は、固定子巻線５１の周方向に所定の配置パターンで配置されるように折り曲げ形成されており、これにより、固定子巻線５１として相ごとの相巻線が形成されている。図１２に示すように、固定子巻線５１では、各導線８２のうち軸方向に直線状に延びる直線部８３によりコイルサイド部５３が形成され、軸方向においてコイルサイド部５３よりも両外側に突出するターン部８４によりコイルエンド５４、５５が形成されている。各導線８２は、直線部８３とターン部８４とが交互に繰り返されることにより、波巻状の一連の導線として構成されている。直線部８３は、磁石部４２に対して径方向に対向する位置に配置されており、磁石部４２の軸方向外側となる位置において所定間隔を隔てて配置される同相の直線部８３同士が、ターン部８４により互いに接続されている。なお、直線部８３が「磁石対向部」に相当する。

本実施形態では、固定子巻線５１が分布巻により円環状に巻回形成されている。この場合、コイルサイド部５３では、相ごとに、磁石部４２の１極対に対応する間隔で周方向に直線部８３が配置され、コイルエンド５４、５５では、相ごとの各直線部８３が、略Ｖ字状に形成されたターン部８４により互いに接続されている。１極対に対応して対となる各直線部８３は、それぞれ電流の向きが互いに逆になるものとなっている。また、一方のコイルエンド５４と他方のコイルエンド５５とでは、ターン部８４により接続される一対の直線部８３の組み合わせがそれぞれ相違しており、そのコイルエンド５４、５５での接続が周方向に繰り返されることにより、固定子巻線５１が略円筒状に形成されている。

より具体的には、固定子巻線５１は、各相２対ずつの導線８２を用いて相ごとの巻線を構成しており、固定子巻線５１のうち一方の３相巻線（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）と他方の３相巻線（Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相）とが径方向内外の２層に設けられるものとなっている。この場合、固定子巻線５１の相数をＳ（実施例の場合は６）、導線８２の一相あたりの数をｍとすれば、極対ごとに２×Ｓ×ｍ＝２Ｓｍ個の導線８２が形成されることになる。本実施形態では、相数Ｓが６、数ｍが４であり、８極対（１６極）の回転電機であることから、６×４×８＝１９２の導線８２が固定子コア５２の周方向に配置されている。

図１２に示す固定子巻線５１では、コイルサイド部５３において、径方向に隣接する２層で直線部８３が重ねて配置されるとともに、コイルエンド５４、５５において、径方向に重なる各直線部８３から、互いに周方向逆となる向きでターン部８４が周方向に延びる構成となっている。つまり、径方向に隣り合う各導線８２では、固定子巻線５１の端部を除き、ターン部８４の向きが互いに逆となっている。

ここで、固定子巻線５１における導線８２の巻回構造を具体的に説明する。本実施形態では、波巻にて形成された複数の導線８２を、径方向に隣接する複数層（例えば２層）に重ねて設ける構成としている。図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）は、ｎ層目における各導線８２の形態を示す図であり、図１５（Ａ）には、固定子巻線５１の側方から見た導線８２の形状を示し、図１５（Ｂ）には、固定子巻線５１の軸方向一側から見た導線８２の形状を示している。なお、図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）では、導線群８１が配置される位置をそれぞれＤ１、Ｄ２、Ｄ３、…と示している。また、説明の便宜上、３本の導線８２のみを示しており、それを第１導線８２＿Ａ、第２導線８２＿Ｂ、第３導線８２＿Ｃとしている。

各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃでは、直線部８３が、いずれもｎ層目の位置、すなわち径方向において同じ位置に配置され、周方向に６位置（３×ｍ対分）ずつ離れた直線部８３同士がターン部８４により互いに接続されている。換言すると、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃでは、いずれも回転子４０の軸心を中心とする同一の円上において、固定子巻線５１の周方向に隣接して並ぶ７個の直線部８３の両端の２つが１つのターン部８４により互いに接続されている。例えば第１導線８２＿Ａでは、一対の直線部８３がＤ１、Ｄ７にそれぞれ配置され、その一対の直線部８３同士が、逆Ｖ字状のターン部８４により接続されている。また、他の導線８２＿Ｂ、８２＿Ｃは、同じｎ層目において周方向の位置を１つずつずらしてそれぞれ配置されている。この場合、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃは、いずれも同じ層に配置されるため、ターン部８４が互いに干渉することが考えられる。そのため本実施形態では、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃのターン部８４に、その一部を径方向にオフセットした干渉回避部を形成することとしている。

具体的には、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃのターン部８４は、同一の円（第１の円）上で周方向に延びる部分である１つの傾斜部８４ａと、傾斜部８４ａからその同一の円よりも径方向内側（図１５（Ｂ）において上側）にシフトし、別の円（第２の円）に達する頂部８４ｂ、第２の円上で周方向に延びる傾斜部８４ｃ及び第１の円から第２の円に戻る戻り部８４ｄとを有している。頂部８４ｂ、傾斜部８４ｃ及び戻り部８４ｄが干渉回避部に相当する。なお、傾斜部８４ｃは、傾斜部８４ａに対して径方向外側にシフトする構成であってもよい。

つまり、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃのターン部８４は、周方向の中央位置である頂部８４ｂを挟んでその両側に、一方側の傾斜部８４ａと他方側の傾斜部８４ｃとを有しており、それら各傾斜部８４ａ、８４ｃの径方向の位置（図１５（Ａ）では紙面前後方向の位置、図１５（Ｂ）では上下方向の位置）が互いに相違するものとなっている。例えば第１導線８２＿Ａのターン部８４は、ｎ層のＤ１位置を始点位置として周方向に沿って延び、周方向の中央位置である頂部８４ｂで径方向（例えば径方向内側）に曲がった後、周方向に再度曲がることで、再び周方向に沿って延び、さらに戻り部８４ｄで再び径方向（例えば径方向外側）に曲がることで、終点位置であるｎ層のＤ７位置に達する構成となっている。

上記構成によれば、導線８２＿Ａ～８２＿Ｃでは、一方の各傾斜部８４ａが、上から第１導線８２＿Ａ→第２導線８２＿Ｂ→第３導線８２＿Ｃの順に上下に並ぶとともに、頂部８４ｂで各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃの上下が入れ替わり、他方の各傾斜部８４ｃが、上から第３導線８２＿Ｃ→第２導線８２＿Ｂ→第１導線８２＿Ａの順に上下に並ぶ構成となっている。そのため、各導線８２＿Ａ～８２＿Ｃが互いに干渉することなく周方向に配置できるようになっている。

ここで、複数の導線８２を径方向に重ねて導線群８１とする構成において、複数層の各直線部８３のうち径方向内側の直線部８３に接続されたターン部８４と、径方向外側の直線部８３に接続されたターン部８４とが、それら各直線部８３同士よりも径方向に離して配置されているとよい。また、ターン部８４の端部、すなわち直線部８３との境界部付近で、複数層の導線８２が径方向の同じ側に曲げられる場合に、その隣り合う層の導線８２同士の干渉により絶縁性が損なわれることが生じないようにするとよい。

例えば図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）のＤ７～Ｄ９では、径方向に重なる各導線８２が、ターン部８４の戻り部８４ｄでそれぞれ径方向に曲げられる。この場合、図１６に示すように、ｎ層目の導線８２とｎ＋１層目の導線８２とで、曲がり部の曲率半径を相違させるとよい。具体的には、径方向内側（ｎ層目）の導線８２の曲率半径Ｒ１を、径方向外側（ｎ＋１層目）の導線８２の曲率半径Ｒ２よりも小さくする。

また、ｎ層目の導線８２とｎ＋１層目の導線８２とで、径方向のシフト量を相違させるとよい。具体的には、径方向内側（ｎ層目）の導線８２のシフト量Ｓ１を、径方向外側（ｎ＋１層目）の導線８２のシフト量Ｓ２よりも大きくする。

上記構成により、径方向に重なる各導線８２が同じ向きに曲げられる場合であっても、各導線８２の相互干渉を好適に回避することができる。これにより、良好な絶縁性が得られることとなる。

次に、回転子４０における磁石部４２の極異方構造について説明する。図８及び図９に示すように、磁石部４２は、円環状をなし、回転子本体４１の内側（詳しくは磁石保持部４３の内周側）に設けられている。磁石部４２は、ハルバッハ配列と称される磁石配列を用いて構成されている。すなわち、磁石部４２は、磁化方向（磁極の向き）を径方向とする第１磁石９１と、磁化方向（磁極の向き）を周方向とする第２磁石９２とを有しており、周方向に所定間隔で第１磁石９１が配置されるとともに、周方向において隣り合う第１磁石の間となる位置に第２磁石９２が配置されている。第１磁石９１及び第２磁石９２は、例えばネオジム磁石等の希土類磁石からなる永久磁石である。

第１磁石９１は、固定子５０に対向する側（内周側）の極が交互にＮ極、Ｓ極となるように周方向に互いに離間して配置されている。また、第２磁石９２は、各第１磁石９１の隣において周方向の磁極の向きが交互に逆向きとなるように配置されている。

また、第１磁石９１の外周側、すなわち回転子本体４１の磁石保持部４３の側には、例えば電磁鋼板や軟鉄、圧粉鉄心材料よりなる磁性体９３が配置されている。この場合、磁性体９３の周方向の長さ（特に磁性体９３の回転子４０の径方向内側の辺の周方向の長さ）は第１磁石９１の周方向の長さ（特に第１磁石９１の回転子４０の径方向外側の辺の周方向の長さ）と同じである。また、第１磁石９１と磁性体９３とを一体化した状態でのその一体物の径方向の厚さは、第２磁石９２の径方向の厚さと同じである。換言すれば、第１磁石９１は第２磁石９２よりも磁性体９３の分だけ径方向の厚さが薄くなっている。各磁石９１、９２と磁性体９３とは、例えば接着剤により相互に固着されている。磁石部４２において第１磁石９１の外周側は、固定子５０とは反対側であり、磁性体９３は、径方向における第１磁石９１の両側のうち、固定子５０とは反対側（反固定子側）に設けられている。

次に、回転電機１０を制御する制御システムの構成について説明する。図１７は、回転電機１０の制御システムの電気回路図であり、図１８は、制御装置７７による制御処理を示す機能ブロック図である。

図１７では、固定子巻線５１として２組の３相巻線５１ａ、５１ｂが示されており、３相巻線５１ａはＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線よりなり、３相巻線５１ｂはＸ相巻線、Ｙ相巻線及びＺ相巻線よりなる。３相巻線５１ａ、５１ｂごとに、第１インバータ１０１と第２インバータ１０２とがそれぞれ設けられている。インバータ１０１、１０２は、相巻線の相数と同数の上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎを有するフルブリッジ回路により構成されており、各アームに設けられたスイッチ（半導体スイッチング素子）のオンオフにより、固定子巻線５１の各相巻線において通電電流が調整される。なお、インバータ１０１、１０２の各スイッチが、図１等に示す半導体モジュール６６に相当する。

各インバータ１０１、１０２には、直流電源１０３と平滑コンデンサ１０４とが並列に接続されている。直流電源１０３は、例えば複数の単電池が直列接続された組電池により構成されている。なお、平滑コンデンサ１０４が、図１等に示すコンデンサモジュール６８に相当する。

制御装置７７は、ＣＰＵや各種メモリからなるマイコンを備えており、回転電機１０における各種の検出情報や、力行駆動及び発電の要求に基づいて、インバータ１０１、１０２における各スイッチのオンオフにより通電制御を実施する。回転電機１０の検出情報には、例えば、レゾルバ等の角度検出器により検出される回転子４０の回転角度（電気角情報）や、電圧センサにより検出される電源電圧（インバータ入力電圧）が含まれる。制御装置７７は、インバータ１０１、１０２の各スイッチを操作するための操作信号を生成して出力する。

第１インバータ１０１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相において上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎとの直列接続体をそれぞれ備えている。各相の上アームスイッチＳｐの高電位側端子は直流電源１０３の正極端子に接続され、各相の下アームスイッチＳｎの低電位側端子は直流電源１０３の負極端子（グランド）に接続されている。上アームスイッチＳｐＵと下アームスイッチＳｎＵとの間の中間接続点にはＵ相巻線の一端が、上アームスイッチＳｐＶと下アームスイッチＳｎＶとの間の中間接続点にはＶ相巻線の一端が、上アームスイッチＳｐＷと下アームスイッチＳｎＷとの間の中間接続点にはＷ相巻線の一端が、各々接続されている。これら各相巻線は星形結線（Ｙ結線）されており、各相巻線の他端は中性点にて互いに接続されている。

第２インバータ１０２は、第１インバータ１０１と同様の構成を有しており、Ｘ相、Ｙ相及びＺ相からなる３相において上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎとの直列接続体をそれぞれ備えている。各相の上アームスイッチＳｐの高電位側端子は直流電源１０３の正極端子に接続され、各相の下アームスイッチＳｎの低電位側端子は直流電源１０３の負極端子（グランド）に接続されている。上アームスイッチＳｐＸと下アームスイッチＳｎＸとの間の中間接続点にはＸ相巻線の一端が、上アームスイッチＳｐＹと下アームスイッチＳｎＹとの間の中間接続点にはＹ相巻線の一端が、上アームスイッチＳｐＺと下アームスイッチＳｎＺとの間の中間接続点にはＺ相巻線の一端が、各々接続されている。これら各相巻線は星形結線（Ｙ結線）されており、各相巻線の他端は中性点で互いに接続されている。

図１８には、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相電流を制御する制御処理と、Ｘ、Ｙ、Ｚ相の各相電流を制御する制御処理とが示されている。ここではまず、Ｕ、Ｖ、Ｗ相側の制御処理について説明する。

制御装置７７は、上位の制御装置から入力された指令信号に含まれるトルク指令値で回転電機１０を回転させるための上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎの各々の所定導通率の情報と、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎの各々が所定導通率で駆動する所定期間と、の情報を格納している対照表（トルク－導通率、所定期間 対照表）を備えている。具体的に当該対照表は、トルク指令値に対する所定導通率との関係に係る情報、及びトルク指令値に対する所定期間との関係に係る情報を格納する。また、当該対照表において、所定期間の期間開始時点及び期間終了時点は回転子４０の磁極位置θに応じて設定されている。なお、対照表は、電流指令値に対する所定導通率との関係に係る情報、及び電流指令値に対する所定期間との関係に係る情報を格納していてもよい。上位の制御装置から入力された指令信号にトルク指令値に代えて電流指令値が含まれている場合には、電流指令値に対する所定導通率との関係に係る情報、及び電流指令値に対する所定期間との関係に係る情報を格納した対照表を用いて所定導通率及び所定期間を決定する。

また、回転電機１０に供給する電力の実効電圧は、直流電源１０３の電圧と所定導通率との関係で変化するので、制御装置７７は、上述の対照表を参照して決定した所定導通率を、電圧センサ（図示せず）で検出した直流電源１０３の電圧（以下、「電源電圧」と略記）に応じて調整してもよい。例えば、電源電圧が基準値よりも高い場合は、決定した所定導通率を小さくし、電源電圧が基準値よりも低い場合は、決定した所定導通率を大きくすることにより、回転電機１０に供給する電力の実効電圧を調整する。所定導通率の調整は、一例として、電源電圧と所定導通率との関係を記した電圧対照表を予め備え、当該電圧対照表を用いて行う。

本実施の形態では、導通率は、ＰＷＭ制御によって生成される電圧の波形の１周期間に対するインバータ１０１、１０２のスイッチング素子（上アームスイッチＳｐ、下アームスイッチＳｎ）がオンになったことで生じる１のパルスの時間の割合である。また、ＰＷＭ制御によって生成される電圧の波形の１周期は、前述の１のパルスの時間と前述のスイッチング素子がオフになりパルスが生じない時間との和である。導通率は、電圧のパルスの時間と電圧の波形の１周期との比であるから、百分率として表現する場合もあるが、本実施の形態では、原則として、導通率は０以上１以下の数値として扱い、数値の直感的な理解を優先する場合は百分率で表現する。

インバータ１０１、１０２は、制御装置７７によって算出された導通率に従ってインバータ１０１、１０２のスイッチング素子である上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎをオンオフさせて各相の巻線に供給する電力を生成する。

制御装置７７は、上述の対照表を参照し、入力されたトルク指令値及び回転子４０の磁極位置θに応じた導通率及び所定期間を示す操作信号を作成する。所定期間の期間開始時点及び期間終了時点は、回転子４０の磁極位置θに応じて決定する。

操作信号の作成に際しては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の巻線温度が参酌される。例えば、巻線温度が所定の閾値以上の場合には、巻線温度が所定の閾値未満の場合よりも導通率及び所定期間の少なくとも１つを低下させた操作信号を作成する。巻線温度は、サーミスタ等の温度検知用の素子を用いて取得する。

また、巻線温度が上述の所定の閾値よりも高い所定値以上となった場合には、温度が所定値を下回ってしばらくするまで導通率を一例として０．５に設定するか、全素子（上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎ）の導通率をゼロに設定する。このように導通率を低下させることにより、回転電機１０の負荷を軽減し、巻線の温度を低下させる。

制御装置７７は、作成した操作信号をパルスジェネレータ１１２ａに出力する。パルスジェネレータ１１２ａは、操作信号に基づいて、ＰＷＭ制御で、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎをオンオフさせる矩形波状のＰＷＭ信号を生成してドライバ１１４に出力する。

パルスジェネレータ１１２ａが出力したＰＷＭ信号は、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎの各々のスイッチング素子をオンオフさせるには電圧が足りないので、ドライバ１１４において昇圧される。昇圧されたＰＷＭ信号は、駆動信号としてインバータ１０１に出力される。

以上、Ｕ、Ｖ、Ｗ相側の制御処理について説明した。Ｘ、Ｙ、Ｚ相側の制御処理も、パルスジェネレータ１１２ｂがＰＷＭ信号を生成する点を除けば、Ｕ、Ｖ、Ｗ相側の制御処理と略同じなので、詳細な説明は省略する。

図１９は各相に出される導通率指令のタイムチャートである。Ｕ、Ｖ、Ｗ相は電気角度で１２０度ずつ位相差を持たせ、Ｕ相とＸ相、Ｖ相とＹ相、Ｗ相とＺ相は電気角度で３０度ずつ位相差を持たせている。図１９の横軸は、電気角度に対応した時間である。

図１９に示したように、時間ｔａで上アームスイッチＳｐＵがオンになり、下アームスイッチＳｎＷがオンになると、Ｕ相巻線からＷ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔａから電気角度で３０度に相当する時間が経過した時間ｔｂで上アームスイッチＳｐＸがオンになり、下アームスイッチＳｎＺがオンになると、Ｘ相巻線からＺ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔａから電気角度で１２０度に相当する時間が経過した時間ｔｃで上アームスイッチＳｐＶがオンになると、Ｕ相巻線と共にＶ巻線からＷ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｃから電気角度で３０度に相当する時間が経過した時間ｔｄで上アームスイッチＳｐＹがオンになると、Ｘ相巻線と共にＹ相巻線からＺ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｃから電気角度で１２０度に相当する時間が経過した時間ｔｅで上アームスイッチＳｐＷがオンになり、下アームスイッチＳｎＵがオンになると、Ｖ相巻線と共にＷ巻線からＵ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｅから電気角度で３０度に相当する時間が経過した時間ｔｆで上アームスイッチＳｐＺがオンになり、下アームスイッチＳｎＸがオンになると、Ｙ相巻線と共にＺ相巻線からＸ相巻線に直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｅから電気角度で１２０度に相当する時間が経過した時間ｔｇで下アームスイッチＳｎＶがオンになると、Ｗ相巻線からＵ相巻線とＶ相巻線とに直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｅから電気角度で３０度に相当する時間が経過した時間ｔｈで下アームスイッチＳｎＹがオンになると、Ｚ相巻線からＸ相巻線とＹ相巻線とに直流電源１０３の電力が通電される。

時間ｔｇから電気角度で１２０度に相当する時間が経過した時間ｔｉ以降は、上述の時間ｔａからの通電が繰り返される。

図２０に各相における導通率の変化の詳細を示す。基本単位は電気角度で３６０毎の繰り返しとなり、指令値が変化するまでは同じ状態を繰り返す。導通率はゼロから１．０の間の任意の値をとる。期間（ｔ０～ｔ１）は導通率０．５の休止期間である。導通率０．５とは上アームスイッチＳｐと下アームのトランジスタが相補的に導通率０．５ずつで断続している平衡状態なので巻線の平均電流はゼロである。なお、スイッチング周波数は全期間を通じて一定値であり、例えば５０ｋＨｚに設定してある。固定子巻線５１に鉄心等の磁性物質で構成された芯部であるティースが存在しないのでインダクタンスが極めて小さく巻線の時定数が０．２ｍｓｅｃ以下となるため十分速い周波数で駆動する必要がある。なお、ティースレスの場合、固定子巻線５１の導体間に空隙を設けることが一般的だが、空隙に代えて、アルミニウム又は樹脂等の非磁性物質で構成された芯部を有してもよい。

本実施の形態では、固定子巻線５１にティースが存在しないことにより、十分速い周波数で駆動する必要がある反面、固定子巻線５１に鎖交する磁束は空隙中を無拘束に流れることになり、仮に固定子巻線５１の電流波形が乱れていても鎖交磁束は滑らかに変化するので、後述するように、回転電機１０の騒音振動はそれほど問題とならない。

指令値dutyは今、所定のトルクを出力するのに必要な導通率であり、性能測定に基づいて予め決定されて格納されている。期間（ｔ１～ｔ２）は導通率０．５～dutyの値に変化させる徐変期間である。この期間が長いとレスポンスが悪くなるので適度に早く立ち上げるのがよい。期間（ｔ２～ｔ３）は所定導通率であるdutyの値で駆動する所定期間であり、上アームスイッチＳｐの導通率がdutyであり、下アームスイッチＳｎの導通率は1-dutyで相補的に駆動される。

相補的な駆動とは、一例としてＵ相の場合、上アームスイッチＳｐＵが所定導通率であるdutyでオンオフを繰り返している際に、下アームスイッチＳｎＵが導通率1-dutyで、上アームスイッチＳｐＵとは相補的にオンオフを繰り返すことをいう。具体的には、上アームスイッチＳｐＵがオンの際には、下アームスイッチＳｎＵはオフであり、上アームスイッチＳｐＵがオフの際には、下アームスイッチＳｎＵはオンになる。

図２１は、相補的な駆動における上アームスイッチＳｐＵ及び下アームスイッチＳｎＵの動作の一例を示した説明図である。本実施の形態では、電圧の波形の１周期を「１」とした場合の上アームスイッチＳｐＵの導通率はdutyであり、上アームスイッチＳｐＵに対して相補的に動作する下アームスイッチＳｎＵの導通率は1-dutyとなる。しかしながら、上アームスイッチＳｐＵ及び下アームスイッチＳｎＵが同時にオンになると、インバータ１０１、１０２が損傷するので、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎの同時オンを防止するために、所謂微小なデッドタイムを設定する。その結果、厳密には、上アームスイッチＳｐＵの導通率はdutyよりもわずかに小さな値であり、下アームスイッチＳｎＵの導通率は1-dutyよりもわずかに小さな値となるが、本実施の形態では、説明を簡略化するために、便宜上、上アームスイッチＳｐＵの導通率はduty、下アームスイッチＳｎＵの導通率は1-dutyとする。また、図２１では、Ｕ相について説明したが、他のＶ相、Ｗ相、及びＸ相、Ｙ相、Ｚ相も、相補的な駆動の動作はＵ相の場合と同様なので、詳細な説明は省略する。

相補的な駆動において、上アームスイッチＳｐＵがオンになった結果、Ｕ相巻線には渦電流が生じ得るが、上アームスイッチＳｐＵがオフになったタイミングで下アームスイッチＳｎＵをオンにすることにより、発生した渦電流を直流電源１０３の負極端子（グランド）に逃がすことができるので、導通損失を極少化できる。

期間（ｔ２～ｔ３）において、上アームスイッチＳｐの所定導通率はdutyで一定であり、かつ下アームスイッチＳｎの導通率は1-dutyで一定である。本実施の形態では、上アームスイッチＳｐの所定導通率と、下アームスイッチＳｎの導通率とを、所定期間（ｔ３－ｔ２）等において各々一定とする制御を、高周波導通率一定制御と呼称する。

なお、所定期間（ｔ３－ｔ２）は電気角度で１２０度以上、１８０度未満と設定する。１２０度未満だと各相に未通電期間が発生しトルク性能を発揮できないばかりかトルク脈動を生じさせる。１８０度以上となると上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎが同時にオンする状態が発生しインバータ１０１、１０２が直流電源１０３と短絡する為、これを回避しなければならない。

期間（ｔ３～ｔ４）は導通率をdutyから０．５に徐変する期間であり、期間（ｔ４～ｔ５）は導通率が０．５の休止期間である。

期間（ｔ５～ｔ６）は導通率を０．５～1-dutyに徐変する期間であり、期間（ｔ６～ｔ７は導通率を所定の1-dutyで駆動する期間である。上アームスイッチＳｐの導通率が1－dutyで駆動され、下アームスイッチＳｎの導通率がdutyで駆動される、上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎとが相補的に駆動される期間である。この所定期間（ｔ７－ｔ６）は所定期間（ｔ３－ｔ２）に等しく設定すればよい。期間（ｔ７～ｔ８）は導通率を1-dutyから０．５に徐変する期間である。

一連の期間につき、（ｔ４－ｔ０）を１８０度、（ｔ８－ｔ０）を３６０度に設定することが前提である。なお、実際の運用では、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎの同時オンを防止するために、前述の相補的な駆動の場合と同様に、所謂微小なデッドタイムを設定するので、例えば導通率が０．５の状態でも厳密には導通率が０．４９などといった微小な休止期間を設けることが一般的である。

トルクを増やしたい場合はduty値を大きく、所定期間（ｔ３－ｔ２）を１２０度以上、１８０度未満の範囲内で長くすればよい。duty値及び所定期間（ｔ３－ｔ２）の長さは、各々、独立に設定しても、従属的に設定してもよい。従属的な設定とは、例えば、duty値を大きくする場合に、所定期間（ｔ３－ｔ２）の長さを長くする、又は所定期間（ｔ３－ｔ２）の長さを長くする場合に、duty値を大きくする、という設定である。

図２０では、所定期間（ｔ３－ｔ２）及び所定期間（ｔ３－ｔ２）に後続する所定期間（ｔ７－ｔ６）を１８０度期間単位で対称的、すなわち所定期間（ｔ７－ｔ６）と所定期間（ｔ３－ｔ２）とを等長に設定している。かかる設定により、回転電機１０を安定かつ静粛に運転できるとともに、上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎを相補的に駆動するので、導通損失が極少化できる。しかしながら、騒音振動が気にならない装置であれば、所定期間（ｔ７－ｔ６）と所定期間（ｔ３－ｔ２）とを不等に設定することも可能である。

図２２は、トルクと所定期間長との対応関係の一例を示した説明図である。図２２に示すように、トルクを増大させる場合には、図２０の所定期間（ｔ３－ｔ２）の長さを長くする。図２２では、トルクと所定期間長とには比例関係が存在するが、一般の回転電機では、かかる態様に限定されない。回転電機の仕様によっては、トルクと所定期間長との関係は非線形的でもよく、具体的な態様は、回転電機の仕様に応じて決定する。

図２３に従来の中周波ＰＷＭ制御と本実施の形態に係る本願の高周波導通率一定制御の比較を示す。回転電機１０は巻線の時定数が２００μ秒のものを使用した。図２３（Ａ）はスイッチング周波数１０ｋＨｚの正弦波ＰＷＭ制御を適用した結果、図２３（Ｂ）はスイッチング周波数５０ｋＨｚ、上アームスイッチＳｐの導通率は０．７５（下アームスイッチＳｎの導通率は０．２５）、導通率一定期間は電気角度で１２０度の高周波導通率一定制御を適用した結果である。

図２３（Ａ）に示したように、ＰＷＭ制御は逐次電流フィードバックを実施しているので比較的正弦波に近いエンベロープが得られるものの、スイッチング毎の電流脈動が大きく、しかも周波数が大きいためインバータやモータ鉄心での損失が大きい。これ以上スイッチング周波数を上げてゆくと、電流センサの検出値のＡ／Ｄ変換が速いスイッチング周波数に対応できず、電流制御性が損なわれてしまう。

一方、本実施の形態では、図２３（Ｂ）に示したように、電流センサの検出値をＡ／Ｄ変換して使用する電流フィードバック制御を適用する必要が無いため、低次の電流歪は発生しているものの、スイッチング毎の電流脈動は電流フィードバック制御を伴ったＰＷＭ制御に比べて１／１０程度に抑制できており、高周波の損失は抑制できる。

なお、制御装置７７は、高周波導通率一定制御のみを実施可能な構成に限定されない。言い換えると、制御装置７７は、高周波導通率一定制御に加えて、高周波導通率一定制御を使用しない場合に、電流フィードバック制御を実施しても良い。電流フィードバック制御を実施する場合には、電流センサやＡ／Ｄ変換器が必要となるものの、冗長性を高めたり、状況に応じた制御方法の使い分けが可能になる。

図２３（Ｂ）における低次の電流歪は、低次の高調波によって生じている。しかしながら、低次の高調波が原因の低次の電流歪は、実用上さほどの問題とはならない。理由は、固定子５０にはティースが存在しないので空隙中の比透磁率がほぼ１．０となっており、磁束の流れに空間的拘束力がないため、当該磁束は空隙を自在に流れ、適度に均等化される。その結果、巻線に鎖交する磁束波形は滑らかになり、低次の電流歪による振動騒音は、さほど気にならなくなるためである。

図２４は、本実施の形態における通電制御の処理の一例を示したフローチャートである。ステップ１７０では、制御装置７７の上位の制御装置から指令信号が制御装置７７に入力されたか否かを判定し、指令信号が入力された場合は、手順をステップ１７２に移行し、指令信号が入力されない場合は、処理をリターンする。

ステップ１７２では、回転子４０の位置情報である磁極位置θを取得する。磁極位置θは、レゾルバ、ＴＭＲセンサ又はホールセンサ等の角度検出器が出力した信号から抽出される。そして、ステップ１７４では、角度検出器等が出力した信号に基づいて、回転子４０の回転速度を取得する。

ステップ１７６では、巻線の温度情報を取得する。温度情報は、サーミスタ等の温度検知用の素子を用いて取得する。そして、ステップ１７８では直流電源１０３の電源電圧を取得する。

ステップ１８０では、所定期間及び所定導通率を決定する。所定期間及び所定導通率は、上述の対照表を参照して決定し、例えば、上位の制御装置から入力された指令信号が示すトルク指令値が大きければ所定期間を長くすると共に所定導通率を大きくし、当該トルク指令値が小さければ所定期間を短くすると共に所定導通率を小さくする。所定期間の期間開始時点及び期間終了時点は、ステップ１７２で取得した回転子４０の磁極位置θに応じて決定する。所定期間の期間開始時点及び期間終了時点を含む位相の変化は、ステップ１７４で取得した回転速度に応じて決定する。対照表を用いて決定した所定導通率は、ステップ１７８で取得した電源電圧に応じて調整する。また、所定導通率の調整は、前述のように、電源電圧と所定導通率との関係を記した電圧対照表を用いて行う。さらに、ステップ１７６で取得した巻線温度が所定の閾値以上の場合には、巻線温度が所定の閾値未満の場合よりも導通率及び所定期間の少なくとも１つを低下させる。

ステップ１８２では、入力されたトルク指令値、巻線温度及び電源電圧に応じた導通率及び所定期間を示し、回転子４０の磁極位置θ及び回転子４０の回転速度に応じた位相を示す操作信号を作成する。そして、ステップ１８４では、生成した操作信号をパルスジェネレータ１１２ａ、１１２ｂに出力して処理をリターンする。

以上説明したように、本実施の形態によれば、図２０に示した所定期間（ｔ３－ｔ２）等において、上アームスイッチＳｐの所定導通率を一定にすると共に、上アームスイッチＳｐに対して相補的に動作する下アームスイッチＳｎの導通率を一定とすることにより、インバータ１０１、１０２によるスイッチング毎の電流脈動が抑制される。

さらに、本実施の形態によれば、上アームスイッチＳｐの所定導通率を一定にすると共に、上アームスイッチＳｐに対して相補的に動作する下アームスイッチＳｎの導通率を一定とすることにより、電流センサに依拠した電流フィードバック制御を要しないので、スイッチング動作のさらなる高速化が可能であり、スイッチング毎の電流脈動が抑制され得る高周波導通率一定制御が可能となる。

その結果、本実施の形態によれば、ティースレス巻線の回転電機において安定した回転制御が可能な回転電機の制御装置及び回転電機の制御方法を得ることができる。

［第２の実施の形態］
続いて、第２の実施の形態について説明する。本実施の形態は、直流電源１０３とインバータ１０１、１０２との間に電圧調整器２１２を挿入した点で第１の実施の形態と相違するが、電圧調整器２１２及び制御装置１７７以外の構成は第１の実施の形態と同一なので、第１の実施の形態と同一の構成については、第１の実施の形態と同一の符号を付して詳細な説明は省略する。

図２５に本実施の形態に係る制御システムの回路構成を示す。図２６に示すように、電圧調整器２１２はリアクトル２１４と直流電源１０３側のスイッチング素子２１６及びインバータ１０１側のスイッチング素子２１８の各々のスイッチング素子からなるチョッパ回路、いわゆるＨブリッジ型の昇降圧コンバータである。また、電圧調整器２１２のインバータ側出力端は、平滑コンデンサ２０４で短絡されている。

電圧調整器２１２の出力電圧は、各々のスイッチング素子の導通率で確定できる。Ｈブリッジ型昇降圧コンバータ自体は公知なので詳しい動作原理の説明は割愛し、このブリッジ回路を本実施の形態にどのように活用するかを説明する。

本実施の形態では、図２０に示したような所定期間（ｔ３－ｔ２）において、インバータ１０１、１０２側の各々のスイッチング素子はスイッチングを実施せず、いわゆる矩形波電圧駆動を行う。つまり上アームスイッチＳｐの導通率dutyが１．０の状態を最大電気角度で１８０度期間まで継続させる。１８０度後に上アームスイッチＳｐ及び下アームスイッチＳｎを反転させて、残りの１８０度期間は下アームスイッチＳｎの導通率（１－duty）を１．０と制御するので、上アームスイッチＳｐの導通率はduty＝０．０と制御する。この状態だと電源電圧が巻線インピーダンスで終端されることとなり、過大な電流が流れることとなるから、巻線への印加電圧を電圧調整器２１２で然るべき電流値になるように調整する。然るべき電流値及び印加すべき電圧は、制御装置１７７に格納された対照表を用いて制御する。制御装置１７７は、当該対照表を参照しながら逐次電圧制御を実施する。対照表は、一例として、トルク指令値又は電流指令値に対して電圧調整器２１２が出力する電圧値を回転子４０の所定の回転数毎に設定したものである。

巻線の時定数が十分に小さいため、導通率１（百分率では１００％）のスイッチオン直後の電流の流れ方はＬＲ回路（積分回路）のステップ応答となり、若干立ち上がりが遅れるものの、最終到達電流値は印加電圧をＶｔ、巻線の抵抗値をＲとすると Ｖｔ／Ｒ というオームの法則に則った値となる。つまりは流しうる電流値はＶｔで決定されるので、このＶｔを流すべき電流に応じてあらかじめ決定しておけばよい。

線間電圧には最大で電圧調整器２１２の出力電圧であるＶｔが印加される。固定子巻線５１が３相のＹ結線であるならば、相電圧はＶｔ／１．７３２の電圧が印加されるので、相電流の到達値はＶｔ／１．７３２Ｒとなる。なお、巻線抵抗は通電による自己発熱により変化するので温度検出器などを用いて温度を検出し電圧の補正を掛けてもよい。

電圧調整器２１２のスイッチングは１００ｋＨｚ程度で実施することが近年報告されている。電動機巻線と異なり単相巻線でリアクトル２１４の小型化を指向したいので、スイッチング周波数を高くして小型化を図る。またリアクトル２１４のコア材料も超高周波指向に振った専用の材料が開発されており、かかるコア材料をリアクトル２１４に採用することにより、電力変換効率が向上し得る。

本実施の形態では、電圧調整器２１２による電圧調整と、インバータ１０１、１０２による３相駆動とを分離して専用設計したことにより、巻線に供給する電力のトータルでの電力変換効率が良好となる。

また、本実施の形態では、インバータ１０１、１０２側ではスイッチング素子はスイッチングしないのでスイッチング損失が発生せず、サージ電圧も抑制可能である。インバータ１０１、１０２側は、電流検出も、正弦波ＰＷＭ制御で巻線に印加する電圧の位相決定に係るＤＱ変換も、必要ないので演算負荷が軽減できる。

図２７は、本実施の形態における回転電機１０に供給される電流の波形の一例を示した説明図である。電流フィードバック制御を伴わない本実施の形態の電流の波形は、図２７に示したように、細かな電流脈動はゼロとなっている。

低次の高調波は、図２３（Ｂ）に示した第１の実施の形態よりも大きくなっているものの、本実施の形態の固定子５０にはティースが存在しないので空隙中の比透磁率がほぼ１．０となっており、磁束の流れに空間的拘束力がないため、当該磁束は空隙を自在に流れ、適度に均等化されるため、巻線に鎖交する磁束波形は滑らかになる。従って、図２７に示された程度の含入率では、振動騒音はさほど気にならなくなる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、図２０に示したような所定期間（ｔ３－ｔ２）において、インバータ１０１、１０２側の各々のスイッチング素子はスイッチングを実施せず、いわゆる矩形波電圧駆動を行うと共に、電流フィードバック制御及びＤＱ変換を廃することにより、インバータ１０１、１０２によるスイッチング毎の電流脈動が抑制される。

本実施の形態によれば、電流センサに依拠した電流フィードバック制御及びＤＱ変換を要しないので、制御装置１７７の演算負荷を低減でき、スイッチング動作のさらなる高速化が可能であり、ティースレスによって巻線が低インダクタンス化された回転電機１０の回転制御を円滑に行うことができる。

その結果、本実施の形態によれば、ティースレス巻線の回転電機において安定した回転制御が可能な回転電機の制御装置及び回転電機の制御方法を得ることができる。

尚、第１の実施の形態及び第２の実施の形態はアウタロータ型で示したが、勿論インナロータ型に適用してもよい。

（変形例）
上記第１の実施形態及び第２の実施の形態では、固定子コア５２の外周面を凹凸のない曲面状とし、その外周面に所定間隔で複数の導線群８１を並べて配置する構成としたが、これを変更してもよい。例えば、図２８に示すように、固定子コア５２は、固定子巻線５１の径方向両側のうち回転子４０とは反対側（図の下側）に設けられた円環状のヨーク１４１と、そのヨーク１４１から、周方向に隣り合う直線部８３の間に向かって突出するように延びる突起部１４２とを有している。突起部１４２は、ヨーク１４１の径方向外側、すなわち回転子４０側に所定間隔で設けられている。固定子巻線５１の各導線群８１は、突起部１４２と周方向において係合しており、突起部１４２を導線群８１の位置決め部として用いつつ周方向に並べて配置されている。なお、突起部１４２が「導線間部材」に相当する。

突起部１４２は、ヨーク１４１からの径方向の厚さ寸法、言い換えれば、図２８に示すように、ヨーク１４１の径方向において、直線部８３のヨーク１４１に隣接する内側面３２０から突起部１４２の頂点までの距離Ｗが、径方向内外の複数層の直線部８３のうち、ヨーク１４１に径方向に隣接する直線部８３の径方向の厚さ寸法の１／２（図のＨ１）よりも小さい構成となっている。言い換えれば、固定子巻線５１（固定子コア５２）の径方向における導線群８１（伝導部材）の寸法（厚み）Ｔ１（導線８２の厚みの２倍、言い換えれば、導線群８１の固定子コア５２に接する面３２０と、導線群８１の回転子４０に向いた面３３０との最短距離）の４分の３の範囲は非磁性部材（封止部材５７）が占有していればよい。こうした突起部１４２の厚さ制限により、周方向に隣り合う導線群８１（すなわち直線部８３）の間において突起部１４２がティースとして機能せず、ティースによる磁路形成がなされないようになっている。突起部１４２は、周方向に並ぶ各導線群８１の間ごとに全て設けられていなくてもよく、周方向に隣り合う少なくとも１組の導線群８１の間に設けられていればよい。例えば、突起部１４２は、周方向において各導線群８１の間の所定数ごとに等間隔で設けられているとよい。突起部１４２の形状は、矩形状、円弧状など任意の形状でよい。

また、固定子コア５２の外周面では、直線部８３が一層で設けられていてもよい。したがって、広義には、突起部１４２におけるヨーク１４１からの径方向の厚さ寸法は、直線部８３における径方向の厚さ寸法の１／２よりも小さいものであればよい。

なお、回転軸１１の軸心を中心とし、かつヨーク１４１に径方向に隣接する直線部８３の径方向の中心位置を通る仮想円を想定すると、突起部１４２は、その仮想円の範囲内においてヨーク１４１から突出する形状、換言すれば仮想円よりも径方向外側（すなわち回転子４０側）に突出しない形状をなしているとよい。

上記構成によれば、突起部１４２は、径方向の厚さ寸法が制限されており、周方向に隣り合う直線部８３の間においてティースとして機能するものでないため、各直線部８３の間にティースが設けられている場合に比べて、隣り合う各直線部８３を近づけることができる。これにより、導体８２ａの断面積を大きくすることができ、固定子巻線５１の通電に伴い生じる発熱を低減することができる。かかる構成では、ティースがないことで磁気飽和の解消が可能となり、固定子巻線５１への通電電流を増大させることが可能となる。この場合において、その通電電流の増大に伴い発熱量が増えることに好適に対処することができる。また、固定子巻線５１では、ターン部８４が、径方向にシフトされ、他のターン部８４との干渉を回避する干渉回避部を有することから、異なるターン部８４同士を径方向に離して配置することができる。これにより、ターン部８４においても放熱性の向上を図ることができる。以上により、固定子５０での放熱性能を適正化することが可能になっている。

また、固定子コア５２のヨーク１４１と、回転子４０の磁石部４２（すなわち各磁石９１、９２）とが所定距離以上離れていれば、突起部１４２の径方向の厚さ寸法は、図２８のＨ１に縛られるものではない。具体的には、ヨーク１４１と磁石部４２とが２ｍｍ以上離れていれば、突起部１４２の径方向の厚さ寸法は、図２８のＨ１以上であってもよい。例えば、直線部８３の径方向厚み寸法が２ｍｍを越えており、かつ導線群８１が径方向内外の２層の導線８２により構成されている場合に、ヨーク１４１に隣接していない直線部８３、すなわちヨーク１４１から数えて２層目の導線８２の半分位置までの範囲で、突起部１４２が設けられていてもよい。この場合、突起部１４２の径方向厚さ寸法が「Ｈ１×３／２」までになっていれば、導線群８１における導体断面積を大きくすることで、前記効果を少なからず得ることはできる。

また、固定子コア５２は、図２９に示す構成であってもよい。なお、図２９では、封止部材５７を省略しているが、封止部材５７が設けられていてもよい。図２９では、便宜上、磁石部４２及び固定子コア５２を直線状に展開して示している。

図２９の構成では、固定子５０は、周方向に隣接する導線８２（すなわち直線部８３）の間に、導線間部材としての突起部１４２を有している。固定子５０は、固定子巻線５１が通電されると、磁石部４２の磁極の１つ（Ｎ極、またはＳ極）とともに磁気的に機能し、固定子５０の周方向に延びる一部分３５０を有する。この部分３５０の固定子５０の周方向への長さをＷｎとすると、この長さ範囲Ｗｎに存在する突起部１４２の合計の幅（すなわち、固定子５０の周方向への合計の寸法であると共に、回転子の１磁極に対する導線間の周方向の幅寸法）をＷｔとし、突起部１４２の飽和磁束密度（又は導線間部材の飽和磁束密度）をＢｓ、磁石部４２の１極分の周方向の幅寸法をＷｍ、磁石部４２の残留磁束密度をＢｒとする場合、突起部１４２は、下記の式（１）を満たす磁性材料により構成されている。
Ｗｔ×Ｂｓ≦Ｗｍ×Ｂｒ …（１）

なお、範囲Ｗｎは、周方向に隣接する複数の導線群８１であって、励磁時期が重複する複数の導線群８１を含むように設定される。その際、範囲Ｗｎを設定する際の基準（境界）として、導線群８１の間隙５６の中心を設定することが好ましい。例えば、図２９に例示する構成の場合、周方向においてＮ極の磁極中心からの距離が最も短いものから順番に、４番目までの導線群８１が、当該複数の導線群８１に相当する。そして、当該４つの導線群８１を含むように範囲Ｗｎが設定される。その際、範囲Ｗｎの端（起点と終点）が間隙５６の中心とされている。

図２９において、範囲Ｗｎの両端には、それぞれ突起部１４２が半分ずつ含まれていることから、範囲Ｗｎには、合計４つ分の突起部１４２が含まれている。したがって、突起部１４２の幅（すなわち、固定子５０の周方向における突起部１４２の寸法、言い換えれば、隣接する導線群８１の間隔）をＡとすると、範囲Ｗｎに含まれる突起部１４２の合計の幅は、Ｗｔ＝１／２Ａ＋Ａ＋Ａ＋Ａ＋１／２Ａ＝４Ａとなる。

詳しくは、本実施形態では、固定子巻線５１の３相巻線が分布巻であり、その固定子巻線５１では、磁石部４２の１極に対して、突起部１４２の数、すなわち各導線群８１の間となる間隙５６の数が「相数×Ｑ」個となっている。ここでＱとは、１相の導線８２のうち固定子コア５２と接する数である。なお、導線８２が回転子４０の径方向に積層された導線群８１である場合には、１相の導線群８１の内周側の導線８２の数であるともいえる。この場合、固定子巻線５１の３相巻線が各相所定順序で通電されると、１極内において２相分の突起部１４２が励磁される。したがって、磁石部４２の１極分の範囲Ｗｍにおいて固定子巻線５１の通電により励磁される突起部１４２の周方向の合計幅寸法Ｗｔは、突起部１４２（つまり、間隙５６）の周方向の幅寸法をＡとすると、「励磁される相数×Ｑ×Ａ＝２×２×Ａ」となる。

そして、こうして合計幅寸法Ｗｔが規定された上で、固定子コア５２において、突起部１４２が、上記式（１）の関係を満たす磁性材料として構成されている。なお、合計幅寸法Ｗｔは、１極内において比透磁率が１よりも大きくなりえる部分の周方向寸法でもある。また、余裕を考えて、合計幅寸法Ｗｔを、１磁極における突起部１４２の周方向の幅寸法としてもよい。具体的には、磁石部４２の１極に対する突起部１４２の数が「相数×Ｑ」であることから、１磁極における突起部１４２の周方向の幅寸法（合計幅寸法Ｗｔ）を、「相数×Ｑ×Ａ＝３×２×Ａ＝６Ａ」としてもよい。

なお、ここでいう分布巻とは、磁極の１極対周期（Ｎ極とＳ極）で、固定子巻線５１の一極対があるものである。ここでいう固定子巻線５１の一極対は、電流が互いに逆方向に流れ、ターン部８４で電気的に接続された２つの直線部８３とターン部８４からなる。上記条件みたすものであれば、短節巻（Short Pitch Winding）であっても、全節巻（Full Pitch Winding）の分布巻の均等物とみなす。

次に、集中巻の場合の例を示す。ここでいう集中巻とは、磁極の１極対の幅と、固定子巻線５１の一極対の幅とが異なるものである。集中巻の一例としては、１つの磁極対に対して導線群８１が３つ、２つの磁極対に対して導線群８１が３つ、４つの磁極対に対して導線群８１が９つ、５つの磁極対に対して導線群８１が９つのような関係であるものが挙げられる。

ここで、固定子巻線５１を集中巻とする場合には、固定子巻線５１の３相巻線が所定順序で通電されると、２相分の固定子巻線５１が励磁される。その結果、２相分の突起部１４２が励磁される。したがって、磁石部４２の１極分の範囲において固定子巻線５１の通電により励磁される突起部１４２の周方向の幅寸法Ｗｔは、「Ａ×２」となる。そして、こうして幅寸法Ｗｔが規定された上で、突起部１４２が、上記式（１）の関係を満たす磁性材料として構成されている。なお、上記で示した集中巻の場合は、同一相の導線群８１に囲まれた領域において、固定子５０の周方向にある突起部１４２の幅の総和をＡとする。また、集中巻におけるＷｍは「磁石部４２のエアギャップに対向する面の全周」×「相数」÷「導線群８１の分散数」に相当する。

ちなみに、ネオジム磁石やサマリウムコバルト磁石、フェライト磁石といったＢＨ積が２０［ＭＧＯｅ（ｋＪ／ｍ³）］以上の磁石ではＢｄ＝１．０強［Ｔ］、鉄ではＢｒ＝２．０強［Ｔ］である。そのため、高出力モータとしては、固定子コア５２において、突起部１４２が、Ｗｔ＜１／２×Ｗｍの関係を満たす磁性材料であればよい。

また、後述するように導線８２が外層被膜１８２を備える場合には、導線８２同士の外層被膜１８２が接触するように、導線８２を固定子コア５２の周方向に配置しても良い。この場合は、Ｗｔは、０又は接触する両導線８２の外層被膜１８２の厚さ、と看做すことができる。

図２８や図２９の構成では、回転子４０側の磁石磁束に対して不相応に小さい導線間部材（突起部１４２）を有する構成となっている。なお、回転子４０は、インダクタンスが低くかつ平坦な表面磁石型ロータであり、磁気抵抗的に突極性を有していないものとなっている。かかる構成では、固定子５０のインダクタンス低減が可能となっており、固定子巻線５１のスイッチングタイミングのずれに起因する磁束歪みの発生が抑制され、ひいては軸受２１、２２の電食が抑制される。

（他の変形例）
上記以外の変形例を以下に列記する。

磁石部４２のうち径方向において電機子側の面と、回転子の軸心との径方向における距離ＤＭが５０ｍｍ以上とされていてもよい。具体的には、例えば、図４に示す磁石部４２（具体的には、第１、第２磁石９１、９２）のうち径方向内側の面と、回転子４０の軸心との径方向における距離ＤＭが５０ｍｍ以上とされていてもよい。

スロットレス構造の回転電機としては、その出力が数十Ｗから数百Ｗ級の模型用などに使用される小規模なものが知られている。そして、一般的には１０ｋＷを超すような工業用の大型の回転電機でスロットレス構造が採用された事例を本願発明者は把握していない。その理由について本願発明者は検討した。

近年主流の回転電機は、次の４種類に大別される。それら回転電機とは、ブラシ付きモータ、カゴ型誘導モータ、永久磁石式同期モータ及びリラクタンスモータである。

ブラシ付きモータには、ブラシを介して励磁電流が供給される。このため、大型機のブラシ付きモータの場合、ブラシが大型化したり、メンテナンスが煩雑になったりしたりする。これにより、半導体技術の目覚ましい発達に伴い、誘導モータ等のブラシレスモータに置換されてきた経緯がある。一方、小型モータの世界では、低い慣性及び経済性の利点から、コアレスモータも多数世の中に供給されている。

カゴ型誘導モータでは、１次側の固定子巻線で発生させる磁界を２次側の回転子の鉄心で受けてカゴ型導体に集中的に誘導電流を流して反作用磁界を形成することにより、トルクを発生させる原理である。このため、機器の小型高効率の観点からすれば、固定子側及び回転子側ともに鉄心をなくすことは必ずしも得策であるとは言えない。

リラクタンスモータは、当に鉄心のリラクタンス変化を活用するモータであり、原理的に鉄心をなくすことは望ましくない。

永久磁石式同期モータでは、近年ＩＰＭ（つまり埋め込み磁石型回転子）が主流であり、特に大型機においては、特殊事情がない限りＩＰＭである場合が多い。

ＩＰＭは、磁石トルク及びリラクタンストルクを併せ持つ特性を有しており、インバータ制御により、それらトルクの割合が適時調整されながら運転される。このため、ＩＰＭは小型で制御性に優れるモータである。

本願発明者の分析により、磁石トルク及びリラクタンストルクを発生する回転子表面のトルクを、磁石部のうち径方向において電機子側の面と、回転子の軸心との径方向における距離ＤＭ、すなわち、一般的なインナロータの固定子鉄心の半径を横軸にとって描くと図３０に示すものとなる。

磁石トルクは、下記の式（２）に示すように、永久磁石の発生する磁界強度によりそのポテンシャルが決定されるのに対し、リラクタンストルクは、下記の式（３）に示すように、インダクタンス、特にｑ軸インダクタンスの大きさがそのポテンシャルを決定する。下記の式（２）、（３）における、Ψは永久磁石の磁束量、Ｉｑはｑ軸電流、Ｉｄはｄ軸電流、Ｌｑは巻線のｑ軸インダクタンス、Ｌｄは巻線のｄ軸インダクタンス、そしてｋは定数である。
磁石トルク＝ｋ・Ψ・Ｉｑ …（２）
リラクタンストルク＝ｋ・（Ｌｑ－Ｌｄ）・Ｉｑ・Ｉｄ …（３）

ここで、永久磁石の磁界強度と巻線のｑ軸インダクタンスＬｑの大きさとを磁石直径ＤＭで比較してみた。永久磁石の発する磁界強度、すなわち磁束量Ψは、固定子と対向する面の永久磁石の総面積に比例する。円筒型の回転子であれば円筒の表面積になる。厳密には、Ｎ極とＳ極とが存在するので、円筒表面の半分の専有面積に比例する。円筒の表面積は、円筒の半径と、円筒長さとに比例する。つまり、円筒長さが一定であれば、円筒の半径に比例する。

一方、巻線のｑ軸インダクタンスＬｑは、鉄心形状に依存はするものの感度は低く、むしろ固定子巻線の巻数の２乗に比例するため、巻数の依存性が高い。なお、μを磁気回路の透磁率、Ｎを巻数、Ｓを磁気回路の断面積、δを磁気回路の有効長さとする場合、インダクタンスＬ＝μ・Ｎ^２×Ｓ／δである。巻線の巻数は、巻線スペースの大きさに依存するため、円筒型モータであれば、固定子の巻線スペース、すなわちスロット面積に依存することになる。図３１に示すように、スロット面積は、スロットの形状が略四角形であるため、周方向の長さ寸法ａ及び径方向の長さ寸法ｂとの積ａ×ｂに比例する。

スロットの周方向の長さ寸法は、円筒の直径が大きいほど大きくなるため、円筒の直径に比例する。スロットの径方向の長さ寸法は、当に円筒の直径に比例する。つまり、スロット面積は、円筒の直径の２乗に比例する。また、上記の式（３）からも分かる通り、リラクタンストルクは、固定子電流の２乗に比例するため、いかに大電流を流せるかで回転電機の性能が決まり、その性能は固定子のスロット面積に依存する。以上より、円筒の長さが一定なら、リラクタンストルクは円筒の直径の２乗に比例する。このことを踏まえ、磁石トルク及びリラクタンストルクとＤＭとの関係性をプロットした図が図３０である。

図３０に示すように、磁石トルクはＤＭに対して直線的に増加し、リラクタンストルクはＤＭに対して２次関数的に増加する。ＤＭが比較的小さい場合は磁石トルクが支配的であり、固定子鉄心半径が大きくなるに連れてリラクタンストルクが支配的であることがわかる。本願発明者は、図３０における磁石トルク及びリラクタンストルクの交点が、所定の条件下において、おおよそ固定子鉄心半径＝５０ｍｍの近傍であるとの結論に至った。つまり、固定子鉄心半径が５０ｍｍを十分に超えるような１０ｋＷ級のモータでは、リラクタンストルクを活用することが現在の主流であるため鉄心を無くすことは困難であり、このことが大型機の分野においてスロットレス構造が採用されない理由の１つであると推定される。

スロットレス構造の大型機でトルクを向上させるには、回転子の磁極数を、例えば３２極又は４８極等のように多くすることが考えられる。かかる磁極数の回転子に、従来並みの巻き数の巻線を適用すると、低電流でも所望のトルクで回転でき、省電力を図ることができる。

しかしながら、多磁極数の回転子と従来並みの巻き数の巻線を備えた回転電機は、当該巻線への誘起電圧が過大となって従来の電力機器では運転が困難になるという問題が生じる。

そこで、スロットレス構造の巻線の巻き数を従来よりも少なくすると共に、従来並みの電流で駆動することにより省電力を図るということが考えられた。しかしながら、スロットレス構造で巻線の巻き数を下げると巻線のインダクタンスが劇的に低減してしまい、巻線の時定数が小さくなりすぎてスイッチング制御の電流フィードバックを基本とするブラシレスモータでは安定な運転ができないというおそれがある。

固定子に鉄心が使用される回転電機の場合、鉄心の磁気飽和が常に課題となる。特にラジアルギャップ型の回転電機では、回転軸の縦断面形状は１磁極当たり扇型となり、機器内周側程磁路幅が狭くなりスロットを形成するティース部分の内周側寸法が回転電機の性能限界を決める。いかに高性能な永久磁石を使おうとも、この部分で磁気飽和が発生すると、永久磁石の性能を十分にひきだすことができない。この部分で磁気飽和を発生させないためには、内周径を大きく設計することになり結果的に機器の大型化に至ってしまうのである。

例えば、分布巻の回転電機では、３相巻線であれば、１磁極あたり３つ乃至６つのティースで分担して磁束を流すのだが、周方向前方のティースに磁束が集中しがちであるため、３つ乃至６つのティースに均等に磁束が流れるわけではない。この場合、一部（例えば１つ又は２つ）のティースに集中的に磁束が流れながら、回転子の回転に伴って磁気飽和するティースも周方向に移動してゆく。これがスロットリップルを生む要因にもなる。

以上から、ＤＭが５０ｍｍ以上（特許請求の範囲の記載では「最外径が１００ｍｍ以上」）なるスロットレス構造の回転電機において、磁気飽和を解消するために、ティースを廃止したい。しかし、ティースが廃止されると、回転子及び固定子における磁気回路の磁気抵抗が増加し、回転電機のトルクが低下してしまう。磁気抵抗増加の理由としては、例えば、回転子と固定子との間のエアギャップが大きくなることがある。このため、上述したＤＭが５０ｍｍ以上となるスロットレス構造の回転電機において、トルクを増強することについて改善の余地がある。したがって、上述したＤＭが５０ｍｍ以上となるスロットレス構造の回転電機に、上述したトルクを増強できる構成を適用するメリットが大きい。

なお、アウタロータ構造の回転電機に限らず、インナロータ構造の回転電機についても、磁石部のうち径方向において電機子側の面と、回転子の軸心との径方向における距離ＤＭが５０ｍｍ以上とされていてもよい。

１０ 回転電機、１１ 回転軸、３０ ハウジング、４０ 回転子、５０ 固定子、５１ 固定子巻線、５１ａ、５１ｂ ３相巻線、５２ 固定子コア、５７ 封止部材、６０ インバータユニット、６７ 制御基板、７７ 制御装置、９１ 第１磁石、９２ 第２磁石、１０１、１０２ インバータ、１０３ 直流電源、１１２ａ、１１２ｂ パルスジェネレータ、１１４ ドライバ、１４２ 突起部、２１２ 電圧調整器、Ｓｐ（ＳｐＵ、ＳｐＶ、ＳｐＷ、ＳｐＸ、ＳｐＹ、ＳｐＺ） 上アームスイッチ、Ｓｎ（ＳｎＵ、ＳｎＶ、ＳｎＷ、ＳｎＸ、ＳｎＹ、ＳｎＺ） 下アームスイッチ

Claims (13)

1. 回転子（４０）、並びに前記回転子（４０）と同軸に配置される固定子（５０）を含み、前記固定子は、前記回転子に対向する位置で周方向に所定間隔で配置される導線部（８１、８２）を備える多相の固定子巻線（５１）を有し、前記固定子の周方向における前記導線部の各々の間に、前記回転子の磁石部（４２）の１磁極に対する前記導線部の間の周方向の幅寸法をＷｔ、前記１磁極の周方向の幅寸法をＷｍ、前記磁石部（４２）の残留磁束密度をＢｒとした場合に、飽和磁束密度ＢｓがＷｔ×Ｂｓ≦Ｗｍ×Ｂｒの関係式を満たす磁性材料を用いた導線間部材（１４２）を有する構成、非磁性材料を用いた導線間部材（５７）を有する構成及び前記導線間部材を有しない構成のいずれかを備える回転電機（１０）の制御装置であって、
   前記回転電機（１０）の前記固定子巻線（５１）に接続されると共に、一方が高圧側に接続され、他方が低圧側に接続されて、通電状態を制御する上下１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）を巻線相数分備え、前記スイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の動作によって前記固定子巻線（５１）に供給する電力を生成する駆動回路（１０１、１０２）と、
   前記駆動回路（１０１、１０２）の１相の１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の導通率が一定値となる期間が電気角度で１２０度以上１８０度未満の所定期間となり、かつ前記固定子巻線（５１）の平均電流がゼロとなる平衡状態の導通率から前記一定値まで徐変させるように前記駆動回路（１０１、１０２）を制御する制御部（７７）と、
   を備え、
   前記制御部（７７）は、前記所定期間と導通率を徐変させる期間とを含む期間を電気角度で１８０度単位で設定すると共に、１の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率と下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率とを相補的に設定し、前記１の所定期間に後続する２の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率を前記１の所定期間での下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率に、下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率を前記１の所定期間での上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率に各々設定する回転電機の制御装置。
2. 前記制御部（７７）は、トルク指令値又は電流指令値に対する前記導通率及び前記所定期間の参照表を各々備え、前記トルク指令値又は前記電流指令値に応じて前記導通率の前記一定値及び前記所定期間の長さを制御する請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記駆動回路（１０１、１０２）と前記駆動回路（１０１、１０２）に直流電力を供給する電源（１０３）との間に、電圧調整器（２１２）を備え、前記制御部（１７７）は、導通率の前記一定値を１００％に設定すると共に、前記電圧調整器が出力する電圧を調整して、前記固定子巻線（５１）に流れる電流値を制御する請求項１記載の回転電機の制御装置。
4. 前記制御部（１７７）は、トルク指令値又は電流指令値に対する電圧値が前記回転子（４０）の所定の回転数毎に設定された参照表を備え、該参照表に基づいて前記電圧調整器が出力する電圧を調整する請求項３記載の回転電機の制御装置。
5. 前記固定子巻線（５１）の温度を検出する温度検出部を備え、該温度検出部が検出した温度が所定の閾値以上の場合、前記制御部（７７、１７７）は、導通率の前記一定値及び前記所定期間の少なくとも１つを、前記温度が前記所定の閾値未満の場合よりも低下させる請求項１乃至４のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
6. 前記回転子（４０）の磁極位置を検出する位置検出部を備え、前記位置検出部によって検出された磁極位置に応じて前記所定期間の期間開始時点及び期間終了時点を決定する請求項１乃至５のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
7. 前記固定子（５０）は、前記回転子（４０）の内周側に配置され、前記固定子巻線（５１）を支える保持部材（５２）は中空の円筒であり、該円筒の中空部分に放熱部材を介して前記制御部（７７、１７７）が内蔵される請求項１乃至６のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
8. 前記回転子（４０）は、前記固定子（５０）との対向面に永久磁石（９１、９２）を配置した表面磁石型である請求項１乃至７のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
9. 前記回転子（４０）の永久磁石（９１、９２）は極異方配向をしている請求項１乃至８のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
10. 前記固定子巻線（５１）は、導体である複数の素線を撚り合わせた素線集合体を絶縁部材（５７）で覆って形成される請求項１乃至９のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
11. 前記回転電機は最外径が１００ｍｍ以上であることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項記載の回転電機の制御装置。
12. 回転子（４０）、並びに前記回転子（４０）と同軸に配置される固定子（５０）を含み、前記固定子は、前記回転子に対向する位置で周方向に所定間隔で配置される導線部（８１、８２）を備える多相の固定子巻線（５１）を有し、前記固定子の周方向における前記導線部の各々の間に、前記回転子の磁石部（４２）の１磁極に対する前記導線部の間の周方向の幅寸法をＷｔ、前記１磁極の周方向の幅寸法をＷｍ、前記磁石部（４２）の残留磁束密度をＢｒとした場合に、飽和磁束密度ＢｓがＷｔ×Ｂｓ≦Ｗｍ×Ｂｒの関係式を満たす磁性材料を用いた導線間部材（１４２）を有する構成、非磁性材料を用いた導線間部材（５７）を有する構成及び前記導線間部材を有しない構成のいずれかを備える回転電機（１０）の制御方法であって、
    前記回転電機（１０）の前記固定子巻線（５１）に接続されると共に、一方が高圧側に接続され、他方が低圧側に接続されて、通電状態を制御する上下１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）を巻線相数分備え、前記スイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の動作によって前記固定子巻線（５１）に供給する電力を生成する駆動回路（１０１、１０２）の１相の１対のスイッチング素子（Ｓｐ、Ｓｎ）の導通率が一定値となる期間が電気角度で１２０度以上１８０度未満の所定期間となり、かつ前記固定子巻線（５１）の平均電流がゼロとなる平衡状態の導通率から前記一定値まで徐変させるように前記駆動回路（１０１、１０２）を制御し、
    前記所定期間と導通率を徐変させる期間とを含む期間を電気角度で１８０度単位で設定すると共に、１の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率と下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率とを相補的に設定し、前記１の所定期間に後続する２の所定期間において、上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率を前記１の所定期間での下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率に、下のスイッチング素子（Ｓｎ）の導通率を前記１の所定期間での上のスイッチング素子（Ｓｐ）の導通率に各々設定する回転電機の制御方法。
13. 前記回転電機は最外径が１００ｍｍ以上であることを特徴とする請求項１２記載の回転電機の制御方法。
    

Images