CN101540581B - 用于改善旋转机械控制的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于改善旋转机械控制的装置，在本装置中，标准确定装置标准设定装置，基于转子的旋转速度和旋转机械的需求转矩而设定位于定义在转子中的两相旋转坐标系中的输出电压向量的标准。相位设定装置，基于产生的转矩和需求转矩之间的偏差而设定两相旋转坐标系中功率转换器的输出电压向量的相位。驱动信号确定器基于由标准确定装置标准设定装置设定的标准和由相位设定装置设定的相位来确定驱动信号，并且将该驱动信号施加给切换元件从而驱动该切换元件，以将所产生的转矩调整为所述需求转矩。

Description

用于改善旋转机械控制的装置

技术领域

本发明涉及用于驱动具有开关元件的功率转换器的装置，该装置在旋转机械终端和DC(直流电流)电源单元之间起到电连接的作用，从而将旋转机械的实际转矩调整到需要的转矩。

背景技术

上面提及的这种类型的控制装置被设计用来传输反馈控制电流，从而将旋转机械的实际转矩调整为需求的转矩。这种传统的控制装置工作于PWM(脉冲宽度调制)控制模式，用于切换作为功率转换器的实例的逆变器的元件。

用于三相电机的这种控制装置工作在PWM控制模式下以计算用于三相电机每相绕组的基本正弦指令电压；这个指令电压被要求与流经每相绕组的实际电流相匹配，并且从那儿反馈希望的周期指令电流。

该控制装置工作在PWM控制模式下以将每相绕组的正弦指令电压与三角(或锯齿)载波比较。基于比较的结果，该控制装置运行在PWM模式下并基于比较结果，单独地接通或断开逆变器的每个桥接的切换元件。这将输入到逆变器的输入DC电压调整为AC(交流电流)电压以被应用于旋转机械的每相绕组。

用控制装置调整导通和断开的持续时间，也就是每个桥接切换元件的占空(占空比)使得施加至每相绕组的AC电压与所述指令电压相一致。这使得流过每相绕组的实际电流与希望的周期指令电流相一致。流过每相绕组的实际电流产生一个相应于每相绕组的希望指令电流的转矩。

用于三相电机的PWM控制模式需要在三相电机的更高速度范围内增大指令电压。桥接逆变器限制了指令电压的幅值上限基本上为逆变器的输入DC电压的一半。这是因为基本上逆变器的输入DC电压的一半被施加给了每相绕组。

因此，当指令电压的幅值增大到大于逆变器输入DC电压的一半时，逆变器的实际输出电压将与指令电压不一致。

因此，在三相电机的更高速度范围内，已经采用单脉冲控制模式来代替PWM控制模式。

在三相电机的更高速度范围内使控制装置运行在单脉冲控制模式下，以单独地接通或断开逆变器的每个切换元件，从而使得每个切换元件的导通和断开周期基本上与周期指令电流的周期相一致；这个周期等于一个2π弧度的电角度。

在三相电机的更高速度范围内工作于单脉冲控制模式的所述控制装置的电压利用系数比在更高速度范围内工作于PWM控制模式时所获得的电压利用系数大。所述电压利用系数是逆变器输出电压与逆变器输入DC电压幅值的比率。

然而，单脉冲控制模式从PWM控制模式下的指令电压幅值达到逆变器输入DC电压一半时所获得的电压利用系数突然地，也就是间断地增大电压利用系数。

用于将逆变器控制连续地从PWM控制模式转换到单脉冲控制模式的另外的控制方法在日本专利申请公开NO.H09-047100中被披露。

在该专利申请中公开的方法被设计成，当PWM控制模式下的指令电压幅值达到逆变器输入DC电压的一半时，采用储存在ROM中的周期重复脉冲图形和在d-q坐标系下指令电压的矢量相位。d-q坐标系的d轴与三相电机的转子N极中心成一条直线，并且其中q轴在三相电机旋转期间具有领先于相应的d轴π/2弧度电角度的相位。

该方法还设计成依照周期重复脉冲图形接通或断开每个桥接切换元件。

这使得PWM控制模式时的指令电压幅值基本上达到逆变器输入DC电压一半时所获得的电压利用系数连续地转换到采用单脉冲控制模式时所获得的电压利用系数成为可能。

发明内容

本申请的发明者发现指令电压提前超过逆变器输入DC电压一半时可能由于较高的奇次谐波引起流过每相绕组的实际电流波形的变形，导致降低电流反馈控制的特性。

这意味着为了保持所述电流反馈控制的高性能，可能无法适当确定d-q坐标系中的指令电压矢量。

由于这个原因，在所述专利公开中披露的采用d-q坐标系中指令电压向量相位的方法可能难于在逆变器的控制被从PWM控制模式转换到单脉冲控制模式时，将电流反馈控制特性保持在高水平。

考虑到背景技术，本发明的至少一个方面的目标在于提供装置，用于驱动具有切换元件的功率转换器，并且该装置在旋转机械终端和DC电源单元之间建立电连接，从而控制旋转机械以使得旋转机械的实际转矩被调整到需要的转矩。这些装置具有改善的结构，即使在要求较高的电压利用系数时也能够维持高水平的旋转机械控制特性。

根据本发明的一个方面，提供一种装置，用于驱动功率转换器的切换元件以从供电电源的DC(直流电流)电压产生一功率转换器的可变输出电压。该输出电压被施加到旋转机械并且在旋转机械中产生转矩。产生的转矩使得旋转机械的转子旋转。该装置包括标准确定装置标准设定装置，其基于旋转机械所需要的转矩和转子的旋转速度在转子中定义的两相旋转坐标系中设定  输出电压向量的标准。该装置包括一相位设定装置，其基于产生的转矩与需要的转矩之间的偏量而设定了两相旋转坐标系中功率转换器的输出电压向量的一个相位。该装置包括一驱动信号确定器，其基于由相位设定装置设定的相位和由标准确定装置标准设定装置设定的标准而确定一驱动信号，并将该驱动信号施加至所述切换元件以驱动切换元件，从而将产生的转矩调整为需要的转矩。

根据本发明的另一个方面，提供一种控制系统，包括根据本发明的一个方面的功率转换器，和根据本发明的一个方面的控制装置。

附图说明

从下面结合相应附图的具体实施方式的描述，本发明的其它目的和方面将变得显而易见，其中：

图1为根据本发明第一实施例的控制系统的电路图；

图2为示意性地说明根据第一实施例的控制器的功能模块，也就是所执行的任务的方框示意图；

图3为示意性地说明根据第一实施例的控制器所执行的程序的流程图；

图4A为根据第一实施例在控制系统运行于连续功率控制模式时，说明对第一标准的基本约束的概略示意图；

图4B为根据第一实施例示意性地说明在d-q坐标系中的第一标准的向量图；

图5为根据本发明第一实施例示意性地说明图2示出的标准计算器的功能结构的方块图；

图6A为根据第一实施例示意性地说明自变量转矩T和因变量ω的规范化范数(Vn1/ω)之间的函数关系的曲线示意图；

图6B为示意性地描述图6A中函数图的示意图；

图7为根据本发明的第二实施例示意性地说明图2所示标准计算器的功能结构的方框图；

图8为根据本发明的第三实施例示意性地说明图2所示标准计算器的功能结构的方框图；

图9为根据本发明的第四实施例示意性地说明图2所示标准计算器所执行程序的流程图；以及

图10为示意性地说明由根据本发明第五实施例的控制器执行的限流程序的流程图。

具体实施方式

以下将参考相应的附图描述本发明的实施例。在每个实施例中，本发明，例如被应用于安装在混合车辆的三相电机发动机的控制系统；该三相电机发动机是各种类型的多相旋转机械的一个例子。

参考附图，其中相同的附图标记在不同的附图中指代相同的部分，特别是图1，有一示例性的安装在混合车辆上的三相电机发动机，简化为“电机发动机(MG)”10。在第一实施例中，作为电机发动机10，采用具有凸极结构的凸极电机。例如，作为电机发动机10，采用IPMSM(内部永磁同步电机)。

在图1中，还解释了控制系统50。控制系统50安装有作为功率转换器的逆变器IV，电压转换器CV，高压电池12，界面13，控制装置14，和门驱动器52、54、56、58、60、62、64、和66。

特别地，电机发动机10和高压电池12能够通过逆变器IV和电压转换器CV建立电连接。

例如，电机发动机10安装有具有铁制转子芯的环形转子。铁制转子芯是，例如，直接或间接地连接到安装在混合车辆上的发动机的机轴上。

转子具有凸极结构。

特别地，转子的转子芯在它的周向部分配置有至少一对永磁体。该至少一对永磁体被嵌入转子芯的外围，以关于转子芯的中心轴线对称等间隔地布置在转子芯的外围。

该至少一对永磁体中的一个具有径向向外远离转子芯的中心的北极(N极)。另一个永磁体具有径向向外远离转子芯的中心的南极(S极)。

转子具有和N极产生的磁通量的方向一致的直轴(d轴)，换句话说，和转子的N极中心线一致。转子在其旋转过程中还具有交轴(q轴)，其领先于d轴π/2弧度电角度的相位。d轴和q轴组成了由电机发动机10中的转子定义的d-q坐标系(两相的旋转坐标系)。

d轴上的电感Ld小于q轴上的电感Lq，这是因为永磁体具有比铁更小的导磁率常量。具有凸极结构的电动机表示该电动机的每个都具有这种转子的电感特性。

电机发动机10还具有定子。定子包括例如横截面为圆环形状的定子铁芯。该定子铁芯布置在转子铁芯的外围，以使得定子铁芯的内部边界与转子铁芯的外围边界相对且具有预定的空气间隙。

例如，定子铁芯还具有多个槽。这些槽穿过定子铁芯而设置，且按预定间隔呈圆环状布置。定子还包括一组三相绕组，电枢绕组缠绕在定子的槽上。

三相绕组缠绕在槽上，以便于U-、V-和W-相绕组彼此之间在相位上按照例如2π/3弧度的电角度偏移。

U-、V-和W-绕组的一端按照例如星形结构彼此连接以构成一个中性点。

电机发动机10运行以在其三相绕组接收三相电流从而产生旋转磁通；这使得转子在旋转磁场和转子磁场之间的磁力作用下旋转。

电压变换器CV包括线圈L，电容器C1，电容器C2，一对串联连接的切换元件CV1和CV2，以及一对调速二极管Dp和Dn。

电容器C1的一个电极被连接到高压电池12的正极，并且其另一个电极被连接到高压电池12的负极。线圈L的一端被连接到高压电池12的正极和电容器C1的一个电极。

在第一个实施例中，分别采用IGBT(绝缘栅双极晶体管)来作为切换元件CV1和CV2。调速二极管Dp和Dn分别与切换元件CV1和CV2反向并联连接。线圈L的另一端被连接到一点，在该点处切换元件CV1和CV2串联电连接。

当采用功率MOSFET作为一对切换元件CV1和CV2时，功率MOSFET的本征二极管可以用作调速二极管，从而省略调速二极管。

电容器C2被并联连接到一对切换元件CV1和CV2的高端和低端。

高压电池12被设计成可充电电池且具有例如288V的额定电压。

例如，当控制系统50工作在连续功率控制模式下，电压变换器CV的切换元件CV1和CV2被驱动接通和关断。利用通过切换元件CV1和CV2的导通和关断储存在线圈L中的电磁能量将电池12上的电压变为更高的电压。例如，当电池12上的电压，称“电池电压”为288V时，电压变换器CV工作以将288V的电池电压转变为666V。

另外，当控制系统50在混合车辆减速时工作在再生控制模式下，电机发动机10作为发电机从而将基于电机发动机10旋转的机械能转化成电能。逆变器IV将该电能转化成DC能量。电压转换器CV的切换元件CV1和CV2被接通或关断。这将基于转化成的DC能量的电容器C2上的电压转变成基于线圈L上的电压降的更低的电压，线圈L上的电压降是通过切换元件CV1和CV2的导通和关断的切换而形成的。从电容器C2上的电压下降的更低的电压被电池12充电。

逆变器IV被设计成三相逆变器。逆变器IV具有第一对串联连接的高侧和低侧切换元件Sup和Sun，第二对串联连接的高侧和低侧切换元件Svp和Svn，以及第三对串联连接的高侧和低侧切换元件Swp和Swn。逆变器IV还具有调速二极管Dup、Dun、Dvp、Dvn、Dwp和Dwn，它们分别与切换元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn反向并联连接。

在第一个实施例中，分别采用IGBT作为切换元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn。

当采用功率元件MOSFET作为切换元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn时，功率元件MOSFET的本征二极管可以被用作调速二极管，从而省略调速二极管。

第一到第三对切换元件彼此并联连接成桥接结构。

第一对切换元件Sup和Sun彼此串联连接的连接点被连接到从U相绕组的另一端延伸出来的输出引线。类似地，第二对切换元件Svp和Svn彼此串联连接的连接点被连接到从V相绕组的另一端延伸出来的输出引线。而且，第三对切换元件Swp和Swn彼此串联连接的连接点被连接到从W相绕组的另一端延伸出来的输出引线。

第一、第二和第三对中每对串联连接的切换元件的一端，例如相对应的高侧切换元件的漏极，通过逆变器IV、切换元件CV1和线圈L的正端Tp连接到电池12的正极。第一、第二和第三对串联连接的切换元件的另一端，例如相对应的低侧切换元件的源极，通过逆变器IV的负端Tn连接到电池12的负极。

换句话说，电池12并联连接到第一、第二和第三对切换元件的上臂和下臂。

控制系统50还具有用于检测电机发动机10和逆变器IV中每一个的运行状况的旋转角度检测器15，电流检测器16、17和18，以及电压检测器19。

旋转角度检测器15被布置在，例如接近电机发动机10的转子并且用于测量转子d轴相对于定子坐标系实际的旋转角度(电角度)θ，该坐标系空间由定子三相绕组确定。旋转角度检测器15还用于测量转子d轴实际的电角速度(旋转速度)ω。下文中电角速度ω将被称作“角速度ω”。旋转角度检测器15通过界面13与控制器14相连，且用于将测量到的转子的实际旋转角度θ和角速度ω作为电机发动机的一些状态参量传递给控制器14。

电流检测器16被设置以允许测量实际流过定子U相绕组的瞬态U相交流电流。类似地，电流检测器17被设置以允许测量实际流过定子V相绕组的瞬态V相交流电流。电流检测器18被设置以允许测量实际流过定子W相绕组的瞬态W相交流电流。

电流检测器16、17和18通过界面13与控制器14相连。

具体地，每个电流检测16、17和18工作以将U-、V-和W-相交流电流中对应一相交流电流的瞬态值作为电机发动机状态参量传递给控制器14。

电压检测器19被设置以允许测量施加给逆变器IV的输入电压VDC。电压检测器19通过界面13与控制器14相连，并且将施加给逆变器IV的逆变器输入电压VDC作为电机发动机的一个状态参量传递给控制器14。

控制器14被设计作为，例如计算机电路，该计算机电路本质上由例如一CPU、一I/O界面和一存储单元组成，且工作电压低于电池电压。因此，控制器14组成了一个低压系统，并且电机发动机10，逆变器IV，转换器CV，以及高压电池12组成了一个高压系统。

界面13配置有作为绝缘器实例的光耦合器。界面13被配置成电隔离低压系统(控制器14)和高压系统，同时允许两者之间的通信。

控制器14可与安装在混合车辆中的需求转矩输入装置51相连。需求转矩输入装置51运转将使用者的命令转矩(需求转矩)，例如使用者的加速命令输入给控制器14。

例如，安装在混合车辆中的加速装置位置检测器可被用作需求转矩输入装置51。具体地，该加速装置位置检测器运转以检测由驾驶员操控的混合车辆加速踏板的实际位置，并且将检测到的加速踏板的实际位置作为表示驾驶员需求转矩的数据传递给控制器14。下文中该表示可变的需求转矩的数据将被称作“需求转矩数据”。

切换元件CV1、CV2、Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn具有控制端，例如分别连接至门驱动器52、54、56、58、60、62、64和66的门电极。

门驱动器52、54、56、58、60、6264和66通过界面13与控制器14相连。

指令控制器14并产生：

用于驱动切换元件CV1的驱动信号gcp；

用于驱动切换元件CV2的驱动信号gcn；

用于驱动切换元件Sup的驱动信号gup；

用于驱动切换元件Sun的驱动信号gun；

用于驱动切换元件Svp的驱动信号gvp；

用于驱动切换元件Svn的驱动信号gvn；

用于驱动切换元件Swp的驱动信号gwp；和

用于驱动切换元件Swn的驱动信号gwn。

每个驱动信号gcp、gcn、gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn是具有可控占空比(可控脉冲宽度，和可控导通时间)的脉冲信号。

具体地，控制器14运转以使得每个门驱动器52、54、56、58、60、62、64和66将相应的一个驱动信号gcp、gcn、gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn施加给相应的一个切换元件Scp、Scn、Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn。这使得相应的一个切换元件Scp、Scn、Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn在相应的一个驱动信号gcp、gcn、gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn的脉冲宽度(导通时间)期间被驱动。

图2示意性地说明了控制器14的功能模块，相当于控制器14所执行的任务。

如图2所示，控制器14包括电流反馈控制单元20，转矩反馈控制单元30，以及切换控制单元60，这些单元20、30和60彼此相互配合运转。

接下来，将按顺序描述包括在电流反馈控制单元20内的功能模块，包括在转矩反馈控制单元30内的功能模块，包括在切换控制单元60内的功能模块，以及怎样设计所述转矩反馈控制单元。

包括在控制器14中的每个或一些功能模块可以被设计成硬件逻辑电路，可编程逻辑电路，或硬件-逻辑和可编程-逻辑混合电路。

电流反馈控制单元

电流反馈控制单元20包括指令电流调节器22，偏差计算器23a和23b，反馈控制模块24和25，不相关控制模块26，三相变换器28，驱动信号发生器29，和两相变换器40。模块22、23a、23b、24、25、26、28、29和40的协调工作完成了下文描述的电流反馈控制任务。

两相变换器40具有，例如数据表格式和/或程序格式的图表。该图表使得该两相变换器可以计算余弦函数。

具体地，两相变换器40运行以接收分别由电流检测器16、17和18测量的实际瞬态的U-、V-和W-相的交流电流iu、iv和iw以及由旋转角度检测器15测量的实际旋转角度θ。

两相变换器40还运行以将接收到的定子坐标系中的瞬态U-、V-和W-相的交流电流iu、iv和iw变换成转子的d-q坐标系中的实际d轴和q轴电流分量id和iq，该坐标系是基于接收到的实际旋转角度θ和该图表。

指令电流调节器22运行以从需求转矩输入装置51接收输入的需要的转矩数据。指令电流调节器22基于需要的转矩数据设定转子d-q坐标系中的指令d轴电流分量idc和指令q轴电流分量iqc，从而提供，例如下文描述的最大转矩控制。

偏差计算器23a运行以计算指令d轴电流分量idc和实际d轴电流分量id之间的差值Δid。偏差计算器23b运行以计算在指令q轴电流分量iqc和实际q轴电流分量iq之间的差值Δiq。

反馈控制模块24运行以基于偏差Δid设定d轴上的指令电压vdc’；这个指令电压vdc’允许指令d轴电流分量idc与测量到的实际的d轴电流分量id相一致。

反馈控制模块25运行以基于偏差Δiq设定q轴上的指令电压vqc’；这个指令电压vqc’允许指令q轴电流分量iqc与测量到的实际的q轴电流分量iq相一致。

具体地，在第一实施例中，每个反馈控制模块24和25利用比例积分反馈算法的比例增益项和积分增益项计算相应的指令电压vdc’和vqc’。

在比例积分反馈算法中，每个指令电压vdc’和vqc’基于比例增益项和积分增益项来表示。

用于每个指令电压vdc’和vqc’的比例增益项与相应的临时偏差Δid和Δiq成比例，随相对应的一个指令电压vdc’和vqc’而变。积分增益项与每个临时偏差Δid和Δiq的瞬态值对时间的累计偏移量成比例，从而将随时间的累计偏移量(稳态的)重置为零。

不相关控制模块26，其在图2中简称为“不相关”，基于实际的d轴和q轴的电流分量id和iq以及电机发动机10的实际角速度ω运行以完成指令电压vdc’和vqc’的前馈校正。

具体地，不相关控制模块26基于实际d轴和q轴电流分量id和iq以及电机发动机10的实际角速度ω计算前馈项。该前馈项运行以，例如抵消每个指令电压vdc’和vqc’中的d-q轴交叉耦合项。

因此，不相关控制模块26基于所计算的前馈项校正指令电压vdc’和vqc’，从而产生分别对应于d-q坐标系中d轴和q轴的指令电压vdc和vqc。d-q坐标系中d轴和q轴的指令电压vdc和vqc被传送给三相变换器28。

三相变换器28具有，例如数据表格式和/或程序格式的图表。该图表使得三相变换器可以计算余弦函数。

具体地，三相变换器28基于实际的旋转角度θ和该图表运行，将对应于d-q轴的指令电压vdc和vqc转变成分别对应电机发动机10的U-、V-和W-相绕组的U相指令电压Vuc，V相指令电压Vvc，以及W相指令电压Vwc。U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc例如分别为基本正弦波形。

驱动信号发生器29基于U-、V-、和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc，逆变器输入电压VDC以及三角形(或锯齿形)载波而工作以产生第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1。每个第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1均为具有可控占空比(可控脉冲宽度)的脉冲信号。

具体地，驱动信号发生器29工作以：

通过逆变器输入电压VDC除以每个U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc来使其规范化；并且

比较规范化的U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc与三角形载波的幅值，从而产生第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1。

产生的第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1被传送到下文描述的切换控制单元60的选择器44。

转矩反馈控制单元

转矩反馈控制单元30包括转矩估算器42，偏差计算器32，相位设定装置34，标准确定装置标准设定装置36，以及驱动信号发生器38。模块42、32、34、36和38协同指令以完成下文描述的转矩反馈控制任务。

转矩估算器42基于从两相变换器40传来的d轴和q轴电流分量id和iq工作以计算由电机发动机10形成的估计转矩Te。偏差计算器32工作以计算需要的转矩Td与估计转矩Te之间的偏差值Δ。

相位设定装置34基于来自偏差计算器32的偏差值Δ来设定d-q坐标系中逆变器IV的输出电压相位δ。

具体地，在第一实施例中，相位设定装置34利用比例积分反馈算法的积分增益项和比例增益项计算逆变器输出电压的相位。

在比例积分反馈算法中，逆变器输出电压的相位基于比例增益项和积分增益项来表示。

比例增益项与偏差值Δ成比例地改变逆变器输出电压的相位。积分增益项与偏差值Δ的瞬态值对时间的累计偏移量成正比，以将累计偏移量(稳态偏移量)重置为零。

例如，相位设定装置34被设计成用来设置相位δ，使得当估计转矩Te相对于需要的转矩Td不足时提前相位δ，并且当估计转矩Te相对于需要的转矩Td变得过量时滞后相位δ。

标准确定装置标准设定装置36工作以基于电机发动机10的实际角速度ω和需要的转矩Td设定d-q坐标系中逆变器输出电压向量的标准Vn。

向量的标准定义为向量分量的和的平方根。

具体地，标准确定装置标准设定装置36包括标准计算器36a，比例积分(PI)控制模块36b和选择器36c。

标准计算器36a基于实际的角速度ω，和需要的转矩Td计算逆变器输出电压的第一标准Vn1。

PI控制模块36b利用比例积分反馈算法的积分增益项和比例增益项计算逆变器输出电压的第二标准Vn2。

在比例积分反馈算法中，第二标准Vn2基于比例增益项和积分增益项来表述。

比例增益项与第二标准Vn2和第一标准Vn1之间的偏量成比例地改变第二标准Vn2。积分增益项与第二标准Vn2和第一标准Vn1之间的偏量对时间的瞬态值的累计偏移量成比例，以将对时间的累计偏移量(稳态偏移量)重置为零。

当第二标准Vn2和第一标准Vn1之间的偏量的绝对值大于预设阈值时，选择器36c从第一和第二标准Vn1和Vn2中选择第二标准Vn2作为逆变器输出电压的标准Vn。当第二标准Vn2和第一标准Vn1之间的偏量的绝对值等于或小于预设阈值时，选择器36c从第一和第二标准Vn1和Vn2中选择第一标准Vn1作为逆变器输出电压的标准Vn。

驱动信号发生器38工作以基于由相位设定装置34和标准确定装置标准设定装置36设定的相位δ和标准Vn来产生逆变器输入电压VDC，以及实际的旋转角度θ，第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2。每个第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2均为脉冲信号。

具体地，驱动信号发生器38中存储了多个图表M，每个图表M包括，例如数据表格或程序。每个图表M代表一个函数(关系)：

用于第一到第三对切换元件中的相对应的一对切换元件的U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc中相对应的一个在每一个周期(360度电角度)内的驱动信号波形，与

逆变器IV可以提供的电压利用系数的多个预定值中的每个之间。

例如，参考附图2，包括在图表M内的图表M1表示用于第一对切换元件Sup和Sun的U-相指令电压Vuc的每一个周期(2π弧度电角度)内的驱动信号波形，与多个预设的电压利用系数中的一个之间的关系。一对高侧和低侧切换对被简称为“一个开关对”，且其中的每一对在下文中被称为“每个开关对”。第一对切换元件Sup和Sun在下文中被简称为“第一开关对”。

参考图2，用于第一开关对的驱动信号波形的最大水平“H”表示高侧切换元件Sup处于导通状态而低侧切换元件Sun处于断开状态。其中基准水平“L”表示低侧切换元件Sun处于导通状态而高侧切换元件Sup处于断开状态。

通常如用于第一开关对(Sup和Sun)的驱动信号波形所示，在多个图表M中的每个中，相对应的高侧切换元件的导通时间的总和等于相对应的低侧切换元件的导通时间的总和。这种用于每个开关对的驱动信号波形的设计允许逆变器输出电压在相对应的一个电角度周期内正负平衡。

另外，在多个图表M中的每个中，用于每个开关对的驱动信号波形关于与π弧度(180度)的电角度对应的一半周期的点具有反对称性。

例如，在图表M1中，当从一半周期的点到相位变低一侧看时，用于第一开关对(Sup和Sun)的导通和关断时间交替排列为W1、W2、W3、W4和W5。类似地，在图表M1中，当从一半周期的点到相位变高一侧看时，用于第一开关对(Sup和Sun)的导通和关断时间交替排列为W1、W2、W3、W4和W5。这种波形设计允许逆变器输出电压尽可能地接近正弦电压。

具体地，驱动信号发生器38计算变量逆变器输出电压向量的标准Vn(幅值)与变量逆变器输入电压VDC之间的比率作为电压利用系数的值。

基于电压利用系数的计算值，驱动信号发生器38从多个图表M中选择一个图表用于每个开关对；这个被选择的图表对应于电压利用系数值的所述计算值。

电压利用系数的多个预设值的上限，例如基本上设置为0.78。当控制器14工作在上面所述的单脉冲控制模式下控制逆变器IV时，基本上0.78的电压利用系数是已知的最大值。

由于这个缘故，当电压利用系数的所述计算值为0.78时，驱动信号发生器38从多个图表M中为每个开关对选择一个图表；这个选择的图表与相应的一个开关对的电压利用系数的计算值0.78与相对应。

为每个开关对选择一个图表形成驱动信号波形，这样以使得相应的一个开关对的导通和关断周期与相应的相指令电压的周期一致。

在完成为每个开关对选择一个图表后，驱动信号发生器38工作以设定驱动信号波形的输出时机，该驱动信号波形包括在基于来自相位调速器34的相位δ为每个开关对选择的一个图表中。

然后，驱动信号发生器38工作以：

为每个开关对确定一对驱动信号；这个驱动信号对具有包括在为每个开关对所选择的一个图表中的相对应的一个驱动信号波形；且

作为第二驱动信号gup2和gun2，gvp2和gvn2，以及gwp2和gwn2中的每一对，在相对应的一个输出时间点将用于每个开关对的驱动信号对输出给选择器44。

切换控制单元

切换控制单元60包括切换控制模块46和选择器44。

切换控制模块46工作以完成在电流反馈控制模式和转矩反馈控制模式之间的切换，其中电流反馈控制单元20在电流反馈控制模式下完成上面所述的电流反馈控制任务，转矩反馈控制单元30在转矩反馈控制模式下完成上面所述的转矩反馈控制任务。

选择器44根据来自切换控制模块46的切换指令工作以在：

第一组第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1；和

第二组第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2中的中选择任意一组。

切换控制模块46所执行的流程下文将参考图3进行描述。该流程被，例如在控制器14中编程从而以预定的周期被重复执行。

开始该流程，切换控制模块46确定逆变器IV是否被控制在电流反馈控制模式，以使得在步骤S10中由选择器44选择第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1输出给各自的驱动器56、58、60、62、64和66。

一旦确定逆变器IV控制在电流反馈控制模式下(步骤S10为“是”)，切换控制模块46将在步骤S12中获取逆变器输入电压VDC，且在步骤S14中从三相变换器28中获取U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc。

接下来，在步骤S16中切换控制模块46基于所获取的逆变器输入电压VDC和U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc计算调制系数。注意调制系数被定义为每个U-、V-和W-相指令电压Vuc、Vvc和Vwc的幅值与逆变器输入电压VDC的一半的比率。

随后，在步骤S18中切换控制模块46确定计算调制系数是否大于预设的阈值α。依据步骤S18的结果来决定是否将逆变器IV的控制模式由电流反馈控制模式切换至转矩反馈控制模式。在第一实施例中，阈值α预设为“1”。

具体地，当调制系数超过阈值α，也就是说每个指令电压Vuc、Vvc和Vwc的幅值超过逆变器IV输入电压VDC的一半(步骤S18的结果为“是”)，切换控制模块46将确定：

用于每相的逆变器IV的实际输出电压可能与相应的一个指令电压Vuc、Vvc和Vwc不一致。

因此，切换控制模块46将决定，如果在调制系数超过阈值α时继续电流反馈控制模式，可能降低电机发动机10的控制性能。

注意阈值α可以被预设成一个大于“1”的值，比如“1.15”。具体地，即使调制系数超过“1”，用于控制逆变器IV的公知的过调制向量控制允许将用于逆变器IV的电流反馈控制保持在高特性，这种逆变器IV具有保持在从“1”到阈值α的过调制控制范围内的调制系数。因此，当在控制器14上安装了公知的过调制控制的功能模块时，有可能将阈值设置为基本上“1.15”。

在步骤S20，切换控制模块46将用于逆变器IV的控制模式从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式。

具体地，在步骤S20，切换控制模块46将相位δ重置为初始值δ0；这个初始值δ0由下面的公式确定： $\mathrm{\δ}0={\tan }^{-1}\left(\frac{-\mathrm{Vdc}}{\mathrm{Vqc}}\right)$

在步骤S20，切换控制模块46将由PI控制模块36b计算得到的第二标准Vn2重置为初始值Vn2(0)；这个初始值Vn2(0)由下面的公式确定： $\mathrm{Vn}2\left(0\right)=\sqrt{{\mathrm{vdc}}^2+{\mathrm{vqc}}^2}.$

具体地，初始值Vn2(0)被设置为第二标准Vn2的积分增益项的初始值。

这允许标准确定装置标准设定装置36将初始值Vn2(0)作为标准Vn的初始值。

此后，标准选择器36从初始值Vn2(0)向第一标准Vn1逐步地改变标准Vn。这防止了标准Vn的突然变化，即使是在基于由电流反馈控制单元20设置的指令电压vdc和vqc的标准偏离第一标准Vn1的情况下；这个第一标准Vn1在逆变器IV的控制从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式时通过标准计算器36a计算的。

在步骤S20，切换控制模块46将切换指令传输给选择器44以选择第二组驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2。

根据所述切换指令，选择器44选择第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2作为驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn，并将驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn分别传送给驱动器56、58、60、62、64和66。

另外，在步骤S10，一旦确定了逆变器IV被控制在转矩反馈控制模式(步骤S10为“否”)下，切换控制模块46确定从转矩反馈控制单元30输出的第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2驱动逆变器IV。然后，在步骤S22，切换控制模块46获取电池电压逆变器输入电压VDC，并且在步骤S24中获取由标准确定装置标准设定装置36设定的标准Vn。

接下来，在步骤S26，切换控制模块46确定获取的标准Vn是否等于或小于“3/8”的平方根、系数K和逆变器输入电压VDC的乘积。步骤S26的指令是确定用于逆变器IV的控制模式是否从转矩反馈控制模式切换到了电流反馈控制模式。

具体地，当调制系数被设定为“1”，每个指令电压Vuc、Vvc和Vwc的幅值(峰值)被设定为“VDC/2”。这表示每个指令电压Vuc、Vvc和Vwc的RMS值等于“(VDC/2)·(1/

)”。对应于任意相邻两相之间的线对线指令电压的逆变器IV的输出电压的RMS值为

和一相指令电压的乘积；这个乘积等于“(VDC/2)·(1/

)·

”等于“VDC·

”。因此，当标准Vn等于逆变器输入电压VDC和“3/8”的平方根的乘积时，调制系数被设置为“1”。

注意在用于逆变器IV的控制模式从转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式时，系数K从“1”微小地改变调制系数。设置系数K以防止由于在电流反馈控制模式和转矩反馈控制模式之间的转变而产生的振荡。例如，系数K被设定为远大于0，且远小于2。

一旦确定获取的标准Vn等于或小于“3/8”的平方根、系数K、和逆变器输入电压VDC(步骤S26为“是”)的乘积，在步骤S28中切换控制模块46将用于逆变器IV的控制模式由转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式。

具体地，在步骤S28中，切换控制模块46将电流反馈控制单元20的指令电压vdc和vqc的初始值设定为由转矩反馈控制单元30设置的逆变器输出电压的向量。

换句话说，在步骤S28中，切换控制模块46将用于电流反馈控制单元20的指令电压vdc和vqc的初始值(vd0和vq0)设置为d-q坐标系中向量(-Vn·_sinδ，Vn·_·cosδ)的分量。更具体地，切换控制模块46将每个反馈控制模块24和25的积分增益项的初始值设置为从d-q坐标系中每个向量(-Vn·_sinδ，Vn·_cosδ)的分量中减去不相关控制模块26的输出。

步骤S20，切换控制模块46向选择器44传输切换指令以选择第一组驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1。

根据切换指令，选择器44选择第一驱动信号gup1、gun1、gvp1、gvn1、gwp1和gwn1作为驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn，并分别将驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn传输给驱动器56、58、60、62、64和66。

当完成步骤S20和S28的指令后，切换控制模块46终止该程序。类似地，当在步骤S18或S26中作出相反的判断时，切换控制模块46终止该程序。

每个驱动器56、58、60、62、64和66将相应的一个驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn施加给相应的一个切换元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn的门极。这允许每个切换元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp和Swn在相应的一个驱动信号gup、gun、gvp、gvn、gwp和gwn的脉冲宽度(导通时间)期间被驱动。

怎样设计转矩反馈控制单元

参考图2，转矩反馈控制单元30被构造成基于电机发动机10的角速度ω和独立于U-和q-相指令电压的需求转矩Td设置标准Vn。因此，转矩反馈控制单元30相对可自由地设置标准Vn。

由于这个原因，为尽可能地减小标准Vn而对需求转矩Td的控制允许通过对电压利用系数进行控制。这准许驱动信号发生器38从多个图表M中为每个开关对选择一个图表；为每个开关对所选择的一个图表的驱动信号波形具有大量的脉冲。这允许逆变器IV的输出电压更接近于正弦电压，从而降低了逆变器输出电压中的谐波畸变。这使得降低谐波电流成为可能。

接下来，将在下面描述如何利用标准计算器36a确定第一标准Vn1。

图4A示意性地解释了在控制系统50运行在连续功率控制模式下时对第一标准Vn1的基本约束。参考附图4A，第一标准Vn1被允许设定在以四条边界线BL1、BL2、BL3和BL4封闭的区域REG之内。

边界线BL4表示第一标准Vn1的上限；这个上限表示在控制器14在单脉冲控制模式下运行以控制逆变器IV时电压利用系数的最大值为0.78。

接下来，下文将描述在获得由边界线BL1、BL2和BL3组成的约束之前，如何导出表示由电机发动机10形成的转矩T和d-q坐标系中电流向量(id，iq)作为第一标准Vn1、相位δ、和角速度ω的函数的等式。

由电机发动机10形成的转矩T为电流向量ia(id，iq)和总磁通匝数向量Φ0(见图4B)的向量积。总磁通匝数向量Φ0包括穿过电枢绕组的磁通匝连数向量Φ和其中的旋转场磁通匝连数向量Φa。

具体地，由电机发动机10形成的转矩T通过使用磁通匝连数向量Φ的下面的公式(c1)表示，q轴电感Lq、d轴电感Ld、电枢电阻R，以及转子的极对数P来表示(见图4B)：

T＝P{Φ·iq+(Ld-Lq)·id·iq}      [c1]

另外，电压公式由下面公式表示：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{\Φ}\end{array}\right]---\left[c2\right]$

从公式[c2]中可以得到下面公式[c3]：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\frac{1}{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq}}\left[\begin{array}{cc}R& \mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\\ -\mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\Φ}\end{array}\right]---\left[c3\right]$

将公式[c3]代入公式[c1]得到下面公式[c4]：

$T(\mathrm{Vn}1,\mathrm{\δ})=\frac{P\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}{{(R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq})}^2}\{\mathrm{Vn}1\sin (\mathrm{\δ}+\mathrm{\θ}1)-\mathrm{\ω\Φ}\sin \mathrm{\θ}1\}\·---\left[c4\right]$

$[\mathrm{\Φ}(R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq})+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}\{\mathrm{Vn}1\cos (\mathrm{\δ}+\mathrm{\θ}2)-\mathrm{\ω\Φ}\cos \mathrm{\θ}2\left\}\right]$

其中：

Vd＝-Vn1sinδ

Vq＝Vn1cosδ

$\sin \mathrm{\θ}1=\frac{R}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}$

$\cos \mathrm{\θ}1=\frac{\mathrm{\ωLd}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}$

$\sin \mathrm{\θ}2=\frac{R}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}}$

$\cos \mathrm{\θ}2=\frac{\mathrm{\ωLq}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}}$

注意边界线BL1表示转矩T相对于相位δ的偏微分为正的情况。边界线BL1的情况可以通过基于公式[c4]的下列公式[c5a]和[c5b]来表示：

如果 $0\≤\mathrm{\δ}\≤\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{\π}}{2}-\mathrm{\θ}1-\mathrm{\θ}2)$

$\mathrm{Vn}1<$

$\frac{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)+\mathrm{\&omega;\&Phi;}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\{\sin \mathrm{\&theta;}1\sin (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)-\cos \mathrm{\&theta;}2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)\}}{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (2\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}---\left[c5a\right]$

如果 $\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}1-\mathrm{\&theta;}2)<\mathrm{\&delta;}<\frac{1}{2}(\frac{3\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}1-\mathrm{\&theta;}2)$

$\mathrm{Vn}1>$

$\frac{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)+\mathrm{\&omega;\&Phi;}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\{\sin \mathrm{\&theta;}1\sin (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)-\cos \mathrm{\&theta;}2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)\}}{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (2\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}---\left[c5b\right]$

由边界线BL1表示的情况允许：

当估计转矩Te相对于需求转矩Td不足时提前相位δ，从而补偿估计转矩Te的欠缺；且

当估计转矩Te相对于需求转矩Td过量时滞后相位δ，从而降低估计转矩Te的过量。

注意，在第一实施例中，当控制系统50运行在连续功率控制模式下时相位δ被限制在下面的公式“0≤δ＜π/2”。另外，当控制系统50运行于再生控制模式下时相位δ被限制在下面的公式“π/2＜δ≤3π/2”。

由此，省略了相位δ等于或大于3π/2的条件。

边界线BL2表示d轴电流等于或小于零的情况。边界线BL2的情况可以由基于公式[c6a]和[c6b]的下列公式[c5a]和[c5b]来表示：

如果 $0\&le;\mathrm{\&delta;}\&le;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}2)$

$\mathrm{Vn}1\&le;\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{Lq\&Phi;}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)}}---\left[c6a\right]$

如果 $(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}2)<\mathrm{\&delta;}\&le;\mathrm{\&pi;}$

Vn1≥0        [c6b]

边界线BL3表示在连续控制模式下q轴电流等于或大于零的情况。边界线BL3的情况由下面的公式[c7]表示：

$\mathrm{Vn}1\&GreaterEqual;\frac{\mathrm{\&omega;R\&Phi;}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)}}---\left[c7\right]$

其中0≤δ＜π-θ1

注意，在可再生控制模式下，q轴电流等于或小于零的条件被强加给第一标准Vn1。

在第一实施例中，第一标准Vn1设定在图4A所示的允许范围REG内。即使相位δ和角速度ω中的每个都确定，第一标准Vn1也没有唯一地确定。因此，第一标准Vn1可以在允许范围REG内自由设计。为了降低逆变器输出电压的谐波畸变，希望第一标准Vn1滞后到尽可能小。为了使得第一标准Vn1最小化，需要将转矩T相对于第一标准Vn1的偏微分为零的条件强加给第一标准Vn1。

然而，发明人发现前面所述第一标准Vn1的设计模型的困难在于使相位δ和第一标准Vn1之间彼此一一对应。

因此，在第一实施例中，标准计算器36a被构造成设置第一标准Vn1，其允许控制器14完成调整电流向量(id，iq)的相位的最大转矩控制，，从而在流过电机发动机的电枢绕组10a的电枢电流为任意值时都能达到电机发动机10的最大转矩。这可以在达到需求转矩Td时将第一标准Vn1减到尽可能的小。

图5示意性地解释了由标准计算器36a施加给第一标准Vn1的具体条件。参考图5，由下面公式[c8]表达的条件被施加给第一标准Vn1以完成最大转矩控制。注意最大转矩控制被设计成总是在电枢电流的相同的值达到最大转矩，换句话说，在电枢电流的任意值最有效地达到电机发动机10的转矩。

最大转矩表示在连续功率控制模式中电机发动机10产生的正的最大转矩，且在可再生控制模式下表示电机发动机10产生的绝对值最大的负的转矩。

$\mathrm{id}=\frac{\mathrm{\&Phi;}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}-\sqrt{\frac{{\mathrm{\&Phi;}}^2}{4{(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}^2}+{\mathrm{iq}}^2}---\left[c8\right]$

公式[c8]披露在Ohmsha有限公司发表的“内永磁同步电动机的控制与设计”的第23页上。

基于公式[c3]从公式[c8]中消去电流向量(id，iq)后表示第一标准Vn1作为角度速ω和相位δ的函数。特别是，由于转矩反馈控制启动的条件，所计算的调制系数大于预设的阈值α，在电机发动机10较高速度的范围内确定(见步骤S18)，所以电枢电阻R相较于基于与角速度ω成比例的每个d轴和q轴电感Ld和Lq的阻抗可以忽略不计。

因此，第一标准Vn1由下面公式[c9]表示：

$\mathrm{Vn}1=\mathrm{\&omega;\&Phi;}\&CenterDot;\frac{(2\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos \mathrm{\&delta;}-\sqrt{\frac{4{\mathrm{Ld}}^2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}{\mathrm{Lq}}{\sin }^2\mathrm{\&delta;}+{\mathrm{Ld}}^2{\cos }^2\mathrm{\&delta;}}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\{{\cos }^2\mathrm{\&delta;}-\frac{{\mathrm{Ld}}^2}{{\mathrm{Lq}}^2}{\sin }^2\mathrm{\&delta;}\}}---\left[c9\right]$

在公式[c9]中，第一标准Vn1表示为相位δ和角速度ω的函数。根据公式[c9]，第一标准Vn1可以表示为需求转矩Td和角速度ω的函数。

具体地，在公式[c4]中电枢电阻R接近于最小时，得到下面的公式[c10]：

$T=\frac{P}{\mathrm{LdLq}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vn}1}{\mathrm{\&omega;}}\&CenterDot;\sin \mathrm{\&delta;}\{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vn}1}{\mathrm{\&omega;}}\&CenterDot;\cos \mathrm{\&delta;}+\mathrm{Lq\&Phi;}\}$

$=\frac{P}{\mathrm{LdLq}}\&CenterDot;f\left(\mathrm{\&delta;}\right)\&CenterDot;\sin \mathrm{\&delta;}\{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\&CenterDot;f\left(\mathrm{\&delta;}\right)\&CenterDot;\cos \mathrm{\&delta;}+\mathrm{Lq\&Phi;}\}---\left[c10\right]$

$=g\left(\mathrm{\&delta;}\right)$

其中 $f\left(\mathrm{\&delta;}\right)=\frac{\mathrm{Vn}1}{\mathrm{\&omega;}}$

公式[c10]中的函数f(δ)包含作为自变量的相位δ以及作为自变量的被角速度ω规范化的第一标准Vn1。注意，第一标准Vn1被定义为角速度ω和独立于角度速ω的函数f(δ)的乘积的原因在于公式[c9]。换句话说，原因在于电枢电阻R可以接近于被忽略(电枢电阻R接近于为零，表示为“R≈0”)。

公式[c10]规定了函数g(δ)，其包含作为自变量的相位δ和作为自变量的转矩T。因此，根据下面的公式可以利用函数g(δ)的反函数将公式[c10]中的自变量从相位δ转变为转矩T：

Vn1≈ω·f(δ)＝ω·f(g^-1(T))＝ω·h(T)

其中R≈0

这里定义了函数h，具有自变量转矩T和ω的因变量规范化标准(Vn1/ω)。

图6A示意性地示出了函数h的曲线图。注意函数h不必解析得到。也就是，参考图6B，函数h的图表通过：

计算表示变量相位δ和用ω规范化的标准之间关系的函数f；以及

计算表示变量相位δ和转矩T之间关系的函数g获得。

这使得如果第一标准Vn1在图4A中所示的允许范围REG之内的话，就可以预先用例如表格格式或程序格式描绘出变量需求转矩Td和第一标准Vn1之间的关系。表示变量需求转矩Td和第一标准Vn1之间关系的图表被预先存储在标准计算器36a中。

因此，根据公式[c10]和需求转矩Td和角度速ω中的每个设定的第一标准Vn1只需要最小的电枢电流就可以驱动电机发动机10以提供需要的转矩Td。

注意，在第一实施例中，“图表”表示的是一个函数，其中当在函数中输入任何一个离散的输入量时就定义一个输出。

如上面所述，根据第一实施例的控制系统50配置有标准设定装置36，相位设定装置34，以及驱动信号发生器38。

标准设定装置36被设计成基于电机发动机10的角速度ω和需求转矩Td在d-q坐标系中设置逆变器输出电压向量的标准Vn。

相位设定装置34被设计成基于需求转矩Td与估计转矩Te的偏差Δ在d-q坐标系中设置逆变器输出电压向量的相位δ。

驱动信号发生器38被设计成产生第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2，其满足逆变器输出电压的标准Vn和相位δ。

由于控制系统50的结构，标准Vn可以基于独立于d-和q-轴的指令电压vdc和vqc的角速度ω和相位δ而自由设计。这体现了提前每个第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2的波形的设计灵活度的第一个优势，使得它尽可能地将电机发动机10的控制性能维持在高水平。

另外，在第一实施例中，第一标准Vn1被作为前馈操纵变量，其被设计用于补偿转矩控制的目标值和实际值之间的差量。如果第一标准Vn1包括一个误差，那么相位δ作为反馈操纵变量从而抵消包含在第一标准Vn1中的所述误差。

控制系统50被构造成用于确定每个第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2的波形，以使得：

相应一个开关对的高侧切换元件在相应一相电流每个周期内的总导通时间等于相应一个开关对的低侧切换元件在相应一相电流每个周期内的总导通时间。换句话说，控制系统50被构造成用于确定每个第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2的波形，以使得：

连接电机发动机10的逆变器IV的正端子Tp的总接通周期等于电机发动机10的逆变器IV的负端子Tn的总接通周期。

这体现了第二个优点，即在逆变器输出电压电角度的每个相应一周期内使逆变器输出电压的正方向和负方向平衡。

构造控制系统50以使得用于每个开关对的驱动信号波形关于驱动信号波形电角度的一半周期的点反对称。

这体现了第三个优点，即使得逆变器输出电压接近于正弦电压。

构造控制系统50以使得驱动信号发生器38基于作为电压利用系数的标准Vn的幅值与逆变器输入电压VDC的比率，选择一个具有预设驱动信号波形的图表。这体现了第四个优点，即不受逆变器输入电压VDC的波动而确定驱动信号波形。

构造控制系统50以分别将与逆变器IV提供的多个电压利用系数的预设值有关的多个驱动信号波形存储在其中。多个驱动信号波形中的每个被预设以在相应的一个指令电压Vuc、Vvc和Vwc的每个周期内用于每个开关对。

因此，控制系统50易于选择多个驱动信号波形中的一个；从多个驱动信号波形中选择的这个驱动信号波形与在没有计算任何驱动信号波形的情况下所计算的电压利用系数。这体现了第五个优点，即从多个驱动信号波形中适当地确定一个，其降低控制器14的计算负荷。

构造控制系统50以使得当估计转矩Te相对于需求转矩Td缺乏时，提前相位δ，且在估计转矩Te相对于需求转矩Td过量时，滞后相位δ。

另外，构造控制系统50用来设定第一标准Vn1，以使得在公式[c4]中表示的作为第一标准Vn1和相位δ的函数的转矩T相对于相位δ的偏微分变为正。这可以补偿估计转矩Te的欠缺，并且滞后估计转矩Te的过量。这体现了第六个优点，即即使在估计转矩Te相对于需求转矩Td缺乏或变得过量时仍能连续地完成转矩反馈控制。

控制系统50的标准计算器36a设置第一标准Vn1以使得d轴电流等于或小于零。这体现了第七个优点，即防止控制器14在转矩反馈控制模式下执行加强场控制。

控制系统50的标准计算器36a设置第一标准Vn1以使得q轴电流的指示与需求转矩Td的指示一致。这体现了第八个优点，即确定第一标准Vn1以使第一标准Vn1满足类似于在电流反馈控制模式下使用的条件。

控制系统50的标准计算器36a设置第一标准Vn1，从而在电枢电流的任意值最有效地实现电机发动机10的转矩。达到最大转矩控制是第一实施例的第九个优点。

构造控制系统50以利用图表来设置第一标准Vn1，该图表在输入需求转矩Td时输出用ω规范化的标准“Vn1/ω”的值。这体现了第十个优点，即易于设置第一标准Vn1。

控制系统50被构造成在调制系数等于或大于预设阈值α时完成转矩反馈控制。这体现了第十一个优点，即只要逆变器IV(电机发动机10)的控制性能维持在高水平就将逆变器IV控制在电流反馈控制模式，从而减少由转矩反馈控制单元30，例如驱动信号发生器38执行的设计程序。

控制系统50被构造成在逆变器IV的控制模式由电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式时，基于由电流反馈控制单元20设置的指令电压vdc和vqc设置第二标准Vn2的初始值。这体现了第十二个优点，即在控制模式切换之前和之后，维持第二标准Vn2的连续性。

控制系统50配置有PI控制模块36b和选择器36c。PI控制模块36b和选择器36c容许由向量调节器36设置的标准Vn被从基于指令电压vdc和vqc的第二标准Vn2的初始值逐步地变化为由标准计算器36a计算的第一标准Vn1。这体现了第十三个优点，即防止标准Vn由于控制模式的切换而突然变化。

控制系统50被构造成在用于逆变器IV的控制模式由转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式时，将用于电流反馈控制单元20的指令电压vdc和vqc的初始值设置成由转矩反馈控制单元30设置的标准Vn和相位δ。这体现了第十四个优点，即在控制模式切换之前和之后，维持逆变器输出电压的连续性。

第二实施例

下面将结合图7描述根据本发明第二实施例的控制系统。

根据第二实施例的控制系统结构基本上与根据第一实施例的控制系统50的结构相同，除了以下几点不同。因此，根据第一和第二实施例的控制系统中相同的部分采用相同的附图标记来标识，且在描述时省略或简化。

图7示意性地说明了根据第二实施例的标准计算器36a1的功能结构。

参考图7，在第二实施例中，从逆变器输出电压向量中减去ωΦ部分后形成的电压向量的标准V2和相位δ2被定义用来表示转矩T，这个ωΦ部分将被电机发动机10中的感应电压抵消。

标准计算器36a1被构造成设置第一标准Vn1，以使得转矩T相对于相位δ的偏微分为零。

具体地，由下面公式[c11]表示转矩T：

$T(V2,\mathrm{\&delta;}2)$

$=\frac{P\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^2}}{{(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})}^2}V2\sin (\mathrm{\&delta;}2+\mathrm{\&theta;}1)\&CenterDot;---\left[c11\right]$

$\{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^2}\cos (\mathrm{\&delta;}2+\mathrm{\&theta;}2)V2\}$

其中

Vd＝-Vn1sinδ＝-V2sinδ2

Vq-ωΦ＝Vn1cosδ-ωΦ＝V2cosδ2

在公式[c11]中，用相位δ和第一标准Vn1取代标准V2和相位δ2从而第一标准Vn1表示为相位δ和角速度ω的函数。特别是，在公式[c11]中电枢电阻R趋近于零时形成下面的公式[c12]：

$\mathrm{Vn}1=\mathrm{\&omega;\&Phi;}\&CenterDot;\frac{(2\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos \mathrm{\&delta;}-\sqrt{4\mathrm{Lq}(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld}){\sin }^2\mathrm{\&delta;}+{\mathrm{Ld}}^2{\cos }^2\mathrm{\&delta;}}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos 2\mathrm{\&delta;}}---\left[c12\right]$

在公式[c12]中，用ω规范化的标准“Vn1/ω”表示为相位δ的函数。这允许用ω规范化的标准以与第一实施例相同的方式被定义为转矩T的函数h。在第二实施例中，函数h被计算以被绘制并存储在标准计算器36a1中(见图7)。

如上面所述，根据第二实施例的控制系统除了具有第一到第八和第十到第十四个优点外，还具有下面的第十五个优点。

具体地，根据第二实施例的控制系统被构造成选择第一标准Vn1以使得基于通过从逆变器输出电压向量中减去ωΦ部分而形成的电压向量的电枢电流最有效地产生转矩；这个ωΦ部分被电机发动机10中的感应电压抵消。这体现了第十五个优点，即选择第一标准Vn1，其降低了逆变器输出电压的q轴分量；该逆变器输出电压的q轴分量有助于形成电机发动机10的转矩T。根据电压公式[c2]，该选择的第一标准Vn1将电流向量的d轴和q轴分量id和iq尽可能地滞后。

第三实施例

下面将结合图8描述根据本发明的第三实施例的控制系统。

根据第三实施例的控制系统结构基本上与根据第一实施例的控制系统50的结构相同，除了以下几点不同。因此，在根据第一和第三实施例的控制系统中，相同的部分采用相同的附图标记来标识，且在描述时省略或简化。

图8根据第三实施例示意性地说明了，在功率控制系统50运行在连续功率模式下时，控制器14的标准计算器36a2的功能结构的实例。

参考图8，在第三实施例中，标准计算器36a2被构造成设置第一标准Vn1，以使得d轴电流id为零。

具体地，标准计算器36a2被构造成在作为第一标准Vn1和角速度ω的函数的d轴电流id为零的条件下，在公式[c3]中将第一标准Vn1表示成角速度ω和相位δ的函数。

另外，以与第一实施例相同的方式，相位δ到转矩T的变换允许获取函数h，该函数h将转矩作为自变量，用ω规范化的标准“Vn1/ω”作为因变量。

特别地，电枢电阻R趋近于零时可以用下面的公式[c13]来表示函数h，其将转矩作为自变量，将用ω规范化的标准“Vn1/ω”作为因变量：

$\mathrm{Vn}1=\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;h\left(T\right)=\frac{\sqrt{{\mathrm{Lq}}^2{T}^2+P^2{\mathrm{\&Phi;}}^4}}{\mathrm{p\&Phi;}}---\left[c13\right]$

由于函数[c13]是简化公式，所以函数h被存储在标准计算器36a1中(见图8)，其允许标准计算器36a2易于计算第一标准Vn1。

如上面所述，根据第三实施例的控制系统除了具有第一到第八和第十到第十四个优点外，还具有下面的第十六个优点。

具体地，根据第三实施例的控制器14被构造成设置第一标准Vn1以使得d轴电流id为零。这体现了第十六个优点，执行逆变器IV的转矩反馈控制，而不执行加强场控制和削弱场控制。

特别是，由公式[c13]表示的第一标准Vn1，使得计算第一标准Vn1更加容易。因此，当控制器14被实施为集成电路(IC)时，有可能滞后IC的尺寸。

第四实施例

下面将结合图9描述根据本发明第四实施例的控制系统。

根据第四实施例的控制系统的结构基本上与根据第三实施例的控制系统的结构相同，除了以下几点不同。因此，在根据第三和第四实施例的控制系统中，相同的部分采用相同的附图标记来标识，且在描述时省略或简化。

根据第三实施例的控制系统被构造成利用公式[c13]计算第一标准Vn1。然而，q轴电感Lq随实际流过电机发动机10的电流产生相当大的变化。

因此，在第四实施例中，控制系统被构造成基于实际流过电机发动机10的电流可变地确定q轴电感Lq。

下面将结合图9描述由标准计算器36a2执行的程序。该程序，例如在控制器14中被编程，从而按预定周期循环执行。

启动程序，标准计算器36a2在步骤S30中从两相变换器40接收d-q坐标系中实际的d轴和q轴电流分量id和iq。

在步骤S32，标准计算器36a2通过计算所述实际的d轴和q轴电流分量id和iq的和的平方根来计算电流标准In。

接下来，在步骤S34中，标准计算器36a2利用图表从而计算q轴电感Lq。图9示出的图表表示变量电流标准In和变量q轴电感Lq之间的关系，且该图表被预先以表格格式或程序格式存储在标准计算器36a2中。

所述图表被设计以使得电流标准In越大，q轴电电感Lq越小。

在完成q轴电感Lq的计算后，标准计算器36a2基于公式[c13]和计算得到的q轴电感Lq计算第一标准Vn1。

如上面所述，根据第四实施例的控制系统除了具有第一到第八、第十到第十四以及第十六个优点外，还具有下面的第十七个优点。

具体地，根据第四实施例的控制器14被构造成基于流过电机发动机10的实际的d轴和q轴电流分量id和iq来计算第一标准Vn1。这体现了第十七个优点，即即使利用公式[c13]来计算也能计算高精度的第一标准Vn1。

第五实施例

下面将结合图10描述根据本发明第五实施例的控制系统。

根据第五实施例的控制系统的结构基本上与根据第一实施例的控制系统50的结构相同，除了以下几点不同。因此，在根据第一和第五实施例的控制系统中，相同的部分采用相同的附图标记来标识，且在描述时省略或简化。

根据第一实施例的控制系统50被构造成一旦逆变器IV被转矩反馈控制单元3控制，则不再监控实际的三相交流电流iu、iv和iw。因此，当逆变器IV被转矩反馈控制单元3控制，在电机发动机10的旋转速度迅速下降时，电机发动机10的感应电压也将迅速地下降。在这种情况下，在标准确定装置标准设定装置36设置反映三相交流电流iu、iv和iw滞后的标准Vn之前，由于产生的时间滞后，三相交流电流iu、iv和iw可能已经迅速地提前了。

为了解决这个问题，根据第五实施例的控制系统被构造成监控分别流过U-、V-和W-相绕组的三相交流电流iu、iv和iw，且在流过的三相电流过量时进行限制。

下面将结合图10描述由控制器14执行的这种电流限制流程。该电流限制流程，例如在控制器14中被编程，从而以预定的周期被循环执行。

开始电流限制流程，在步骤S30中，控制器14确定：

在上一级执行的电流限制流程和实际电流限制流程之间需求转矩Td的变化量ΔTd是否等于或小于预设的变量γ；以及

在上一级执行的电流限制流程和实际电流限制流程之间角速度ω的变化量Δω是否等于或小于步骤S30预设的变量ε。

步骤S30中的指令是为了确定流过电机发动机三相绕组的三相电流是否处于快速变化的条件下。

具体地，当需求转矩Td的变化量ΔTd较小时，控制器14判定由于转矩的变化导致的三相电流的改变较小。类似地，当角速度ω的变化量Δω较小时，控制器14判定由于角速度的变化导致的三相电流的改变较小。

为此，当步骤S30中的判定结果为“是”，也就是说每个变化量ΔTd和变化量Δω等于或小于预设变量γ和ε中的相对应的一个，则控制器14判定流通电机发动机三相绕组的三相电流处于没有快速变化的状态下。那么，控制器14继续执行步骤S32。

否则的话，当步骤S30的判定结果为“否”时，则控制器14终止该电流限制程序。

在步骤S42中，控制器14判定流过电机发动机10的所有三相电流iu、iv和iw中最大的一个的绝对值是否等于或大于预设的阈值η。在图10中，函数MAX(a，b，c)被定义成输出所有a、b和c中最大的一个。

步骤S42中的操作是用于判定三相电流iu、iv和iw是否处于快速提前的状态下。具体地，当步骤S40的判定结果为肯定时，控制器14将确定流过电机发动机三相绕组的三相电流处于没有快速变化的状态下。

然而，不考虑步骤S40的肯定结果，当所有三相电流iu、iv和iw中最大的一个的绝对值等于或大于预设的阈值η时，控制器14判断电机发动机10的实际角速度相对于实际测量的角速度大大地降低。注意，阈值η可以被设置成小于电机发动机10中的最大允许电流一预设余量的一个值。

一旦判定所有三相电流iu、iv和iw中最大的一个的绝对值等于或大于预设的阈值η(步骤S32为“是”)，控制器14继续执行步骤S44。

在步骤S44中，控制器14限制标准Vn由标准设定装置36设置。具体地，控制器14将标准设定装置36输出的第一标准Vn1设置作为标准Vn。

代替步骤S44中的指令，控制器14可以产生第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2，每个相应的驱动信号波形相应于电压利用系数的下限。

代替步骤S44中的指令，控制器14可以将预设的故障标准Vn’或预设的用于每个第二驱动信号的故障驱动信号波形存储在其中。因此，控制器14可以设置预设故障标准Vn’作为标准Vn，或形成第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2，每个第二驱动信号都具有一预设故障驱动信号波形。

在完成步骤S34的指令后，或步骤S42的判定结果为“否”，控制器14终止该电流限制流程。

如上面所述，根据第五实施例的控制器14除了具有第一到第十四个优点外，还具有下面的第十八个优点。

具体地，根据第五实施例的控制器14被构造成仅仅在所有三相电流iu、iv和iw中最大的一个的绝对值等于或大于预设的阈值η，而不考虑每个变化量ΔTd和变化量Δω等于或小于预设变量γ和ε中相应的一个时，限制标准Vn。这体现了第十八个优点，即解决了在测量到角速度ω突然变化之前，由于电机发动机10中的感应电压突然变化而导致过量的电流可能流进电机发动机10的的问题。

在本发明的范围内可以对第一到第五实施例以及它们的变形进行改变和/或变形。

根据第五实施例的不同点可被应用到第二至第四实施例中的至少一个中。

安装在标准确定装置标准设定装置36中，用于将标准Vn逐渐地从基于d轴和q轴指令电压vdc和vqc的初始值改变为由标准计算器36a计算得到的第一标准Vn1的装置不限于第一实施例中所描述的那种结构。例如，标准确定装置标准设定装置36可以被构造成计算基于d轴和q轴指令电压vdc与vqc的初始值和标准计算器36a的输出的加权平均值。

驱动信号发生器38利用PWM方法可以基于用于每个电压利用系数的标准Vn计算每个第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2。

当逆变器输入电压被视为常量时，驱动信号发生器38可以仅根据作为参数的标准Vn在多个图表M中取出任意一个图表(驱动信号波形)。

驱动信号发生器38形成的每个驱动信号波形在一个2π弧度电角度之内，关于π弧度电角度(180度)的点具有反对称性，但是本发明不限于这种对称的驱动信号。

具体地，驱动信号发生器38可以基于输出电压向量的相位δ和标准Vn形成第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn2。例如，驱动信号发生器38可以基于输出电压向量的相位δ和标准Vn形成第二驱动信号gup2、gun2、gvp2、gvn2、gwp2和gwn 2中的至少一个，即使设置至少一个第二驱动信号对于电流反馈控制单元20来说是困难的。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，可以基于用对需求转矩Td与估算转矩Te的偏差Δ的比例积分导数反馈算法替代比例积分反馈算法来设置相位δ。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，电流反馈控制模块20可以基于每个反馈控制模块24和25的输出而不利用不相关控制模块26来计算指令电压vdc与vqc。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，每个反馈控制模块24和25能够执行比例积分导数反馈算法而不是比例积分反馈算法。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，电流反馈控制模块20被构造成执行PWM控制，但是也可执行另外的电流控制，比如瞬时电流控制。瞬时电流控制被，例如设计成利用磁滞比较器直接调整U相绕组的瞬时相电流Iu，V相绕组的瞬时相电流Iv，以及W相绕组的瞬时相电流Iw。

实际旋转角度θ和/或角速度ω可以基于，例如实际d轴和q轴电流来估算，而不使用旋转角度检测器15。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，使用了作为凸极旋转机械的IPMSM，但是也可以使用其他类型的凸极旋转机械，比如同步磁阻电动机。

在第一到第五实施例中的每个实施例以及它们变形的技术方案中，使用了凸极电动机，但是也可以采用非凸极旋转机械。当非凸极旋转机械被设计成使得第一标准Vn和相位δ彼此间具有——对应关系时，可以基于第一标准Vn1计算第二驱动信号；该第一标准Vn1满足转矩T相对于第一标准Vn1的偏微分等于零。

根据本发明的不同类型的旋转机械可以安装在各种类型的车辆上，比如电动汽车。应用本发明的各种类型的旋转机械不限于是车辆驱动系统的一个部件。

尽管已经描述了本发明目前的实施例和它们的变形方式，可以理解的是还可以做出这里没有描述的其它变形，并且希望在追附的权利要求中覆盖落入本发明范围内的所有的变形方式。

Claims (19)

1.一种控制装置，用于驱动功率转换器的切换元件，以将供电电源的DC(直流)电压转换成功率转换器的可变的输出电压，该输出电压被施加给旋转机械且在旋转机械中产生转矩，该产生的转矩使得旋转机械的转子旋转，该装置包括：

标准设定装置，其基于旋转机械的需求转矩和转子的旋转速度设定在转子中定义的两相旋转坐标系中的输出电压向量的标准；

相位设定装置，其基于所产生的转矩和需求转矩之间的偏差设定功率转换器输出电压向量在两相旋转坐标系中的相位；

驱动信号确定器，其基于由标准设定装置设定的标准和由相位设定装置设定的相位来确定驱动信号，并且将该驱动信号施加于所述切换元件进而驱动切换元件，以将所产生的转矩调整到所述需求转矩。

2.根据权利要求1的装置，其中该功率转换器的输出电压为周期AC(交流)电压，且该驱动信号驱动该切换元件，以使所述输出电压在第一周期正向地施加给该旋转机械且在第二周期反向地施加给该旋转机械，该第一周期和第二周期的总和对应于输出电压的一个周期，该第一周期基本上等于该第二周期。

3.根据权利要求1的装置，其中该功率转换器的输出电压为周期AC电压，且该驱动信号驱动该切换元件，以使输出电压在第一周期被正向地施加给该旋转机械且在第二周期反向地施加给该旋转机械，该第一周期和第二周期的总和等于输出电压的一个周期，该驱动信号的波形关于该输出电压的所述一个周期一半的点反对称。

4.根据权利要求1的装置，进一步包括：

获取单元，其获取该供电电源的DC电压，

该驱动信号确定器除了基于由标准设定装置设定的标准和由相位设定装置设定的相位来确定驱动信号之外，还可以基于所设定的标准和所获取的DC电压之间的相对关系确定所述驱动信号。

5.根据权利要求4的装置，其中该功率转换器的输出电压为周期AC电压，该驱动信号确定器包括一存储单元，其储存输出电压每一个周期的多个驱动信号波形，该多个驱动信号波形分别与表示标准变量和DC电压变量之间相对关系的多个值有关，该驱动信号确定器工作以在多个波形中选择一个波形，该选择的一个波形对应于所设定的标准和所获取的DC电压。

6.根据权利要求1的装置，其中该相位设定装置工作以在所述产生的转矩相对于需求转矩不足时，使得该相位提前，并在该产生的转矩相对于需求转矩过量时，使得该相位滞后，并且该标准设定装置工作以：

具有一模型公式，其中旋转机械所产生的转矩被表示为该标准和该相位的函数；且

设定该标准，使得在该模型公式中该转矩相对于该相位的偏微分大于零。

7.根据权利要求1的装置，其中该转子具有一个磁场，且该两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q轴坐标系，该d轴表示该转子磁场的一个方向，该q轴具有一相位，该相位在转子旋转期间相对于d轴领先π/2弧度的电角度，并且该标准设定装置工作以基于所述输出电压设定该标准，使得流过旋转机械的d轴的电流等于或小于零。

8.根据权利要求1的装置，其中该转子具有一个磁场，且该两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q轴坐标系，该d轴表示该转子磁场的一个方向，该q轴具有一相位，该相位在转子旋转期间相对于d轴领先π/2弧度电角度，并且该标准设定装置工作以基于所述输出电压设定该标准，使得流过旋转机械的q轴的电流信号与需求转矩信号相匹配。

9.根据权利要求1的装置，其中该旋转机械具有一个电枢，且该标准设定装置工作以基于所述输出电压设定标准，从而在流过旋转机械电枢的电枢电流的任意值时，都能最高效地在旋转机械中形成转矩。

10.根据权利要求1的装置，其中该标准设定装置工作以基于一电压向量设定标准，从而在流过旋转机械电枢的电枢电流，都能最高效地在旋转机械中形成转矩，该电压向量通过从功率转换器的输出电压向量中减去一部分形成，该部分被旋转机械中的感生电压所抵消。

11.根据权利要求1的装置，其中该转子具有一个磁场，且该两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q轴坐标系，该d轴表示该转子磁场的方向，该q轴具有一在转子旋转期间相对于d轴领先π/2弧度电角度的相位，并且该标准设定装置基于该输出电压设定该标准，以使得流过d轴的电流变为零。

12.根据权利要求1的装置，其中该标准设定装置工作以利用一函数来设定该标准，该函数被构造成在输入需求转矩时输出所述标准与所述旋转速度的差值。

13.根据权利要求1的装置，其中该驱动信号确定器工作以计算功率转换器的电压利用系数，并且在该计算的电压利用系数等于或大于一个预设值时将该驱动信号施加给该切换元件。

14.根据权利要求13的装置，进一步包括：

一电流反馈控制单元，在所述计算的电压利用系数低于该预设值时，该电流反馈控制单元工作以基于一个实际流过旋转机械的电流确定一个电流反馈驱动信号，并且将该电流反馈驱动信号施加给该切换元件从而驱动该切换元件，从而将所述实际流过该旋转机械的电流调整为基于需求转矩的电流的指令值。

15.根据权利要求14的装置，其中该电流反馈控制单元包括一个指令电压计算器，其工作以计算旋转机械输出电压的指令值，该旋转机械输出电压的指令值作为一个参数用于确定所述电流反馈驱动信号，以及

该标准设定装置工作以在用于该功率转换器切换元件的驱动由电流反馈控制单元切换到驱动信号确定器时，基于由指令电压计算器计算的指令值来设定该标准的初始值。

16.根据权利要求15的装置，其中该标准设定装置包括：

标准计算器，其工作以基于由该相位设定装置设定的相位和独立于该标准的初始值的转子的旋转速度计算该标准的值；以及

改变单元，该改变单元工作以逐渐地将由该标准设定装置设定的标准从初始值变为该标准的计算值。

17.根据权利要求14的装置，其中该电流反馈控制单元包括：

指令电压计算器，其工作以计算旋转机械输出电压的指令值，该旋转机械输出电压的指令值作为一个参数被用于确定所述电流反馈驱动信号；以及

初始值设定装置，其工作以基于由该标准设定装置设定的标准和由该相位设定装置设定的相位，在用于该功率转换器切换元件的驱动由该驱动信号调节器切换到该电流反馈控制单元时，设定由该指令电压计算器计算的指令值的初始值。

18.根据权利要求1的装置，进一步包括：

限制单元，在流过该旋转机械的电流等于或大于阈值时，一旦该切换元件被该驱动信号驱动，该限制单元工作以基于该功率转换器的输出电压限制该标准，即使转子的旋转速度的变化量等于或小于第一预设值并且需求转矩的变化量等于或小于第二预设值。

19.一种控制系统，包括：

功率转换器；和

根据权利要求1的控制装置。

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