WO2012011155A1 - 交流回転機の制御装置および制御方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an AC rotating machine, and more particularly to a control device for an AC rotating machine that controls a synchronous machine using a permanent magnet by means of an inverter without a position sensor, and in particular, the entire speed range in which the AC rotating machine is rotating from zero speed to high speed.
- the present invention relates to a control device for an AC rotating machine that can reliably and stably restart.
- an induced voltage is generally estimated and calculated from an inverter voltage command applied to an AC rotating machine and a detected current value flowing through the AC rotating machine.
- the motor rotor position cannot be known. Especially when the AC rotating machine rotates at high speed and the induced voltage amplitude is large, it is not necessary due to unstable current control when the inverter is restarted. In some cases, torque was generated or, in the worst case, overcurrent protection was activated, making it impossible to restart.
- Patent Document 1 In order to solve such a problem, the method of Patent Document 1 has been proposed.
- the method of Patent Document 1 only current feedback control is performed without performing sensorless control for a certain period of time after inverter restart.
- An approximate value of the motor rotation speed is estimated from the rotation speed of the voltage vector or current vector during that time, and then sensorless control is started using the estimated value as an initial value.
- sensorless control is started using the estimated value as an initial value.
- the method of performing only current feedback control and estimating the approximate value of the motor rotation speed from the rotation speed of the voltage vector or current vector as in the method of Patent Document 1 has the following problems.
- the motor induced voltage vector and the output voltage vector of the inverter do not match. Flow, unnecessary torque is generated, and in the worst case, control may become unstable.
- the present invention solves the above-described problems, and provides a control device for an AC rotary machine that can reliably and stably restart an AC rotary machine, in particular, a position sensorless vector control of a permanent magnet motor. For the purpose.
- a control circuit that generates a voltage command based on the current command and generates a switching command based on the voltage command, a power converter that generates an AC voltage whose amplitude and angular frequency are controlled based on the switching command, and an output of the power converter
- the control circuit includes a startup current command device for generating a current command at startup, and immediately after startup. And a start phase setter for setting an initial rotation phase of the start-up control based on the rotation direction of the AC rotating machine and the polarity of the current detected by the current detector.
- the control circuit of the control device for an AC rotating machine is based on a starting current command device that generates a current command at the time of starting, and the rotation direction of the AC rotating machine immediately after starting and the polarity of the current detected by the current detector. Since it has a start phase setter that sets the initial rotation phase of start control, it is possible to reduce the occurrence of excessive current and torque shock immediately after the start of start control, and to restart reliably and stably without activating the protective operation can do.
- FIG. Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
- 1 is a block diagram showing a configuration of an AC rotating machine control device 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
- FIGS. 2 and 3 are block diagrams showing an operation of the AC rotating machine control device 1.
- FIG. 8 is a diagram for explaining the configuration and operation of the main component circuit.
- the AC rotating machine control device 1 includes a control circuit 2, a power converter 3, a current detector 5, a smoothing capacitor 6, and a voltage detector 7, and controls the AC rotating machine 4.
- the power converter 3 is, for example, a three-phase power converter, and performs power conversion between DC power and three-phase AC power.
- the power converter 3 includes U, V, and W three-phase conversion circuits connected in parallel to a DC power source (not shown).
- Each phase conversion circuit includes a pair of positive and negative switches, and a three-phase AC feed path Iu, Iv, Iw is connected between the pair of switches.
- the power converter 3 is configured as a variable voltage variable frequency type three-phase power converter.
- This power converter 3 receives switching commands su *, sv *, sw * from the control circuit 2 when converting DC power into three-phase AC power, and controls the controlled output voltage and control based on this switching command.
- a three-phase AC power having a specified angular frequency is generated.
- the switching commands su *, sv *, and sw * are supplied to the U, V, and W phase conversion circuits of the power converter 3, respectively, and the pair of switches of each conversion circuit are turned on and off at controlled phases.
- the AC rotating machine (motor) 4 is a synchronous motor using a permanent magnet, and is connected to the power converter 3 via three-phase AC power supply paths Iu, Iv, and Iw.
- the current detector 5 is arranged, for example, in the AC power supply paths Iu and Iw, detects the AC phase current flowing from the power converter 3 to the synchronous motor 4, that is, the U phase current iu and the W phase current iw, and iu + iv + iw
- the voltage detector 7 detects a DC voltage Vdc on the input side applied to the power converter 3. For example, a voltage sensor for detecting the voltage of the smoothing capacitor 6 provided on the input side of the power converter 3 is applied.
- the control circuit 2 includes a circuit related to sensorless vector control during steady control and a start control circuit 11 related to start control.
- the circuit relating to steady control includes a current command device 12 that generates current commands id * and iq * from a torque command ⁇ *, a current controller 13 that converts current commands id * and iq * into voltage commands vd * and vq *, and coordinates.
- the start control circuit 11 estimates the operation start rotational speed, that is, the operation start rotational angular frequency from the start current command device 18, the voltage commands vd * and vq *, and the current detection values id and iq, in addition to the circuit common to the circuit related to steady control.
- a start phase setting unit 20 that sets the energization start rotation phase when starting control is started from the current detection values iu and iw. Switching between the steady control and the start control is performed by start control flags 21a and 21b (hereinafter collectively referred to as 21). Specifically, the start control flag 21 switches the input from the current command device 12 and the start current command device 18 to the current controller 13 and the input switch from the speed calculator 17 and the start speed calculator 19 to the integrator 16. Do.
- control device 1 for an AC rotating machine First, the operation of sensorless vector control during steady control will be described, and then the operation of start control will be described. The operation at the time of steady control of the control device 1 of the AC rotating machine will be described with reference to FIG. Steady state control of the control device 1 for an AC rotating machine is performed along a solid line in FIG.
- the current command device 12 In response to the torque command ⁇ *, the current command device 12 generates current commands id * and iq * and supplies the current commands id * and iq * to the current controller 13.
- the current controller 13 receives the current commands id * and iq * from the current command device 12, and the d-axis detection current id and the q-axis detection current iq from the coordinate converter 15 described later, and receives the d-axis detection current id. Is made equal to the d-axis current command id *, and the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are generated so that the q-axis detection current iq is equal to the q-axis current command iq *.
- the coordinate converter 14 is a coordinate converter that converts a rotating two-axis coordinate including orthogonal d-axis and q-axis to a three-phase time coordinate.
- the switching commands su *, sv *, sw * are supplied to the power converter 3.
- the coordinate converter 15 is a coordinate converter that converts a three-phase time coordinate into a rotating biaxial coordinate including orthogonal d-axis and q-axis.
- the detection currents iu and iw from the current detector 5 will be described later.
- the estimated rotation phase ⁇ ′ from the integrator 16 is received and converted into a d-axis detection current id and a q-axis detection current iq on the rotation biaxial coordinates including the orthogonal d-axis and q-axis.
- the integrator 16 integrates the value from the estimated rotation angular frequency ⁇ ′ calculated by the speed calculator 17 to calculate the estimated rotation phase ⁇ ′, and supplies it to the coordinate converter 14 and the coordinate converter 15.
- the speed calculator 17 calculates an estimated rotational angular frequency ⁇ ′ based on the d-axis detected current id, the q-axis detected current iq and the voltage commands vd * and vq * on the rotating biaxial coordinates, and supplies the integrator 16 with the estimated rotational angular frequency ⁇ ′. Supply.
- the operation start rotation phase is required as the initial value of the integrator 16 and the operation start rotation angular frequency is required as the initial value of the speed calculator 17. .
- the setting of the initial value will be described in the following description of the operation at the time of starting control.
- the power converter 3 when the power converter 3 stops the power conversion operation and the AC rotating machine 4 is in the free-run state, the power converter 3 is activated to start the power conversion operation. This is performed when the AC rotating machine 4 is activated by the device 3. Specifically, the start-up control is performed in the configuration indicated by the solid line in FIG. 3 with SP [sec] from the time when the power converter 3 is started, and calculates the operation start rotation phase and the operation start rotation angular frequency. Then, at the end of the activation control period, the configuration is switched to the solid line in FIG.
- SP [sec] is a period of several tens of milliseconds to several hundred milliseconds, and is set to 100 [msec] in the first embodiment, for example.
- the starting current command device 18 generates current commands id * and iq * during starting control.
- the starting current command device 18 supplies the current commands id * and iq * to the current controller 13.
- the current controller 13 receives the current commands id * and iq * from the starting current command device 18 and the d-axis detection current id and q-axis detection current iq from the coordinate converter 15, and converts the d-axis detection current id into the d-axis.
- the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are generated so that the current command id * is equal and the q-axis detection current iq is equal to the q-axis current command iq *.
- the coordinate converter 14 receives the voltage commands vd * and vq * from the current controller 13, the estimated rotation phase ⁇ ′ from the integrator 16 and the voltage detection value Vdc of the voltage detector 7, and receives the switching commands su * and sv. * And sw * are generated.
- the switching commands su *, sv *, sw * are supplied to the power converter 3.
- the coordinate converter 15 receives the detected currents iu and iw from the current detector 5 and the estimated rotational phase ⁇ ′ from the integrator 16 and d on the rotational biaxial coordinates including the d-axis and q-axis orthogonal to each other. Converts to axis detection current id and q axis detection current iq.
- the AC phase currents iu, iv, iw flowing from the power converter 3 to the AC rotating machine 4 are controlled to zero, so that unnecessary torque is not generated during the starting control, and the AC rotating machine 4 can be activated stably.
- the start speed calculator 19 estimates the operation start rotational angular frequency ⁇ ′ of steady control from the voltage commands vd * and vq * during start control and the current detection values id and iq.
- the phase supplied to the coordinate converters 14 and 15 during the start-up control that is, the rotational phase of the AC rotating machine is estimated.
- R is an armature resistance
- Ld is an inductance of a d-axis component
- Lq is an inductance of a q-axis component
- ⁇ is an armature linkage flux by a permanent magnet
- ⁇ is a rotation angular frequency of an induced voltage of an AC rotating machine
- s Is a Laplace operator is an armature resistance
- Equation (2) and Equation (3) there are two arithmetic expressions for the rotational angular frequency ⁇ , but considering the zero division, etc., it is better to use Expression (3) for the calculation.
- Expression (3) the estimated value of the rotational angular frequency of the induced voltage that rotates in synchronization with the magnet position of the permanent magnet motor by using the voltage command vq * instead of the no-load induced voltage vq of the AC rotating machine.
- ⁇ ′ and the estimated rotational phase ⁇ ′ can be estimated by Equations (4) and (5).
- the differential term is included in the equation (4), in the actual configuration of the control system, it should be configured to be pseudo-differentiated as in the equation (6) in consideration of noise and the like. Is desirable.
- Equation (1) is a voltage equation when the phase of the AC rotating machine is accurately known. Therefore, when the actual phase cannot be directly detected such as sensorless control, a phase error between the estimated rotational phase ⁇ ′ and the actual phase occurs due to a constant error or the like, and the above formula (1) may not be appropriately applied. The same applies to the start control which is the subject of the present invention, and the formula (1) cannot be applied.
- Vcmp is calculated by PI control calculation in equation (12) so that the d-axis voltage command becomes zero, and equation (4) is changed to equation (13).
- the actual rotational angular frequency can be estimated with the estimated rotational angular frequency ⁇ ′ during the start-up control.
- FIG. 4 is a block diagram in which Expressions (12) and (13) are applied to the start speed calculator 19. From the voltage commands vd *, vq *, the detected current id, iq, the armature linkage flux ⁇ , and the rotation direction of the AC rotating machine 4, the switch 61, adders / subtracters 62, 65, 68, 70, PI controller 63, multiplication The estimated rotational angular frequency ⁇ ′ is calculated using the calculator 64, the divider 66, the proportional devices 67, 69, 72, and the differentiator 71.
- FIG. 5 shows the phase correction operation.
- the delay phase ( ⁇ ⁇ 0), vd * ⁇ 0 (step 111 in FIG. 5).
- Vcmp> 0 is obtained through the adder / subtractor 62, PI controller 63, and multiplier 64 of FIG. 4 (step 112 in FIG. 5).
- the numerator of the speed estimation calculation is increased by the adder / subtractor 65 of FIG. 4 (step 113 in FIG. 5).
- the estimated speed calculated by the divider 66 of FIG. 4 increases (step 114 in FIG. 5).
- the estimated speed> the motor speed (step 115 in FIG.
- the estimated phase advances and moves in the phase direction (step 116 in FIG. 5).
- the correspondence with FIG. 4 will be described for the lead phase.
- Vcmp ⁇ 0 is obtained through the adder / subtractor 62, PI controller 63, and multiplier 64 of FIG. 4 (step 122 in FIG. 5).
- the numerator of the speed estimation calculation is reduced by the adder / subtractor 65 of FIG. 4 (step 123 in FIG. 5).
- the estimated speed calculated by the divider 66 in FIG. 4 decreases (step 124 in FIG. 5).
- FIG. 6 shows an example of the configuration example of the start phase setter 20.
- the start phase setter 20 shown in FIG. 6 is configured to output the energization start rotation phase when starting control is started from the current detection values iu and iw on the rotation coordinate axis.
- the start phase setter 20 includes a comparison circuit 82 that compares a detected current value with a current threshold, a sample hold circuit 83, a table reference circuit 84, a switch 81, an adder / subtractor 85, and a phase adjustment circuit 86.
- the comparison circuit 82 detects that one of the phase currents exceeds the current threshold value, sets the flag 1, and the table reference circuit 84 refers to the table of FIG. Sets the energization start rotation phase ⁇ 0.
- FIG. 7A is a table showing the relationship between the motor phase immediately after the start control is started and the three-phase AC currents iu, iv, and iw when the AC rotating machine 4 is rotating in the forward direction. From FIG. 7A, the start rotation phase of the start control can be divided into six regions from the signs of the three-phase alternating currents iu, iv, and iw.
- FIG. 7B is a table showing the relationship between the motor phase and the three-phase AC currents iu, iv and iw immediately after the start control is started when the AC rotating machine 4 rotates in the reverse direction. Comparing FIG. 7 (a) and FIG.
- the energization start rotation phase ⁇ 0 of the start control can be set at an interval of 1/6, and unnecessary torque can be reduced by starting the start control at a phase closer to the actual phase. .
- start control (energization) is started at point A, and the inverter is started.
- the energization start rotation phase is set without changing the control system (the integrated value of the integrator is set as the energization start rotation phase).
- the estimated rotational phase ⁇ ′ is not a true value, and a current flows because there is a phase error.
- the start phase setter 20 detects iu and iw of the three-phase alternating current, and when the phase current of any of the three phases becomes equal to or greater than an arbitrary threshold Ioc0 at the point C, the flags 1 and 2 in FIG. Stand up.
- the start phase setting unit 20 refers to the energization start rotation phase ⁇ 0 from the table of FIG. 7A only once, and sets the energization start rotation phase ⁇ 0 in the integrator 16 as the start rotation phase of the start control at the point D. .
- the current iv is equal to or greater than the threshold value Ioc0, but the output flag 2 of the sample and hold circuit 83 does not change, so no table reference is performed.
- the table in FIG. 7A is a table in the forward rotation direction. However, when the AC rotating machine 4 is rotated in the reverse rotation direction using characteristics shifted by 180 degrees depending on the rotation direction, a correction value is used. 180 degrees ( ⁇ rad) is added. Note that the rotation direction is known in advance by another method.
- the energization start rotation phase ⁇ 0 can be set in increments of 60 degrees, and start-up control can be started at a phase closer to the actual motor phase, thus solving the above-described problems and stabilizing the AC rotating machine 4 Can be started.
- the energization start rotation phase can be set in increments of 60 °, it is close to the actual motor phase, but does not completely match, and a phase shift remains. This phase shift is eliminated by executing the correction shown in FIG.
- the start phase setter 20 is set in advance with a time SP0 [sec] set sufficiently shorter than the activation control period SP [sec].
- SP0 [sec] set sufficiently shorter than the activation control period SP [sec].
- the rotational state is such that no unnecessary disturbance current is generated for the current 0 control. Since it can be determined, phase 0 is set in the integrator 16 and the start-up control is continued as it is.
- SP0 is, for example, 1/10 of SP, and is about 10 [msec] in the example of the first embodiment.
- the start-up control of the control device 1 for an AC rotary machine a time sufficiently shorter than the start-up control time from the time when the power converter 3 is started up by the start phase setting unit 20. Since the energization start rotation phase can be set with accuracy in increments of 60 degrees from the current behavior during the period, the current amplitude and torque shock immediately after the start control start can be reduced, and there is an effect that the restart can be performed reliably and stably. Further, by using the circuit of FIG. 5 in which the equations (12) and (13) are embodied in the start speed calculator 19 described in the first embodiment, and controlling the d-axis voltage to zero, the start phase setting is performed. The difference between the energization start rotation phase set by the generator 20 and the actual motor phase is gradually eliminated, and the start-up control robust to the constant error is possible, and the AC rotating machine 4 can be stably started.
- FIG. Embodiment 2 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
- FIG. 9 is a block diagram of a control device 41 for an AC rotating machine according to Embodiment 2 of the present invention.
- the same or corresponding parts as in FIG. 10 and 11 are diagrams for explaining the configuration and operation of the start phase setter.
- the configuration and operation of the start phase setting unit 44 of the start control circuit 43 in the control circuit 42 are different from those in the first embodiment.
- the control device 41 for the AC rotating machine receives the input of the start phase setter 44 from the detected current values iu, iw on the stationary coordinate axis to the detected current id on the rotational coordinates with respect to the configuration of the first embodiment. And the energization start rotation phase when starting activation control is set from the detected current value id. Since the configuration other than the start phase setter 44 is the same as that of the first embodiment, the operation of the start phase setter 44 will be described.
- FIG. 10A and FIG. 10B show the relationship between the motor phase immediately after the start control is started and the detected currents id and iq.
- FIG. 10A shows the case where the AC rotating machine 4 is rotating forward
- FIG. 10B shows the case where the AC rotating machine 4 is rotating backward.
- the rising phase of the estimated rotational angular frequency is taken into consideration so that the leading phase is obtained when the AC rotating machine 4 is rotating forward and the lagging phase is set when the AC rotating machine 4 is rotating backward. It is preferable to set the energization start rotation phase ⁇ 0 of the start control. Therefore, as shown in FIG.
- the energization start rotation phase ⁇ 0 is set to 180 degrees ( ⁇ rad) when the sign of the detection current id that is a specific phase is positive, and when the sign is negative,
- the switch 91 is used to set 0.
- the energization start rotation phase ⁇ 0 is always set to 180 degrees ( ⁇ rad) so that the phase of the AC rotating machine 4 is always set. Start-up control is started with a delay phase. For this reason, torque shock can be reduced and the motor can be started stably.
- the initial phase of start-up control is set based on the behavior of the current id between the AC rotating machine and the phase of the AC rotating machine is set to the forward phase in the forward rotation direction and the delayed phase in the reverse rotation direction. Therefore, it is possible to reduce the occurrence of overcurrent and torque shock immediately after the start-up control is started, and there is an effect that the restart can be performed reliably and stably.
- FIG. 12 is a block diagram of a control device 51 for an AC rotating machine according to Embodiment 3 of the present invention.
- the same or corresponding parts as in FIG. 13 to 15 are diagrams for explaining the configuration and operation of the start phase setter 54.
- FIG. in the third embodiment a start phase setting unit 54 is further added to the AC rotating machine control device 1 of the first embodiment in the start control circuit 53 in the control circuit 52, and normal sensorless vector control is performed from the start control. It can be switched without shock.
- the operation of the start phase setting unit 54 will be described.
- the AC rotating machine 4 can be stably started by performing the start control.
- the operation start rotation phase estimated by the start speed calculator 19 includes an error.
- the operation start rotation phase estimated by the start speed calculator 19 includes an error.
- a start phase setting device 54 is newly added.
- the start phase setter 54 operates only for one control cycle period Ts when the activation control period SP ends and shifts to normal sensorless vector control.
- FIG. 13 shows the relationship between voltage command vectors when zero current control is performed by start control.
- a voltage corresponding to the no-load induced voltage of the AC rotating machine 4 may be output from the power converter 3 only on the Q axis in the motor shaft.
- FIG. 13 shows the relationship between voltage command vectors when zero current control is performed by start control.
- the phase error ⁇ is calculated using the equation (16) from the voltage commands vd * ′ and vq * ′ during the activation control, and the activation control obtained by the activation control as shown in the equation (17) is changed to the steady control.
- the phase error ⁇ is added to the estimated rotational phase ⁇ 1 ′ at the time of transition. In this way, the operation start rotation phase ⁇ 1 for steady control is calculated and set in the integrator 16 as the operation start rotation phase for steady control.
- FIG. 14 shows a configuration example of the start phase setting unit 54. From the voltage commands vd * and vq * and the estimated rotation phase ⁇ 1 ′, the operation start rotation phase ⁇ 1 is calculated by the adder / subtractor 101, the divider 102 and the calculator 103.
- the phase change is represented by a dotted line
- the estimated rotation phase is represented by a solid line.
- the control device 51 for the AC rotating machine according to the third embodiment performs the start-up control described in the first embodiment before operating the steady sensorless vector control for a fixed time after the inverter is restarted. Specifically, the start-up operation starts with receiving an operation command at point A, the start phase setter 20 operates at point B, and the energization start rotation phase ⁇ 0 is set from the current immediately after start of energization at point C. To do.
- the start-up control After that, while starting energization, in the start-up control, the amplitude of the AC voltage is adjusted so that the AC phase current has a predetermined current amplitude, and at the same time, the rotational angular frequency of the AC rotating machine based on the detected current and the voltage command. And estimate the rotational phase. Then, when shifting to the steady control, the start control flag changes at the point D, the start control is shifted to the steady control, and the start phase setting unit 54 operates.
- the start phase setter 54 calculates the actual rotation phase ⁇ 1 of the AC rotating machine from the estimated rotation phase angle ⁇ 1 ′ and the voltage command at the time of transition from start-up control to steady control, and sets this ⁇ 1 at point E.
- the torque command rises after entering steady control.
- the start phase setting device 54 is additionally provided in the start control circuit 11 of the control device 41 for the AC rotating machine according to the second embodiment, and is similar to the control device 51 for the AC rotating machine according to the third embodiment. An effect can be obtained.
- the inverter can be restarted smoothly. Therefore, even immediately after the start of energization and immediately after the start of steady operation, the occurrence of excessive current and torque shock can be prevented, and there is an effect that the restart can be performed reliably and stably.
- the present invention relates to position sensorless inverter control of an AC rotary synchronous machine using a permanent magnet, in particular, startup control, and can be widely applied to AC rotary machine control devices.
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Abstract
Description
以下、本願発明の実施の形態1について、図に基づいて説明する。図1は、この発明の実施の形態1に係る交流回転機の制御装置1の構成を示すブロック図であり、図2、3は交流回転機の制御装置1の動作を示すブロック図、図4~図8は主要構成回路の構成および動作を説明する図である。
交流回転機の制御装置1は、制御回路2、電力変換器3、電流検出器5、平滑用コンデンサ6および電圧検出器7から構成され、交流回転機4を制御する。
電力変換器3は、例えば三相電力変換器であり、直流電力と三相の交流電力との電力変換を行なう。電力変換器3は、直流電源(図示せず)に互いに並列に接続されるU、V、Wの三相変換回路を備える。この各相の変換回路は、それぞれ正側と負側の一対のスイッチを備え、この一対のスイッチの間に、三相の交流給電路Iu、Iv、Iwが接続される。電力変換器3は、具体的には、可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成される。
この電力変換器3は、直流電力を三相交流電力に変換するときは、制御回路2からスイッチング指令su*、sv*、sw*を受け、このスイッチング指令に基づき、制御された出力電圧と制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。スイッチング指令su*、sv*、sw*は、電力変換器3のそれぞれU、V、W各相の変換回路に供給され、各変換回路の一対のスイッチを制御された位相でオン、オフする。
電流検出器5は、例えば交流給電路Iu、Iwに配置され、電力変換器3から同期電動機4に流れる交流相電流、すなわちU相電流iuとW相電流iwを検出し、iu+iv+iw=0の関係を用い、残りのV相電流ivを演算する。
電圧検出器7は、電力変換器3に加わる入力側の直流電圧Vdcを検出するものであり、例えば電力変換器3の入力側に設けられた平滑コンデンサ6の電圧を検出する電圧センサが適用される。
定常制御に関する回路は、トルク指令τ*から電流指令id*、iq*を生成する電流指令器12、電流指令id*、iq*を電圧指令vd*、vq*に変換する電流制御器13、座標変換器14および15、電圧指令vd*、vq*と電流検出値id、iqからセンサレスベクトル制御に必要な交流回転機4の回転速度すなわち回転角周波数を推定する速度演算器17、回転角周波数の推定値から推定回転位相θ′を演算する積分器16から構成される。
起動制御回路11は、定常制御に関する回路と共通する回路以外に、起動電流指令器18、電圧指令vd*、vq*と電流検出値id、iqから運転開始回転速度すなわち運転開始回転角周波数を推定する開始速度演算器19および起動制御を開始する際の通電開始回転位相を電流検出値iu、iwから設定する開始位相設定器20を備える。
定常制御と起動制御の切り替えは、起動制御フラグ21aおよび21b(以降、21で総称する)で行う。具体的には電流指令器12と起動電流指令器18から電流制御器13への入力の切り替えおよび速度演算器17と開始速度演算器19から積分器16への入力の切り替えを起動制御フラグ21で行う。
交流回転機の制御装置1の定常制御時の動作について、図2に基づき説明する。
交流回転機の制御装置1の定常制御は、図2の実線の経路で行われる。
トルク指令τ*を受けて電流指令器12は電流指令id*、iq*を生成し、この電流指令id*、iq*を電流制御器13に供給する。
電流制御器13は、電流指令器12からの電流指令id*、iq*と、後に説明する座標変換器15からのd軸検出電流idとq軸検出電流iqを受けて、d軸検出電流idをd軸電流指令id*に等しくし、またq軸検出電流iqをq軸電流指令iq*に等しくするように、d軸電圧指令vd*とq軸電圧指令vq*を発生する。
座標変換器14は、直交するd軸とq軸を含む回転二軸座標から三相時間座標へ変換する座標変換器であり、電流制御器13からの電圧指令vd*、vq*と、後で説明する積分器16からの推定回転位相θ′と、電圧検出器7の電圧検出値Vdcを受けて、スイッチング指令su*、sv*、sw*を生成する。このスイッチング指令su*、sv*、sw*は、電力変換器3に供給される。
座標変換器15は、三相時間座標から直交するd軸とq軸を含む回転二軸座標へ変換する座標変換器であり、電流検出器5からの検出電流iu、iwと、後で説明する積分器16からの推定回転位相θ′を受けて、それを直交するd軸とq軸を含む回転二軸座標上のd軸検出電流idと、q軸検出電流iqに変換する。
積分器16は、速度演算器17が演算する推定回転角周波数ω′から、その値を積分して推定回転位相θ′を演算し、座標変換器14および座標変換器15に供給する。
速度演算器17は、回転二軸座標上のd軸検出電流idとq軸検出電流iqおよび電圧指令vd*、vq*とに基づいて、推定回転角周波数ω′を演算して積分器16に供給する。
なお、図2の構成で交流回転機2の運転を開始するためには、積分器16の初期値として運転開始回転位相と、速度演算器17の初期値として運転開始回転角周波数が必要となる。この初期値の設定について、以降の起動制御時の動作説明の中で説明する。
交流回転機の制御装置1の起動制御は、図3の実線の経路で行われる。
ここで、SP[sec]は、数10ミリ秒から数百ミリ秒の期間であり、実施の形態1では、例えば100[msec]に設定される。
起動電流指令器18は、この電流指令id*、iq*を電流制御器13に供給する。
電流制御器13は、起動電流指令器18からの電流指令id*、iq*と座標変換器15からのd軸検出電流idとq軸検出電流iqを受けて、d軸検出電流idをd軸電流指令id*に等しくし、またq軸検出電流iqをq軸電流指令iq*に等しくするように、d軸電圧指令vd*とq軸電圧指令vq*を発生する。
座標変換器14は、電流制御器13からの電圧指令vd*、vq*と積分器16からの推定回転位相θ′と電圧検出器7の電圧検出値Vdcを受けて、スイッチング指令su*、sv*、sw*を生成する。このスイッチング指令su*、sv*、sw*は、電力変換器3に供給される。
座標変換器15は、電流検出器5からの検出電流iu、iwと積分器16からの推定回転位相θ′を受けて、それを直交するd軸とq軸を含む回転二軸座標上のd軸検出電流idと、q軸検出電流iqに変換する。
開始速度演算器19は、起動制御時の電圧指令vd*、vq*と電流検出値id、iqから、定常制御の運転開始回転角周波数ω′を推定する。その推定した運転開始回転角周波数ω′を積分器16で積算することにより、起動制御中に座標変換器14、15に供給する位相、すなわち交流回転機の回転位相を推定する。
位置センサ付き制御系の場合、id*=0、iq*=0の指令値で電流制御を行った時の電圧指令値vd*とvq*は式(1)より次式で演算できる。
電圧指令vd*、vq*と検出電流id、iqと電機子鎖交磁束φおよび交流回転機4の回転方向から、切替器61,加減算器62、65、68、70,PI制御器63,乗算器64,割算器66,比例器67、69、72,および微分器71を用いて推定回転角周波数ω′を演算している。
遅れ位相の場合について、図4との対応を説明する。
式(9)より、遅れ位相(Δθ<0)となるとvd*<0となる(図5中ステップ111)。これにより、図4の加減算器62、PI制御器63、乗算器64を経てVcmp>0となる(図5中ステップ112)。さらに、図4の加減算器65により速度推定演算の分子を大きくする(図5中ステップ113)。これにより、図4の割算器66により演算される推定速度が増加する(図5中ステップ114)。これにより推定速度>モータ速度となることで(図5中ステップ115)、推定位相は進み位相方向に動くことになる(図5中ステップ116)。
次に、進み位相の場合について、図4との対応を説明する。
式(9)より、進み位相(Δθ>0)となるとvd*>0となる(図5中ステップ121)。これにより、図4の加減算器62、PI制御器63、乗算器64を経てVcmp<0となる(図5中ステップ122)。さらに、図4の加減算器65により速度推定演算の分子を小さくする(図5中ステップ123)。これにより、図4の割算器66により演算される推定速度が減少する(図5中ステップ124)。これにより推定速度<モータ速度となることで(図5中ステップ125)、推定位相は遅れ位相方向に動くことになる(図5中ステップ126)。
図5によれば、定数誤差により遅れ位相になった場合には進み位相になるように補正をかけ、逆に進み位相になれば遅れ位相方向の補正をかかることになる。この結果、推定回転位相と実回転位相の差異は除々に解消される。
このように定数誤差があった場合でも、定数誤差にロバストな位相推定が可能となる。ただし、式(12)に示すようにVcmpの補正方向は回転方向により反対となることに注意が必要である。
このように式(12)、式(13)に基づき開始速度演算器19を構成することで、定数誤差にロバストな起動制御を行うことができ、交流回転機4を安定に起動できる。
図6に開始位相設定器20の構成例の一例を示す。図6に示す開始位相設定器20では回転座標軸上の電流検出値iuとiwから起動制御開始時の通電開始回転位相を出力する構成としている。
具体的には、開始位相設定器20は検出電流値と電流閾値とを比較する比較回路82、サンプルホールド回路83、テーブル参照回路84、切替器81、加減算器85および位相調整回路86から構成される。比較回路82は相電流の1つが電流閾値を超えたことを検出し、フラグ1を立て、サンプルホールド回路83を経由して、テーブル参照回路84は図7のテーブルを参照し、位相調整回路86が通電開始回転位相θ0を設定する。
図7(a)は、交流回転機4が正転方向に回転している場合の起動制御開始直後のモータ位相と三相交流電流iu、iv、iwの関係を示すテーブルである。図7(a)より三相交流電流iu、iv、iwの符号から起動制御の開始回転位相を6つの領域に分けることができる。また、図7(b)、は交流回転機4が逆転方向に回転している場合の起動制御開始直後のモータ位相と三相交流電流iu、iv、iwの関係を示すテーブルである。図7(a)と図7(b)を比べると回転方向により特性が異なることがわかる。また、その特性の差異は、起動制御開始直後のモータ位相を180度ずらした関係になる。このテーブルの関係を用いることで起動制御の通電開始回転位相θ0を1/6の間隔で設定でき、より実位相に近い位相で起動制御を開始することで、不要なトルクを低減することができる。
開始位相設定器20は三相交流電流のうちiu、iwを検出し、C点において3相のうちいずれかの相電流が任意の閾値Ioc0以上となった時、図6のフラグ1および2を立てる。開始位相設定器20は、一度だけ図7(a)のテーブルから通電開始回転位相θ0を参照し、D点で起動制御の開始回転位相として、積分器16にこの通電開始回転位相θ0を設定する。
E点において、電流ivが閾値Ioc0以上となっているが、サンプルホールド回路83の出力のフラグ2は変化しないためテーブル参照は行われない。
また、図7(a)のテーブルは正転方向のテーブルであるが、回転方向により180度ずれた特性を利用して交流回転機4が逆転方向に回転している場合には、補正値として180度(πrad)を加算する構成としている。
なお、上記回転方向は予め別の方法にてわかっているものとする。
これにより、60度刻みで通電開始回転位相θ0を設定することができ、実際のモータ位相により近い位相で起動制御を開始することができるため、前述した課題を解決し、交流回転機4を安定に起動できる。
また、この実施の形態1で説明した開始速度演算器19に式(12)、(13)を具体化した図5の回路を使用し、d軸電圧をゼロに制御することで、開始位相設定器20で設定した通電開始回転位相と実モータ位相との差異が除々に解消され、定数誤差にロバストな起動制御が可能で交流回転機4を安定に起動できる効果がある。
以下、本願発明の実施の形態2について図に基づいて説明する。図9はこの発明の実施の形態2に係る交流回転機の制御装置41の構成図である。図において、図1と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。また、図10、11は開始位相設定器の構成および動作を説明する図である。
この実施の形態2においては、制御回路42内の起動制御回路43の開始位相設定器44の構成、動作が実施の形態1と異なっている。
開始位相設定器44の構成以外は、実施の形態1と同様であるため、開始位相設定器44の動作について説明する。
図10(a)は交流回転機4が正転の場合、図10(b)は交流回転機4が逆転の場合を示している。安定に起動制御を開始するためには、推定回転角周波数の立ち上がりを考慮して、交流回転機4が正転の場合は進み位相、交流回転機4が逆転の場合は遅れ位相となるように起動制御の通電開始回転位相θ0を設定するのがよい。
そこで、図11に示すように開始位相設定器44の構成を特定相である検出電流idの符号が正の場合に通電開始回転位相θ0を180度(πrad)に設定し、負の場合には0を設定するように切替器91を使用して構成する。
交流回転機4が正転の場合、検出電流idの符号が正のときは、θ0を180度(πrad)に設定することで積分器は180度(πrad)から積算を開始するため、必ず進み位相から起動制御を開始する。また、交流回転機4が逆転している場合、検出電流idの符号が正のときは、通電開始回転位相θ0を180度(πrad)に設定することで必ず交流回転機4の位相に対して遅れ位相で起動制御を開始する。このため、トルクショックを軽減して安定に起動できる。
以下、本願発明の実施の形態3について図に基づいて説明する。図12はこの発明の実施の形態3に係る交流回転機の制御装置51の構成図である。図において、図1と同一あるいは相当部分には同一符号を付している。また、図13~15は開始位相設定器54の構成および動作を説明する図である。
この実施の形態3においては、制御回路52内の起動制御回路53に開始位相設定器54を実施の形態1の交流回転機の制御装置1に更に追設し、起動制御から通常のセンサレスベクトル制御にショックなく切り替えることができる構成としたものである。
実施の形態1で説明したように、起動制御を行うことにより交流回転機4を安定に起動できる。しかし、図4に示す開始速度演算器19の構成では、式(12)の演算において回転方向とVcmpの補正方向の符号が違っていた場合(すなわち、指令に対して逆転していた場合)には、開始速度演算器19で推定した運転開始回転位相が誤差を含むことになる。この誤差を含む位相を定常制御運転開始回転位相として定常制御を開始した場合は、不要なトルク電流が流れトルクショックが発生する。最悪の場合、過大な電流となり定常制御が起動できない。
以下、この開始位相設定器54の構成、動作について説明する。
開始位相設定器54は、起動制御期間SPが終了し、通常のセンサレスベクトル制御に移行する際の1制御周期期間Tsのみ動作する。
図13に、起動制御により電流ゼロ制御を行った場合の電圧指令ベクトルの関係を示す。回転中の交流回転機4を電流ゼロに制御するためには、モータ軸においてQ軸上のみに交流回転機4の無負荷誘起電圧分に相当する電圧を電力変換器3から出力すればよい。しかし、図13のように、制御軸がΔθだけ実際の軸からずれた状態で電流ゼロ制御を行った場合は、図13に示す通り、制御軸上にd軸電圧指令vd*’とq軸電圧指令vq*’が出力される。このd軸電圧指令vd*’とq軸電圧指令vq*’の関係は式(14)、式(15)で表される。
電圧指令vd*、vq*および推定回転位相θ1′から、加減算器101、割算器102および演算器103により、運転開始回転位相θ1を演算する。
図15では、位相の変化を実位相は点線で、推定回転位相は実線で表している。
この実施の形態3の交流回転機の制御装置51は、インバータ再起動から一定時間の間は、定常のセンサレスベクトル制御を動作させる前に、実施の形態1で説明した起動制御を実施する。
具体的な起動法の動作は、まずA点で運転指令を受け通電を開始し、B点で開始位相設定器20が動作し、C点で通電開始直後の電流から通電開始回転位相θ0を設定する。
その後、通電を開始している間、起動制御では交流相電流が所定の電流振幅となるよう交流電圧の振幅を調整し、併せて、検出電流と電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数と回転位相を推定する。
そして、定常制御に移行するとき、D点で起動制御フラグが変化し、起動制御から定常制御へ移行するとともに、開始位相設定器54が動作する。開始位相設定器54は起動制御から定常制御への移行時の推定回転位相角θ1′と電圧指令から交流回転機の実回転位相θ1を演算し、E点でこのθ1を設定する。
トルク指令は定常制御に入った以降、立ち上がる。
Claims (7)
- 電流指令に基づき電圧指令を発生し、この電圧指令に基づきスイッチング指令を発生する制御回路、
前記スイッチング指令に基づき振幅と角周波数が制御された交流電圧を発生する電力変換器、
この電力変換器の出力により駆動される交流回転機に流れる交流相電流を検出する電流検出器とを備えた交流回転機の制御装置において、
前記制御回路は、起動時の電流指令を発生する起動電流指令器と、起動直後の前記交流回転機の回転方向および前記電流検出器が検出した電流の極性に基づいて起動制御の初期回転位相を設定する開始位相設定器とを有する交流回転機の制御装置。 - 前記開始位相設定器は、起動直後の前記交流回転機の回転方向および前記電流検出器が検出した各相の電流の極性に基づいて、初期推定回転位相が進み位相となる6種類の位相から選択し、初期回転位相として設定する請求項1記載の交流回転機の制御装置。
- 前記開始位相設定器は、起動直後の前記交流回転機の回転方向および前記電流検出器が検出した特定相の電流の極性に基づいて、初期推定位相が進み位相となる2種類の位相から選択し、初期回転位相として設定する請求項1記載の交流回転機の制御装置。
- 前記制御回路は、前記電流検出器が検出した電流および前記電圧指令に基づいて起動時における前記交流回転機の誘起電圧の回転角周波数を推定する演算器であって、d軸電圧指令をゼロとなるようにPI制御を行う開始速度演算器を更に有する請求項1ないし請求項3のいずれか1項記載の交流回転機の制御装置。
- 前記制御回路は、前記起動制御が終了し定常制御に移行する時に、起動制御中の二軸電圧指令値の比と推定回転位相から定常制御運転開始位相を算出する開始位相設定器を更に有する請求項4記載の交流回転機の制御装置。
- 交流回転機の起動制御方法であって、
起動直後の前記交流回転機の回転方向および前記交流回転機に流れる交流相電流の極性に基づいて起動制御の初期回転位相を設定して前記交流回転機を駆動する電力変換器を起動する第1のステップと、
前記交流回転機の誘起電圧の回転角周波数を推定する演算器によりd軸電圧指令をゼロとなるようにPI制御を行うことで回転位相の誤差を解消するように制御する第2のステップとを実行する交流回転機の起動制御方法。 - 交流回転機の起動制御方法であって、
起動直後の前記交流回転機の回転方向および前記交流回転機に流れる交流相電流の極性に基づいて起動制御の初期回転位相を設定して前記交流回転機を駆動する電力変換器を起動する第1のステップと、
前記交流回転機の誘起電圧の回転角周波数を推定する演算器によりd軸電圧指令をゼロとなるようにPI制御を行うことで回転位相の誤差を解消するように制御する第2のステップと、
起動制御が終了し定常制御に移行する時に、起動制御中の二軸電圧指令値の比と推定回転位相から定常制御運転開始位相を算出する第3のステップとを実行する交流回転機の起動制御方法。
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