CN101577522B - 对回转机械实施改进控制的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及对回转机械实施改进控制的装置，在该装置中，相位设定装置，基于产生的转矩和回转机械所需的转矩的差量，设定定义在回转机械转子中的两相旋转坐标系中的功率转换装置的可变输出电压的矢量相位。标准设定装置，基于相位设定装置设定的相位和转子的旋转速度，来设定在两相旋转坐标系中输出电压矢量的标准。驱动信号确定装置，基于相位设定装置设定的相位和标准设定装置设定的标准，确定驱动信号，以及将驱动信号应用于开关部件由此驱动开关部件使得将产生的转矩调整至所需的转矩。

Description

对回转机械实施改进控制的装置

技术领域

本发明涉及一种驱动功率转换器的装置，所述功率转换器具有开关元件以及在回转机械端和DC(直流)供电单元之间可操作性地建立电性连接以将回转机械的实际转矩调整到要求的转矩。

背景技术

上述控制装置的类型被配置为执行电流反馈控制以将回转机械的实际转矩调整到要求的转矩。这种类型的典型控制装置对于以功率逆变器为例的转换器的开关元件来说以PWM(脉冲宽度调制)控制模式操作。

三相电机的控制装置以PWM控制模式操作来计算三相电机每个相绕组的基本上为正弦波的指令电压；上述指令电压要求同流过每个相绕组的实际电流相匹配以及以期望的周期指令电流反馈。

控制装置以PWM控制模式操作将每个相绕组的正弦波指令电压同三角波(或锯齿波)载波相比较。基于上述比较结果，控制装置以PWM模式操作来分别地导通和关断逆变器的桥式开关元件中的每一个。这将逆变器的输入DC电压调制为应用于回转机械的每个相绕组的AC(交流)电压。

导通和关断时间的调整，即为，由控制装置控制的桥式开关元件中的每一个的占空(占空比)将应用于每个相绕组的AC电压同指令电压相匹配。这使得流过每个相绕组的实际电流匹配于期望周期指令电流。流过每个相绕组的实际电流工作以产生同每个单相绕组的期望指令电流相对应的转矩。

三相电机的PWM控制模式需要在三相电机较高的速度范围内来增加指令电压。桥式逆变器将指令电压的幅值的上限值限定为基本上为逆变器的输入DC电压的一半。这是因为基本上为逆变器的输入DC电压的一半应用于每个相绕组。

因此，当指令电压的幅值增加到大于逆变器输入DC电压的一半时，逆变器的实际输出电压同指令电压不相匹配。

因此，在三相电机的较高速度范围内，采用单脉冲控制模式代替PWM控制模式已经被执行。

控制装置在三相电机的较高速度范围内以单脉冲控制模式操作来分别导通和断开逆变器的开关元件的每一个使得开关元件的每一个的导通和断开时间基本上同周期指令电流的周期相匹配；这个周期同2π弧度的电角度相对应。

控制装置在三相电机的较高速度范围内以单脉冲控制模式来操作所提供的电压利用因数比在较高速度范围内采用PWM控制模式时获得的电压利用因数更大。电压利用因数含义是逆变器输出电压的幅值同逆变器输入DC电压的比值。

可是，单脉冲控制模式突然地，即间断地增加了电压利用因数从PWM控制模式的指令电压的幅值达到逆变器输入DC电压的一半的时刻所获得的电压利用因数的数值。

不间断地将逆变器控制模式从PWM控制模式改变为单脉冲控制模式的另一控制方法在日本专利申请公开号H09-047100中公开。

上述专利公开中的方法被设计为，当PWM控制模式时的指令电压的幅值达到逆变器输入DC电压的一半时，使用存储在ROM中的周期性的重复脉冲模型和在d-q坐标系中的指令电压矢量的相位。d-q坐标系中的d轴与三相电机的转子N极中心在一条直线上，以及其中q轴具有超前三相电机旋转期间相应d轴π/2弧度电角度的相位。

上述方法也被设计为依照周期性的重复脉冲的模型来导通和关断桥式开关元件中的每一个。

这使得在PWM控制模式中的指令电压的幅值基本上达到逆变器输入DC电压的一半的时刻所获得的电压利用因数不间断地转换为采用单脉冲控制模式所获得的电压利用因数成为可能。

发明内容

本申请的发明者已经发现指令电压的增加超过逆变器输入DC电压的一半时，可能因为高次谐振而造成流过每个相绕组的实际电流的波形畸变，从而导致了电流反馈控制性能的降低。

这意味着为了保持电流反馈控制的高性能，d-q坐标系中的指令电压矢量可能没有被适当的确定。

为了这个原因，上述专利公开中使用d-q坐标系中的指令电压矢量的相位的方法可能使得当逆变器的控制从PWM控制模式移到单脉冲控制模式时的电流反馈控制性能保持在高水平是困难的。

考虑到背景技术，本发明的至少一个方面的目标是为了提供一种驱动功率转换器的装置，所述功率转换器具有开关元件以及在回转机械终端和DC供电单元之间可操作性地建立电性连接以控制回转机械，使得将回转机械的实际转矩调整到要求的转矩。这些装置具有改进的结构，即使需要较高的电压利用因数，回转机械的控制性能仍保持在高水平。

依据本发明的一个方面，提供一种驱动功率转换器的开关部件的装置以从电源的DC(直流)电压产生功率转换器的可变的输出电压。输出电压应用于回转机械以及在回转机械中产生转矩。所产生的转矩允许回转机械的转子旋转。上述装置包括相位设定装置，其基于所产生的转矩和回转机械所需的转矩之间的差值来设定在转子中定义的旋转两相坐标系中功率转换器的输出电压的矢量的相位。上述装置包括标准设定装置，其基于由相位设定装置设定的相位和转子的旋转速率来设定两相旋转坐标系中输出电压的矢量标准。上述装置包括驱动信号确定装置，其基于由相位设定装置设定的相位和标准设定装置设定的标准确定驱动信号，以及将驱动信号用于开关部件，从而驱动开关部件以致产生的转矩被调整至所需的转矩。

根据本发明的另一方面，提供一种控制系统，其包括依据本发明的一方面的功率转换器，以及依据本发明的一方面的控制装置。

附图说明

从下列实施例的描述和附图中，本发明的其他目标和方面将变得很清楚，其中：

图1是依据本发明的第一实施例的控制系统的电路框图；

图2示出了等同于依据第一实施例所执行的任务的控制器的功能模块的结构图；

图3示出了依据第一实施例的控制器执行程序的流程图；

图4A示出了依据第一实施例的功率流控制模式中控制系统操作期间的第一标准的基本约束条件的示图；

图4B示出了依据第一实施例在d-q坐标系中的第一标准的矢量图；

图5示出了依据本发明的第一实施例的图2所示的标准计算器的功能结构的框架图；

图6示出了依据本发明的第二实施例的图2所示的标准计算器的功能结构的框架图；

图7示出了依据本发明的第三实施例的图2所示的标准计算器的功能结构的框架图；以及

图8示出了依据本发明的第四实施例的控制器所执行的电流限制程序的流程图。

具体实施方式

本发明的实施例将在下文中根据相应的附图来描述。在每个实施例中，本发明是，例如，应用于安装在混合动力车辆中的三相发电机的控制系统；这种三相发电机是各种不同类型的多相回转机械的一个示例。

提到附图，其中相同的参数特征在几个附图中代表着相同的部件，特别是对图1，其描述了三相电动发电机，简称为安装在混合动力车辆中的“电动发电机(MG)”10。在第一实施例中，作为电动发电机10，具有使用凸极结构的凸极电机。例如，作为电动发电机10，使用IPMSM(内部永磁同步电机)。

在图1中，也描述了一种控制系统50。上述控制系统50装配了用作功率转换器的逆变器IV，电压转换器CV，高压电池12，界面13，控制装置14，和门极驱动器52，54，56，58，60，62，64和66。

具体地，电动发电机10和高压电池12之间能通过逆变器IV和电压转换器CV建立电性连接。

例如，电动发电机10提供了具有转子铁芯的环形转子。转子铁心，例如，直接或间接耦合到安装在混合动力车辆的引擎的机轴。

转子具有凸极结构。

具体地，转子的转子铁心在环向部分装备至少一对永磁体。所述至少一对永磁体被如此安装在转子铁心的外围：在转子铁心的环形方向以正规的间隔沿着转子铁心的中心轴对称地排列。

所述至少一对永磁体中的一个具有北极(N极)径向从转子铁心的中心指向外面。另一永磁体具有南极(S极)径向从转子铁心的中心指向外面。

转子具有横轴(d轴)符合由N极产生的磁力线的方向，换句话说，符合转子N极中心线。转子还具有纵轴(q轴)带有超前转子旋转期间相应d轴的π/2弧度电角度的相位。上述d轴和q轴构成了在电动发电机10的转子中定义的d-q坐标系(两相旋转坐标系)。

上述d轴中的电感Ld小于上述q轴中的电感Lq因为永磁体具有的永磁常数小于铁的永磁常数。电机具有凸极结构意味着每个电机具有转子的电感特性。

电动发电机10也具备定子。定子包括例如，在其侧面交叉部分具有环形形状的定子铁心。定子铁心布置在环绕转子铁心的外围，使得定子铁心的内围正对转子铁心的外围并带有预设的气隙。

例如，定子铁心也具有多个槽。所述槽形成穿过定子铁心和以给定的间距环向排列。定子也包括一组三相绕组(缠绕在定子的槽中的电枢绕组。

三相绕组缠绕在槽中比如U相，V相和W相绕组以电角度，比如2π/3弧度同相地彼此移相。

U相，V相和W相绕组的一端相互连接，例如，以星形连接形成中性点。

电动发电机10可操作地在它的三相绕组处接收三相电流，因此产生旋转磁力线；这允许转子基于旋转磁力线和转子磁力线之间的磁引力旋转。

电压转换器CV包含线圈L，电容器C1，电容C2，一对串联连接的开关元件CV1和CV2，以及一对飞轮二极管Dp和Dn。

电容器C1的一个电极连接到高压电池12的正极，和另一端连接到高压电池12的负极。线圈L的一端连接到高压电池12的正极和电容器C1的一个电极。

在第一实施例中，IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)分别用作开关元件CV1和CV2。飞轮二极管Dp和Dn分别同开关元件CV1和CV2反并联。线圈L的另一端连接到开关元件CV1和CV2的串联电连接点。

当功率MOSFET被用作一对开关元件CV1和CV2，功率MOSFET的固有二极管可被用作飞轮二极管，因此取消使用飞轮二极管。

电容器C2和一对高边和低边开关元件CV1和CV2并联连接。

高压电池12被设计为可充电电池以及具有常用电压，例如，288V。

例如，当控制系统50在功率流控制模式中操作时，电压转换器CV的开关元件CV1和CV2被驱动导通和关断。通过导通和关断开关元件CV1和CV2将电磁能量存储在线圈L中以将电池12的电压转换为较高的电压。例如，当电池12的电压，如提到的“电池电压”为288V，电压转换器CV将288V的电池电压转换为666V。

另外，当控制系统50在混合动力车辆制动期间以再生控制模式操作时，电动发电机10作为发电机将基于电动发电机10旋转的机械能转换为电能。电能被逆变器IV转换为DC电能。电压转换器CV的开关元件CV1和CV2被驱动导通和关断。通过开关元件CV1和CV2的导通和关断将基于被转换的DC电能的电容C2上的电压转换为基于电感L上的电压下降的较低的电压。上述从电容C2上的电压降低的较低的电压用于给电池12充电。

逆变器IV被设计为三相逆变器。逆变器IV提供第一对串联连接的高边和低边开关元件Sup和Sun，第二对串联连接的高边和低边开关元件Svp和Svn，和第三对串联连接的高边和低边开关元件Swp和Swn。逆变器IV还提供飞轮二极管Dup，Dun，Dvp，Dvn，Dwp和Dwn分别同开关元件Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn反并联电连接。

在第一实施例中，开关元件Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn分别使用IGBT。

当功率MOSFET被用作开关元件Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn时，功率MOSFET的固有二极管能被用作飞轮二极管，因此取消使用飞轮二极管。

第一至第三对开关元件以桥式结构相互并联连接。

第一对开关元件Sup和Sun的串联连接点连接到从U相绕组的另一端延伸出来的输出端引线。类似地，第二对开关元件Svp和Svn的串联连接点连接到从V相绕组的另一端延伸出来的输出端引线。而且，第三对开关元件Swp和Swn的串联连接点连接到从W相绕组的另一端延伸出来的输出端引线。

第一，第二和第三对串联连接的开关元件中的每一对的一端，例如相应高边开关元件的漏极，通过逆变器IV的正极端Tp，开关元件CV1和线圈L连接到电池12的正极。第一，第二和第三对串联连接的开关元件中的每一对的另一端，例如相应低边开关元件的源极，通过逆变器IV的负极端Tn连接到电池12的负极。

换句话说，电池12并联连接第一，第二和第三对上臂和下臂开关元件。

控制系统50配置有检测电动发电机10和逆变器IV中的每一个的操作条件的装置，旋转角度传感器15，电流传感器16，17和18，以及电压传感器19。

旋转角度传感器15被配置为，例如，接近电动发电机10的转子以及可操作地测量相对于固定在描述定子三相绕组特征的空间中的定子坐标系的转子d轴的实际旋转角度(电角度)θ。旋转角度传感器15还可操作地测量转子d轴的实际电角度速率(旋转速率)ω。电角度速率ω在下文中被称为“角速度ω”。旋转角度传感器15通过界面13同控制器14通信以及可操作地发送给控制器14，转子所测量的实际旋转角度θ和角速度ω作为电动发电机的一些状态变量。

电流传感器16被设置为允许实际流过定子U相绕组的瞬时U相交流电流的测量。同样，电流传感器17被设置为允许实际流过定子V相绕组的瞬时V相交流电流的测量。电流传感器18被设置为允许实际流过定子W相绕组的瞬时W相交流电流的测量。

电流传感器16，17和18通过界面13同控制器14通信。

具体地，电流传感器16，17和18中的每一个可操作地将U相，V相和W相中相应的一个的交流电流的瞬时值作为一些电动发电机状态变量发送给控制器14。

电压传感器19被配置为允许基于电池电压的将被应用于逆变器IV的输入电压VDC的测量。电压传感器19通过界面13同控制器14通信，以及可操作地将应用于逆变器IV的逆变器输入电压VDC作为电动发电机的一个状态变量发送给控制器14。

控制器14被设计为，例如，计算机电路基本上由例如CPU，I/O界面，和存储单元构成，以及在低于电池电压VBE的电压上操作。此外，控制器14构成低压系统，以及电动发电机10，逆变器IV，转换器CV和高压电池12构成高压系统。

界面13提供光耦器作为绝缘体的示例。界面13被配置为在低压系统(控制器14)和高压系统之间建立电绝缘，以及允许二者之间的通信。

控制器14同安装于混合动力车辆中的所需转矩输入设备51通信。所需转矩输入设备51可操作地输入使用者的命令转矩(所需转矩)，比如使用者的加速命令给控制器14。

例如，安装在混合动力车辆的加速器位置传感器能被用作所需转矩输入设备51。具体地，加速器位置传感器可操作地感测由驱动器操作的混合动力车辆的加速器踏板的实际位置以及发送，代表驱动器的所需转矩的数据，所感测的加速器踏板的实际位置给控制器14。代表所需转矩变量的数据在下文中被称为“所需转矩数据”。

开关元件CV1，CV2，Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn具有控制端，比如门极，分别连接到门极驱动器电路52，54，56，58，60，62，64和66。

门极驱动器电路52，54，56，58，60，62，64和66通过界面13同控制器14通信。

控制器14可操作地产生：

驱动信号gcp用于驱动开关元件CV1；

驱动信号gcn用于驱动开关元件CV2；

驱动信号gup用于驱动开关元件Sup；

驱动信号gun用于驱动开关元件Sun；

驱动信号gvp用于驱动开关元件Svp；

驱动信号gvn用于驱动开关元件Svn；

驱动信号gwp用于驱动开关元件Swp；以及

驱动信号gwn用于驱动开关元件Swn。

每个驱动信号gcp，gcn，gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn是可控占空比(可控脉冲宽度，或者可控周期)的脉冲信号。

具体地，控制器14可操作地使每个门极驱动器电路52，54，56，58，60，62，64和66将相应每个驱动信号gcp，gcn，gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn应用于相应的每个开关元件Scp，Scn，Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn。这允许相应的每个开关元件Scp，Scn，Sup，Sun，Svp，Svn，Swp和Swn在相应的每个驱动信号gcp，gcn，gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn的脉冲宽度期间(导通期间)被驱动。

图2示出了等同于控制器14所执行的任务的控制器14的功能模块的结构图。

如图2所示，控制器14包括电流反馈控制单元20，转矩反馈控制单元30，和开关控制单元60，这些单元20，30，和60可操作地彼此连接。

接下来，电流反馈控制单元20中的功能模块，转矩反馈控制单元30中的功能模块，开关控制单元60中的功能模块，以及如何设计转矩反馈控制单元将在下文中以这样的顺序描述。

包含在控制器14中的每个或一些功能模块能被设置为硬件逻辑电路，可编程逻辑电路，或者硬件-逻辑和可编程-逻辑混合电路。

电流反馈控制单元

电流反馈控制单元20包括命令电流设置装置22，差量计算器23a和23b，反馈控制模块24和25，不交互控制模块26，三相转换器28，驱动信号发生器29，和两相转换器40。通过模块22，23a，23b，24，25，26，28，29和40执行下文中描述的电流反馈控制任务。

两相转换器40具有，例如，数据表格式和/或程序格式的图。所述图允许两相转换器计算余弦函数。

具体地，两相转换器40工作以接收分别由电流传感器16，17和18测量的U相，V相和W相的实际瞬时交流电流iu，iv和iw以及由旋转角度传感器15测量的实际旋转角度θ。

两相转换器40也基于所接收到的实际旋转角度θ和图工作将所接收到的定子坐标系中的U相，V相和W相的实际瞬时交流电流iu，iv和iw转换为在转子d-q坐标系中的实际d轴和q轴的电流成分id和iq。

命令电流设置装置22工作以接收从所需转矩输入设备51输入的所需转矩数据。命令电流设置装置22工作以基于提供的所需转矩数据，例如，下文中描述的最大转矩控制，设置转子d-q坐标轴系中命令d轴电流成分idc和命令q轴电流成分iqc。

差量计算器23a工作以计算命令d轴电流成分idc和实际d轴电流成分id之间的差量Δid。差量计算器23b工作以计算命令q轴电流成分iqc和实际q轴电流成分iq之间的差量Δiq。

反馈控制模块24工作以基于差量Δid来设置d轴中的命令电压vdc’；命令电压vdc’允许命令d轴电流成分idc同所测量的实际d轴电流成分id相匹配。

反馈控制模块25工作以基于差量Δiq来设置q轴中的命令电压vqc’；命令电压vqc’允许命令q轴电流成分iqc同所测量的实际q轴电流成分iq相匹配。

具体地，在第一实施例中，每个反馈控制模块24和25使用成比例积分反馈算法的成比例增益项和积分增益项来计算相应一个的命令电压vdc’和vqc’。

在成比例积分反馈算法中，每个命令电压vdc’和vqc’基于成比例增益项和积分增益项被表示。

每个命令电压vdc’和vqc’的成比例增益项促使与相应暂时变量Δid和Δiq成比例的相应命令电压vdc’和vqc’的变化。积分增益项与每个暂时变量Δid和Δiq的瞬时值随时间的累积偏移成比例将随时间累积的偏移量(稳定状态的变化量)重设为0。

无交互控制模块26，在图2中缩写为“无交互”，其基于实际d轴和q轴电流成分id和iq以及电动发电机10的实际角速度ω工作以执行命令电压vdc’和vqc’的前馈修正。

具体地，无交互控制模块26基于实际d轴和q轴电流成分id和iq以及电动发电机10的实际角速度ω计算前馈项。前馈项工作以，例如，取消在每个命令电压vdc’和vqc’中的d-q轴交叉耦合项。

于是，无交互控制模块26基于所计算的前馈项来修正命令电压vdc’和vqc’以分别产生在d-q轴坐标系的d轴和q轴中的命令电压vdc和vqc。d-q轴坐标系的d轴和q轴中的命令电压vdc和vqc被传递到三相转换器28。

三相转换器28具有，例如，数据表格式和/或程序格式的图。所述图允许三项转换器计算余弦函数。

具体地，三相转换器28工作基于实际旋转角度θ和图将d-q轴中的命令电压vdc和vqc转换为电动发电机10的U相，V相和W相绕组相应的U相命令电压Vuc，V相命令电压Vvc，和W相命令电压Vwc。U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc例如基本上分别同正弦波相对应。

驱动信号产生器29工作以产生，基于：U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc，逆变器输入电压和三角波(锯齿波)载波，第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1。每个第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1是占空比可控(脉冲宽度可控)的脉冲信号。

具体地，驱动信号产生器29工作以：

标准化由逆变器输入电压VDC划分的每个U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc。

在幅值上将标准化的U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc同三角波相比较以产生第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1。

所产生的第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1被传递到下文所述的开关控制单元60的选择器44。

转矩反馈控制单元

转矩反馈控制单元30包括转矩评估装置42，差量计算装置32，相位设定装置34，标准设定装置36和驱动信号产生装置38。模块42，32，34，36和38的协作操作执行下文中所述的转矩反馈控制任务。

转矩评估装置42工作以基于由两相转换器40传递来的d轴和q轴的电流成分id和iq来计算将由电动发电机10产生的评估转矩Te。

差量计算装置32工作以计算所需转矩Td和评估转矩Te的差量Δ。

相位设定装置34工作以基于从差量计算装置32传递来的差量Δ来设定在d-q坐标系中逆变器IV的输出电压的相位δ。

具体地，在第一实施例中，相位设定装置34使用成比例的积分反馈算法中成比例增益项和积分增益项来计算逆变器输出电压的相位。

在成比例的积分反馈算法中，逆变器输出电压的相位基于成比例增益项和积分增益项来表示。

成比例增益项促使与差量Δ成比例的逆变器输出电压的相位的变化。积分增益项与差量Δ的瞬时值随时间的累积偏移量成比例将随时间累积的偏移量(稳定状态的变化量)重设为0。

例如，相位设定装置34被配置为设定相位δ使得当评估转矩Te小于所需转矩Td时，相位δ超前，以及当评估转矩Te变得大于所需转矩Td时，相位δ滞后。

标准设定装置36工作以基于从相位设定装置34传递来的相位δ和电动发电机10的实际角速度ω来设置在d-q坐标系中的逆变器输出电压的矢量标准Vn。

矢量标准定义为矢量分量的平方根。

具体地，标准设定装置36包括标准计算装置36a，比例积分(PI)控制模块36b和选择器36c。

标准计算装置36a基于相位δ和实际角速度ω以及关于第一标准Vn1、相位δ和实际角速度ω的关系式来计算逆变器输出电压的第一标准Vn1，这个关系式在下文中描述。

PI控制模块36b使用比例积分反馈算法的比例增益项和积分增益项来计算逆变器输出电压的矢量标准Vn2。

在比例积分反馈算法中，第二标准Vn2基于比例项和积分增益项来表达。

比例增益项促使与第二标准Vn2和第一标准Vn1的差量成比例的第二标准Vn2的变化。积分增益项与第二标准Vn2和第一标准Vn1的差量的瞬时值随时间的累积偏移量成比例将随时间的累积偏移量(稳定状态的差量)重置为0。

选择器36c从第一和第二标准Vn1和Vn2中选择，当第二标准Vn2和第一标准Vn1的差量的绝对值大于预设极限时，选择第二标准Vn2作为逆变器输出电压的标准Vn。选择器36c从第一和第二标准Vn1和Vn2中选择，当第二标准Vn2和第一标准Vn1的差量的绝对值等于或小于预设极限时，选择第一标准Vn1作为逆变器输出电压的标准Vn。

驱动信号产生装置38工作以基于相位δ，分别由相位设定装置34和标准设定装置36设定的标准Vn，逆变器输入电压VDC，和实际旋转角度θ来生成第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。每个第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2是脉冲信号。

具体地，驱动信号生成装置38其中存储多幅图M，每一个由例如数据表或程序构成。每幅图M代表的函数(关系)关于：

与U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc，Vwc中的一个的每个周期(电角度360度)中，相应的第一到第三对开关元件中的一对的驱动信号波形；以及

逆变器IV能提供的多个电压利用因数的预备值中的每一个。

例如，如图2所示，图M中包括的图M1代表了U相命令电压Vuc的每个周期(电角度2π)中第一对开关元件Sup和Sun的驱动信号的波形和多个预备的电压利用因数中的一个之间的关系。一对高边和低边开关对将被简称为“一个开关对”，和其中每一对在下文中被称为“每个开关对”。第一对开关元件Sup和Sun将在下文中被称为“第一开关对”。

如图2所示，第一开关对的驱动信号的最高水平“H”代表着高边开关元件Sup的开状态和低边开关元件Sun的关状态。其中低水平“L”代表着低边开关元件Sun的开状态和高边开关元件Sup的关状态。

如第一开关对(Sup和Sun)的驱动信号波形的典型性描述，在多个图M中的每一个，相应高边开关元件的导通期间的总量等同于相应低边开关元件。每个开关对的上述驱动信号波形允许逆变器输出电压在相应每个电角度的周期内正负平衡。

另外，在多个图M中的每一个中，每个开关对的驱动信号的波形具有相对于对应于电角度π(180度)的半周期的点成反对称.

例如，在图M1中，第一开关对(Sup和Sun)的开和关期间当从半周期的点到较低相位侧看时被交替设置为W1，W2，W3，W4和W5。类似地，在图M1中，第一开关对(Sup和Sun)的开和关期间当从半周期的点到较高相位侧看时被交替设置为W1，W2，W3，W4和W5。这个波形设计允许逆变器输出电压尽可能地大体接近正弦电压。

具体地，驱动信号产生装置38计算逆变器输出电压矢量标准Vn(幅值)的变量和逆变器输入电压VDC的变量的比值作为电压利用因数的数值。

基于电压利用因数的计算数值，驱动信号产生装置38从多幅图M中为每个开关对选择一幅图；所选择的图对应于电压利用因数的计算数值。

多个电压利用因数的预备数值的上限值例如被设置为基本上为0.78。基本上为0.78的电压利用因数被认为是当控制器14以前述单脉冲控制模式控制逆变器IV时的最大值。

因为这个原因，当电压利用因数的计算数值是0.78时，驱动信号产生装置38从多个图M中为每个开关对选择一幅图；所选择的图对应于相应一个开关对的电压利用因数的计算数值0.78。

一幅所选择的对于每个开关对的图的驱动信号波形被配置为相应一个开关对的开和关周期同相应相位命令电压的周期匹配。

在为每个开关对选择一幅图完成之后，驱动信号产生装置38工作以基于从相位设定装置34传递来的相位δ设定包含在为每个开关对选择的图中的驱动信号波形的输出定时。

然后，驱动信号产生装置38工作以：

确定每个开关对的驱动信号对；这对驱动信号具有包含在对于每个开关对所选择的一图中的驱动信号波形中相应的一个；

输出，作为每对第二驱动信号gup2和gun2，gvp2和gvn2，gwp2和gwn2，所述每个开关对的驱动信号对在相应的一个输出定时设置从而输出给选择器44。

开关控制单元

开关控制单元60包括开关控制模块46和选择器44。

开关控制模块46工作以执行电流反馈控制模式和转矩反馈控制模式的切换，在电流反馈控制模式中，电流反馈控制单元20执行上文提到的电流反馈控制任务，在转矩反馈控制模式中，转矩反馈控制单元30执行上文提到的转矩反馈控制任务。

选择器44工作以选择下列任何之一：

第一组第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1；以及

第二组依照从开关控制模块46传递来的开关指令的第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。

开关控制模块46所执行的程序将在下文中结合附图3描述。所述程序为，例如，编程在控制器14中将以预设周期反复执行。

启动程序，开关控制模块46确定逆变器IV是否以电流反馈控制模式控制使得在步骤S10中第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1由选择器44选择输出给相应驱动电路56，58，60，62，64和66。

在确定逆变器IV以电流反馈控制模式控制(在步骤S10中为是)，在步骤S12中开关控制模块46获得逆变器输入电压VDC，以及在步骤S14中获得来自于三相转换器28的U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc。

接下来，在步骤S16中开关控制模块46基于所获得的逆变器输入电压VDC和U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc计算调制因数。注意调制因数被定义为每个U相，V相和W相命令电压Vuc，Vvc和Vwc的幅值与逆变器输入电压VDC一半的比值。

接着，在步骤S18中开关控制模块46确定计算的调制因数是否大于预设极限值α。在步骤S18中的确定将决定逆变器IV的控制模式是否从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式。在第一实施例中，极限值α预设为“1”。

具体地，当调制因数超过极限值α时，即，每个命令电压Vuc，Vvc和Vwc的幅值超过逆变器输入电压VDC的一半(在步骤S18中确定为是)，开关控制模块46确定为：

逆变器IV的每相实际输出电压可能不与相应命令电压Vuc，Vvc和Vwc中的一个相匹配。

因此，开关控制模块46将决定，如果电流反馈控制模式在调制因数超过极限值α时继续，那么发动机10的控制性能可能被降低。

注意极限值α可能被预设为大于“1”的数值，比如“1.15”。具体地，即使调制因数超过“1”，众所周知的用于控制逆变器IV的过调制矢量控制其调制因数保持在从“1”到极限值α的过调制控制范围以内允许逆变器IV的电流反馈控制保持高性能。因此，当众所周知的过调制控制的功能模块安装在控制器14中，设置极限值基本上为“1.15”是可能的。

在步骤S20中，开关控制模块46将逆变器IV的控制模式从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式。

具体地，在步骤S20中，开关控制模块46重置相位δ为初始值δ0；这个初始值δ0以下述等式确定：

$\mathrm{\δ}0={\tan }^{-1}\left(\frac{-\mathrm{Vdc}}{\mathrm{Vqc}}\right)$

在步骤S20中，开关控制模块46将由PI控制模块36b计算的第二标准Vn2重置为初始值Vn2(0)；初始值Vn2(0)由下述等式确定：

$\mathrm{Vn}2\left(0\right)=\sqrt{{\mathrm{vdc}}^2+{\mathrm{vqc}}^2}$

具体地，初始值Vn2(0)被设置为第二标准Vn2的积分增益项的初始值。

这允许标准设定装置36设定初始值Vn2(0)作为标准Vn的初始数值。

其后，标准选择器36逐渐将标准Vn从初始值Vn2(0)向第一标准Vn1改变。这防止了标准Vn突然改变即使基于由电流反馈控制单元20设置的命令电压vdc和vqc标准从第一标准Vn1发生偏移；当逆变器IV的控制从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式时这个第一标准Vn1由标准计算器36a计算。

在步骤S20中，开关控制模块46传递开关指令给选择器44以选择第二组第二驱动信号gup2，gu2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。

依据开关指令，选择器44选择第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2作为驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn，以及发送驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn分别给驱动电路56，58，60，62，64和66。

另一方面，在步骤S10中，在确定逆变器IV以转矩反馈控制模式控制(在步骤S10中为否)，开关控制模块46决定从转矩反馈控制单元30输出的第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2驱动逆变器IV。然后，在步骤S22中，开关控制模块46获得逆变器输入电压VDC，以及在步骤S24中获得由标准设定装置36设置的标准Vn。

接下来，在步骤S26中，开关控制模块46决定所获得的标准Vn是否等于或小于“3/8”的平方根，系数K和逆变器输入电压VDC的乘积。在步骤S26中的操作决定逆变器IV的控制模式是否从转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式。

具体地，当调制因数被设为“1”，每个命令电压Vuc，Vvc和Vwc的幅值(峰值)被设定为“VDC/2”。这意味着每个命令电压Vuc，Vvc和Vwc的RMS值等于“

”。对应于任意相邻两相之间的线线命令电压的逆变器IV的输出电压的RMS数值是

和一相命令电压的乘积；这个乘积等于“

”等于“

”。因此，当标准Vn等于逆变器输入电压VDC和“3/8”的平方根的乘积时，调制因数设定为“1”。

注意系数K工作以精密地移动，从“1”，当逆变器IV的控制模式从转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式的时刻的调制因数。系数K被设置为防止由从电流反馈控制模式和转矩反馈控制模式之间的移动决定的震荡。例如，系数K被设定为大于0，且小于2。

在决定获得的标准Vn等于或小于“3/8”的平方根，系数K和逆变器输入电压VDC的乘积(在步骤S26中为是)时，在步骤S28中开关控制模式46将逆变器IV的控制模式从转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式。

具体地，在步骤S28中，开关控制模块46为电流反馈控制单元20设置命令电压vdc和vqc的初始值为由转矩反馈控制单元30设置的逆变器输出电压的矢量。

换句话说，在步骤S28中，开关控制模块46为电流反馈控制单元20设置命令电压vdc和vqc的初始值(vd0，vq0)为在d-q坐标系中矢量分量(-Vn·sinδ，Vn·cosδ)。更具体地，开关控制模块46设置，从d-q坐标系中矢量分量(-Vn·sinδ，Vn·cosδ)的每一个中减去无交互控制模块26的输出所得到的值为反馈控制模块24和25的每一个的积分增益项的初始值。

在步骤S20中，开关控制模块46传递开关指令给选择器44以选择第一组第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1。

依据开关指令，选择器44选择第一驱动信号gup1，gun1，gvp1，gvn1，gwp1和gwn1作为驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn，以及发送驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn分别给驱动电路56，58，60，62，64和66。

当在步骤S20或S28中任一操作完成时，开关控制模块46终止程序。类似地，当在步骤S18或S26任一步骤中作出否定决定，开关控制模块46终止程序。

每个驱动电路56，58，60，62，64和66将相应驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn中的一个应用于相应开关元件Sup，Sun，Svp，Svn，Swu和Swn中的一个的门极。这允许每个开关元件Sup，Sun，Svp，Svn，Swu和Swn被相应驱动信号gup，gun，gvp，gvn，gwp和gwn中的一个在脉冲宽度期间(开期间)驱动。

如何设计转矩反馈控制单元

如图2所示，转矩反馈控制单元30被配置为基于独立于U相和q相命令电压的电动发电机10的相位δ和角速度ω配置来设置标准Vn。因此，转矩反馈控制单元30相对自由地设置标准Vn。

因为这个原因，为减少标准Vn使其尽可能小的相位δ的控制允许电压利用因数的控制。这允许驱动信号发生装置38从多幅图M中为每个开关对选择一幅图；为每个开关对所选择的一幅图的驱动信号的波形具有大量的脉冲。这允许逆变器IV的输出电压更加接近正弦电压以减少逆变器输出电压中的谐振畸变。这使得减少谐振电流成为可能。

接下来，如何由标准计算单元36a确定第一标准Vn1将在下文中描述。

图4A示出了在功率流控制模式中控制系统50操作期间的第一标准Vn1的基本约束条件。如图4A所示，第一标准Vn1允许被设定在由四条边界线BL1，BL2，BL3和BL4所确定的区域REG中。

边界线BL4代表着第一标准Vn1的上限值；所述上限值代表着电压利用因数为0.78，即当控制器14以单脉冲控制模式控制逆变器IV的操作时的最大数值。

接下来，如何推出代表着由电动发电机10产生的转矩T和在d-q坐标系中的电流矢量(id，iq)的等式作为第一标准Vn1，相位δ，和角速度ω的函数在下文中先于由边界线BL1，BL2和BL3推出的约束条件进行描述。

电动发电机10产生的转矩T由电流矢量ia(id，iq)和总磁通量矢量Φ0(见附图4B)的矢量乘积获得。总磁通量矢量Φ0由电枢绕组磁通量矢量Φ和旋转磁场的磁通量矢量Φa组成。

具体地，由电动发电机10产生的转矩T将由下述使用磁通量矢量Φ，q轴电感Lq，d轴电感Ld，电枢电阻R和转子极对数P(见图4B)的等式(c1)表示：

T＝P{Φ·iq+(Ld-Lq)·id·iq}    [c1]

另外，电压等式由下述等式表示：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{\Φ}\end{array}\right]---\left[c2\right]$

从等式[c2]推出下述等式[c3]：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\frac{1}{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq}}\left[\begin{array}{cc}R& \mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\\ -\mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\Φ}\end{array}\right]---\left[c3\right]$

将等式(c3)代入等式(c1)得到下列等式(c4)：

$T(\mathrm{Vn}1,\mathrm{\δ})$

$=\frac{P\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}{{(R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq})}^2}\{\mathrm{Vn}1\sin (\mathrm{\δ}+\mathrm{\θ}1)-\mathrm{\ω\Φ}\sin \mathrm{\θ}1\}\·$

$[\mathrm{\Φ}(R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq})+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})]\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}\{\mathrm{Vn}1\cos (\mathrm{\δ}+\mathrm{\θ}2)-\mathrm{\ω\Φ}\cos \mathrm{\θ}2\}]---[\left[c4\right]$

其中：

Vd＝-Vn1sinδ

Vq＝Vn1cosδ

$\sin \mathrm{\θ}1=\frac{R}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}$

$\cos \mathrm{\θ}1=\frac{\mathrm{\ωLd}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Ld}}^2}}$

$\sin \mathrm{\θ}2=\frac{R}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}}$

$\cos \mathrm{\θ}2V=\frac{\mathrm{\ωLq}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Lq}}^2}}$

注意边界线BL1代表着转矩T和相应相位δ的部分区别变为正的条件。边界线BL1的条件基于等式[c4]由下列等式[c5a]和[c5b]表示：

如果

$0\≤\mathrm{\δ}\≤\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{\π}}{2}-\mathrm{\θ}1-\mathrm{\θ}2)$

$\mathrm{Vn}1<$

$\frac{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)+\mathrm{\&omega;\&phi;}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\{\sin \mathrm{\&theta;}1\sin (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)-\cos \mathrm{\&theta;}2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)\}}{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (2\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}---\left[c5a\right]$

如果

$\frac{1}{2}(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}1-\mathrm{\&theta;}2)<\mathrm{\&delta;}\&le;\frac{1}{2}(\frac{3\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}1-\mathrm{\&theta;}2)$

$\mathrm{Vn}1>$

$\frac{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)+\mathrm{\&omega;\&Phi;}(\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\{\sin \mathrm{\&theta;}1\sin (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)-\cos \mathrm{\&theta;}2\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)\}}{(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (2\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1+\mathrm{\&theta;}2)}---\left[c5b\right]$

边界线BL1代表的条件允许：

当评估转矩Te相对于所需转矩Td缺乏时，相位δ超前，因此，补偿评估转矩Te的缺乏；以及

当评估转矩Te相对于所需转矩Td变得超出时，相位δ滞后，因此，减少评估转矩Te的超出量。

注意，在第一实施例中，当控制系统50操作在功率流控制模式时相位δ限制在下列等式“0≤δ＜π/2”。另外，当控制系统50操作在再生控制模式时相位δ限制在下列等式“π/2＜δ≤3π/2”。

由于上述原因，相位δ等于或大于3π/2的条件被删除。

边界线BL2代表的条件为d轴电流等于或小于0。边界线BL2由基于等式[c6a]和[c6b]的下列等式[c5a]和[c5b]来表达：

如果

$0\&le;\mathrm{\&delta;}\&le;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}2)$

$\mathrm{Vn}1\&le;\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{Lq\&Phi;}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}2)}---\left[c6a\right]$

如果

$(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}-\mathrm{\&theta;}2)<\mathrm{\&delta;}\&le;\mathrm{\&pi;}$

Vn1≥0     [c6b]

边界线BL3代表的条件为在功率流控制模式中q轴电流等于或大于0。边界线BL3的条件由下式[c7]表达：

$\mathrm{Vn}1\&GreaterEqual;\frac{\mathrm{\&omega;R\&Phi;}}{\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^2}\cos (\mathrm{\&delta;}+\mathrm{\&theta;}1)}---\left[c7\right]$

其中0≤δ＜π-θ1

注意，在再生控制模式中，q轴电流等于或小于0的条件加在第一标准Vn1中。

在第一实施例中，第一标准Vn1被设定在如图4A所示的允许范围REG中。即使每个相位δ和角速度ω被设定，第一标准Vn1不是唯一被确定的。由于这个原因，第一标准Vn1能被自由地设定在允许范围REG内。为了减少逆变器输出电压的谐振畸变，需要尽可能低的减少第一标准Vn1。为了最小化第一标准Vn1，转矩T相对于第一标准Vn1变为0的部分差别的条件加在第一标准Vn1中。

但是，发明人已经发现了第一标准的设计模型，其将在下文中进行描述使得相位δ和第一标准Vn1彼此之间具有一一对应关系是困难的。

因此，在第一实施例中，标准计算单元36a被配置为设置第一标准Vn1使得允许控制器14执行最大转矩控制来调整电流矢量(id，iq)的相位，因而在任意电枢电流值流经电动发电机10a的电枢绕组时获得电动发电机10a的最大转矩。这能当获得所需转矩Td时尽可能小的减少第一标准Vn1。

图5示出了标准计算单元36a加在第一标准Vn1的特殊条件。如图5所示，下式[c8]代表的条件加在第一标准Vn1上以执行最大转矩控制。注意最大转矩控制被设计为在相同电枢电流时总是获得最大转矩，换句话说，在任何电枢电流电动发电机10的转矩都获得最大效率。

最大转矩意味着在功率流控制模式时电动发电机10产生的正的最大转矩，并且意味着在再生控制模式时电动发电机10产生的负的转矩的绝对值是最大的。

$\mathrm{id}=\frac{\mathrm{\&Phi;}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}-\sqrt{\frac{{\mathrm{\&Phi;}}^2}{4{(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}^2}+{\mathrm{iq}}^2}---\left[c8\right]$

等式[c8]由Ohmsha有限公司出版的“Design and Control Interior PermanentMagnet Synchronous motor”的第23页公开。

基于等式[c3]从等式[c8]中除去电流矢量(id，iq)代表着第一标准Vn1作为每个角速度ω和相位δ的函数。特别地，由于计算所得的调制因数大于预设极限值α的转矩反馈控制启动条件建立在电动发电机10的更高速度范围(见步骤S18)，电枢电阻R同与角速度ω成比例的每个d轴和q轴电感Ld和Lq的阻抗比较起来是可以忽略的。

因此，第一标准Vn1由下式[c9]表示：

$\mathrm{Vn}1=\mathrm{\&omega;\&Phi;}\&CenterDot;$

$\frac{(2\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos \mathrm{\&delta;}-\sqrt{\frac{4{\mathrm{Ld}}^2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}{\mathrm{Lq}}{\sin }^2\mathrm{\&delta;}+{\mathrm{Ld}}^2{\cos }^2\mathrm{\&delta;}}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})({\cos }^2\mathrm{\&delta;}-\frac{{\mathrm{Ld}}^2}{{\mathrm{Lq}}^2}{\sin }^2\mathrm{\&delta;})}---\left[c9\right]$

第一标准Vn1的设定依据等式[c9]和所需转矩Td和角速度ω中的每一个由为提供所需转矩Td而需要的最小电枢电流来驱动电动发电机10。

如上所述，根据第一实施例控制系统50配置相位设定装置34，标准设定装置36和驱动信号产生装置38。

相位设定装置34被设计为基于所需转矩Td与评估装置Te的差量Δ，在d-q坐标系中逆变器输出电压的矢量相位δ来设置。

标准设置装置36被设计为基于电动发电机10的相位δ和角速度ω来设置在d-q坐标系中逆变器输出电压矢量的标准Vn。

驱动信号产生装置38被设计为产生第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2来满足逆变器输出电压的标准Vn和相位δ。

根据控制系统50的结构，标准Vn基于独立于d轴和q轴命令电压vdc和vqc的相位δ和角速度ω来自由地设计。这获得了第一个优点即增加了每个第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2的波形设计的灵活性，使得电动发电机10的控制性能保持在高水平成为可能。

控制系统50被配置为确定每个第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2的波形在于：

一个相电流的相应开关对中高边开关每个周期开期间的总量等于一个相电流的相应开关对中低边开关每个周期开期间的总量。换句话说，控制系统50被配置为确定每个第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2的波形在于：

逆变器IV的正端Tp连接到电动发电机10的总周期等于逆变器IV的负端Tn连接到电动发电机10的总周期。

这获得了第二个优点即平衡了在逆变器输出电压的电角度的每个相应周期中的逆变器在正方向和反方向的输出电压。

控制系统50被配置为使得每个开关对的驱动信号波形具有关于驱动信号波形的电角度的半周期的点成反对称。

这获得了第三个优点即使逆变器输出电压接近于正弦电压。

控制系统50被配置为使得驱动信号产生装置38基于标准Vn的幅值与逆变器输入电压VDC的比例选择一幅具有预设驱动信号波形的图作为电压利用因数。这获得第四个优点即独立于逆变器输入电压VDC的波动确定驱动信号的波形。

控制系统50被配置为在其中存储多个驱动信号波形，上述多个驱动信号波形分别与逆变器IV能提供的多个电压利用因数的预备数值相联系。多个驱动信号波形的每一个为每个开关对在命令电压Vuc，Vvc和Vwc中的相应一个的每个周期被预设。

因此，控制系统50很简单地选择多个驱动信号波形中的一个；所述选择的多个驱动信号波形中的一个对应于所计算的电压利用因数而没有计算任何驱动信号波形。这获得了第五个优点即随着控制器14的计算负载被减小合适地确定多个驱动信号波形中的一个。

控制系统50被配置为当评估转矩Te相对于所需转矩Td缺乏时，使得相位δ超前，以及当评估转矩Te相对于所需转矩Td变得超出时，使得相位δ滞后。

另外，控制系统50被配置为设置第一标准Vn1使得转矩T的部分不同用等式[c4]表达，作为第一标准Vn1和相位δ的关于相位δ变为正的函数。这补偿了评估转矩Te的缺少部分，以及降低了评估转矩Te的超出部分。这获得了第六个优点即持续地执行转矩反馈控制即使评估转矩Te相对于所需转矩Td缺少或变得超出。

控制系统50的标准计算单元36a设置第一标准Vn1使得d轴电流等于或小于0。这获得了第七个优点即防止控制器14在转矩反馈控制模式中执行强场控制。

控制系统50的标准计算单元36a设置第一标准Vn1使得q轴电流的信号同所需转矩Td的信号相匹配。这获得了第八个优点即确定第一标准Vn1使得第一标准Vn1满足类似于在电流反馈控制模式中使用的条件。

控制系统50的标准计算单元36a设置第一标准Vn1因此电动发电机10的转矩在任何电枢电流值获得最大效率。这获得了第一实施例第九个优点即最大转矩控制。

控制系统50被配置为当调制因数等于或大于预设极限值α时执行转矩反馈控制。这获得第十个优点即以电流反馈模式控制逆变器IV只要逆变器IV(电动发电机10)的控制性能保持在高水平，因此通过转矩控制单元30缩短要执行的设计程序，例如驱动信号产生装置38。

控制系统50被配置为，当逆变器IV的控制模式从电流反馈控制模式切换到转矩反馈控制模式时，基于由电流反馈控制单元20设置的命令电压vdc和vqc来设置第二标准Vn2的初始值。这获得了第十一个优点即在控制模式的切换前后保持第二标准Vn2的连续性。

控制系统50装配了PI控制模块36b和选择器36c。PI控制模块36b和选择器36c允许由标准设置装置36设置的标准Vn基于命令电压vdc和vqc逐渐地从第二标准Vn2的初始值向由标准计算器36a计算的第一标准Vn1改变。这获得了第十二个优点即防止标准Vn由于控制模式的改变而突然改变。

控制系统50被配置为，当逆变器IV的控制模式从转矩反馈控制模式切换到电流反馈控制模式时，为电流反馈控制单元20设置命令电压vdc和vqc的初始值为由转矩反馈控制单元30设置的标准Vn和相位δ。这获得了第十三个优点即在控制模式的切换前后保持逆变其输出电压的连续性。

第二实施例

依据本发明的第二实施例的控制系统将结合图6在下文中进行描述。

依据第二实施例的控制系统的结构除了以下不同点基本上同依据第一实施例的控制系统50的结构相同。因此，依据第一和第二实施例的控制系统相同的部件，引用相同的参数特征表示，在描述中被省略或简化。

图6示出了根据第二实施例的标准计算器36a1的功能结构的示例。

如图6所示，在第二实施例中，标准Vn2和从逆变器输出电压的矢量中减去ωΦ部分后形成的矢量电压的相位δ2被定义为表示转矩T；这个部分ωΦ通过在电动发电机10中感应电压而被取消。

标准计算装置36a1被配置为设置第一标准Vn1使得转矩T相对于相位δ的部分不同变为0。

具体地，转矩T由下式[C10]表示：

$T(V2,\mathrm{\&delta;}2)$

$=\frac{P\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^2}}{{(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})}^2}V2\sin (\mathrm{\&delta;}2+\mathrm{\&theta;}1)\&CenterDot;$

$\{\mathrm{\&Phi;}(R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\sqrt{R^2+{\mathrm{\&omega;}}^2\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^2}\cos (\mathrm{\&delta;}2+\mathrm{\&theta;}2)V2\}---\left[\right[c10]$

其中

Vd＝-Vn1sinδ＝-V2sinδ2

Vq-ωΦ＝Vn1cosδ-ωΦ＝V2cosδ

在等式[c10]中，用相位δ和第一标准Vn1替换标准V2和相位δ2允许第一标准Vn1用相位δ和角速度ω的函数来表示。特别地，在等式[c10]中电枢电阻R的近似值为0建立下列等式[c11]：

$\mathrm{Vn}1=\mathrm{\&omega;\&Phi;}\&CenterDot;\frac{(2\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos \mathrm{\&delta;}-\sqrt{4\mathrm{Lq}(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld}){\sin }^2\mathrm{\&delta;}+{\mathrm{Ld}}^2{\cos }^2\mathrm{\&delta;}}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\cos 2\mathrm{\&delta;}}---\left[c11\right]$

如上所述，依据第二实施例的控制系统获得了除第一到第八和第十到第十三的优点之外的优点十四。

具体地，依据第二实施例的控制系统被配置为选择第一标准Vn1使得基于从逆变器输出电压矢量减去ωΦ部分形成的电压矢量的电枢电流最大效率的产生转矩；这个部分ωΦ通过在电动发电机10中感应电压而被取消。这获得了第十四个优点即选择第一标准Vn1以减少逆变器输出电压q轴的成分；上述逆变器输出电压q轴的成分产生电动发电机10的转矩T。根据电压等式[c2]，所选择的第一标准Vn1尽可能地减少矢量电流的d轴和q轴的成分id和iq。

第三实施例

依据本发明的第三实施例的控制系统将结合图7在下文中进行描述。

依据第三实施例的控制系统的结构除了以下不同点基本上同依据第一实施例的控制系统50的结构相同。因此，依据第一和第三实施例的控制系统相同的部件，引用相同的参数特征表示，在描述中被省略或简化。

图7示出了根据第三实施例控制器14的标准计算器36a2的功能结构的示例。

如图7所示，在第三实施例中，标准计算装置36a2被配置为设置第一标准Vn1使得d轴电流id变为0。

具体地，标准计算装置36a2被配置为在用第一标准Vn1和角速度ω的函数来表示的d轴电流id为0的条件下，用等式[c3]中角速度ω和相位δ的函数来表示第一标准Vn1。

如上所述，依据第三实施例的控制系统获得了除了第一到第八和第十到第十三的优点外的下述第十五优点。

具体地，依据第三实施例的控制器14被配置为设置第一标准Vn1使得d轴电流id变为0。这获得了第十五个优点即执行逆变器IV的转矩反馈控制而不需执行强场控制和弱场控制。

特别地，第一标准Vn1用等式[c6]来表示，用相等标志来代替不相等标志使得计算第一标准Vn1变得简单。

依据第三实施例的控制器14能根据使用存储在两相转换器40和三相转换器28之一中的图的等式[c6]来计算第一标准Vn1。当控制器14在集成电路(IC)中执行时，可以减小IC的尺寸。

第四实施例

依据本发明的第四实施例的控制系统将结合图8在下文中进行描述。

依据第四实施例的控制系统的结构除了以下不同点基本上同依据第一实施例的控制系统50的结构相同。因此，依据第一和第四实施例的控制系统相同的部件，引用相同的参数特征表示，在描述中被省略或简化。

根据第一实施例的控制系统50被配置为在转矩反馈控制单元3控制逆变器IV时不监测实际三相交流电流iu，iv和iw。因此，在转矩反馈控制单元3控制逆变器IV时，当电动发电机10的旋转速度迅速下降，电动发电机10的下降的电压迅速下降。在这种情况下，三相交流电流iu，iv和iw可能迅速增加，这取决于在标准设置装置36设置反映三相交流电流iu，iv和iw减小的标准Vn之前造成的时间延迟。

为了解决这个问题，依据第四实施例的控制系统被配置为检测分别流经U相，V相和W相绕组的三相交流电流iu，iv和iw，以及当过多的三相电流流过时限制它们。

将由控制器14执行的这样的电流限制程序将在下文中结合附图8进行说明。电流限制程序为，例如，编程在控制器14中以预设周期被反复执行。

启动电流限制程序，控制器14确定是否：

在执行电流限制程序之前和执行电流限制程序时的所需转矩Td的变量ΔTd等于或小于预设变量γ；以及

在步骤S30中，在执行电流限制程序之前和执行电流限制程序时的角速度ω的变量Δω等于或小于预设变量ε。

步骤S30中的操作确定了流经电动发电机三相绕组的三相电流是否在它们快速改变的条件下。

具体地，当所需转矩Td的变量ΔTd很小时，控制器14确定取决于转矩变化的三相电流的变化很小。类似地，当角速度ω的变量Δω很小时，控制器14确定取决于角速度变化的三相电流的变化很小。

为了这个原因，当在步骤S30中确定为是时，即，当变量ΔTd和变量Δω中的每一个等于或小于相应的预设变量γ和ε时，控制器14确定流经电动发电机三相绕组的三相电流在它们没有快速改变的条件下。然后，控制器14进入步骤S32。

否则，当在步骤S30中确定为否时，控制器14终止电流限制程序。

在步骤S32中，控制器14确定流入电动发电机10的三相电流iu，iv和iw中的一个最大绝对值是否等于或大于预设极限值η。在图8中，函数MAX(a，b，c)被定义为输出a，b，c中的最大值。

在步骤S32中的操作确定三相电流iu，iv和iw是否在它们快速增加的条件下。具体地，在步骤S30中确定为肯定时，控制器14确定流经电动发电机三相绕组的三相电流在它们没有快速改变的条件下。

但是，不考虑在步骤S30中确定为肯定，当三相电流iu，iv和iw中的一个最大绝对值等于或大于预设极限值η时，控制器14估算电动发电机10的实际角速度相对于实际测量角速度大幅下降。注意极限值η能通过预设裕度而被设置为低于电动发电机10中最大允许电流的一个值。

基于确定三相电流u，iv和iw中的一个最大绝对值等于或大于预设极限值η(步骤S32中为是)，控制器14进行到步骤S34。

在步骤S34中，控制器14限制标准Vn为由标准设置装置36所设置。具体地，控制器14将从标准计算装置36a输出的第一标准Vn1设置为标准Vn。

代替步骤S34中的操作，控制器14能产生第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2，该第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2的每一个具有对应于电压利用因数的最低限值的相应的驱动电压波形。

代替步骤S34中的操作，控制器14能在其中为每个第二驱动信号存储预备的故障保护标准Vn’或者预备的故障保护驱动信号波形。因此，控制器14能设置预备的故障保护标准Vn’为标准Vn，或者产生带有预备的故障保护驱动信号波形的第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。

当步骤S34的操作已经完成或者步骤S32的判断是否定(NO)时，控制器14结束电流限制程序。

如上所述，依据第四实施例的控制器14获得了除了第一到第十三优点以外的下述第十六个优点。

具体地，依据第四实施例的控制器14被配置为限制标准Vn仅当三相电流iu，iv和iw中的一个最大绝对值等于或大于预设极限值η而不考虑变量ΔTd和变量Δω中的每一个等于或小于相应的预设变量γ和ε时。这获得了第十六个优点即快速解决在角速度ω突然变化之前由电动发电机10的感应电压的突然减小导致的过电流可能流入电动发电机10时的条件的检测。

第一到第四实施例及其所作的改变和/或修正的变形均在本发明的保护范围之内。

根据第四实施例的不同点可以被应用于第二和第三实施例中的至少一个。

具体地，安装在标准设置装置36中的装置以及配置为标准Vn基于d轴和q轴的命令电压vdc和vqc逐渐地从初始值向由标准计算器36a计算的第一标准Vn1改变没有限制在第一实施例中描述的结构。例如，标准设置装置36能被配置为基于d轴和q轴的命令电压vdc和vqc和标准计算器36a的输出值来计算初始值的加权平均值。

驱动信号产生装置38能计算，使用PWM程序，基于每个电压利用因数的标准Vn的第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。

驱动信号产生装置38能仅基于标准Vn作为参数在逆变器输入电压保持恒定时从多幅图M中收回任何一幅图(驱动信号波形)。

每个由驱动信号产生装置38产生的驱动信号的波形具有在2π弧度的电角度以内相对于π弧度(180度)电角度点的反对称性，但是本发明不局限于这样的对称驱动信号。

具体地，驱动信号产生装置38能基于输出电压矢量的相位δ和标准Vn产生第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2。例如，驱动信号产生装置38能基于输出电压矢量的相位δ和标准Vn产生第二驱动信号gup2，gun2，gvp2，gvn2，gwp2和gwn2中的至少一个即使对于电流反馈控制单元20来说设定至少一个第二驱动信号是困难的。

在每个第一到第四实施例及其变形中，相位δ能基于为了评估转矩Te和所需转矩Td之间的差量Δ用比例-积分-微分反馈算法代替比例积分反馈算法来设定。

在每个第一到第四实施例及其变形中，电流反馈控制模块20能基于每个反馈控制模块24和25的输出而不使用无交互控制模块26来计算命令电压vdc和vqc。

在每个第一到第四实施例及其变形中，每个反馈控制模块24和25能执行比例-积分-微分反馈算法代替比例积分反馈算法。

在每个第一到第四实施例及其变形中，电流反馈控制模块20被配置为执行PWM控制，但是不执行另一电流控制，比如瞬时电流控制。瞬时电流控制是，例如，被配置为使用磁滞比较器来直接调整U相绕组的瞬时相位电流Iu，V相绕组的瞬时相位电流Iv和W相绕组的瞬时相位电流Iw。

实际旋转角度θ和/或角速度ω能基于，例如，实际d轴和q轴电流而不使用旋转传感器15来估算。

在每个第一到第四实施例及其变形中，作为凸极回转机械，使用IPMSM，但是另一种凸极回转机械，比如同步磁阻电动机，可以被使用。

在每个第一到第四实施例及其变形中，可以使用凸极回转机械，但是无凸极回转机械可以被使用。当无凸极回转机械被设计为第一标准Vn和相位δ彼此之间具有一一对应关系，第二驱动信号能基于第一标准Vn1计算；上述第一标准Vn1符合转矩T相对于第一标准Vn1的部分差别为0。

根据本发明的各种不同类型的回转机械能被安装在各种不同类型的车辆中，比如电动车辆。本发明所能应用的各种不同类型的回转机械并不局限于车辆的驱动系统的组成。

鉴于目前本发明已公开的实施例及其变形，也可以知晓未描述的各种变形，并且所有的变形都落入所附权利要求的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种用于驱动功率转换器的开关部件以从供电电源的DC(直流)电压中产生功率转换器的可变输出电压的控制装置，所述输出电压用于回转机械和在回转机械中产生转矩，所产生的转矩允许回转机械的转子旋转，所述控制装置包括：

相位设定装置，其基于回转机械所产生的转矩和所需转矩之间的差量来设置定义在转子中的两相旋转坐标系中功率转换器输出电压矢量的相位；

标准设定装置，其基于相位设定装置设置的相位和转子的旋转速度，来设置在两相旋转坐标系中输出电压矢量的标准；以及

驱动信号确定装置，其基于相位设定装置设置的相位和标准设定装置设置的标准，来确定驱动信号，以及将驱动信号应用于开关部件以此驱动开关部件使得将所产生的转矩调整为所需转矩。

2.根据权利要求1的控制装置，其中功率转换器的输出电压是周期性AC(交流)电压，以及驱动信号驱动开关部件使得输出电压在第一期间正向应用于回转机械以及在第二期间负向应用于回转机械，第一期间和第二期间的总和与输出电压的一个周期相对应，第一期间基本上等于第二期间。

3.根据权利要求1的控制装置，其中功率转换器的输出电压是周期性AC电压，以及驱动信号驱动开关部件使得输出电压在第一期间正向应用于回转机械以及在第二期间负向应用于回转机械，第一期间和第二期间的总和与输出电压的一个周期相对应，驱动信号具有关于输出电压的半个周期的点的反对称性。

4.根据权利要求1的控制装置，进一步包括：

获得单元，其获得供电电源的DC电压；

驱动信号确定装置，其工作以基于设定相位、以及设定标准和获得的DC电压之间的相互关系来确定驱动信号。

5.根据权利要求4的控制装置，其中功率转换器的输出电压是周期性AC电压，驱动信号确定装置包括存储单元，该存储单元中存储输出电压的每个周期内多个驱动信号的波形，所述多个驱动信号的波形分别与代表标准变量和DC电压变量的相互关系的多个数值有关，相应地，驱动信号确定装置工作以在多个波形中选择一个波形，所选择的一个波形对应于设定标准和获得的DC电压。

6.根据权利要求1的控制装置，其中相位设定装置工作使得当所产生的转矩相对于所需转矩缺少时相位超前，以及当所产生的转矩相对于所需转矩变得超出时相位滞后，以及标准设定装置工作以：

具有模型方程其中在回转机械所产生的转矩用标准和相位的函数来表示；以及

设定标准使得转矩相对于模型方程中的相位的部分差值变为正。

7.根据权利要求1的控制装置，其中转子具有磁场，两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q坐标系，d轴表示转子磁场的方向，q轴具有在转子旋转期间超前d轴π/2弧度的电角度的相位，以及标准设定装置工作以设定标准使得基于输出电压流入回转机械的电流在d轴等于或小于0。

8.根据权利要求1的控制装置，其中转子具有磁场，两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q坐标系，d轴表示转子磁场的方向，q轴具有在转子旋转期间超前d轴π/2弧度的电角度的相位，以及标准设定装置工作以设定标准使得基于输出电压流入回转机械的电流信号在q轴与所需转矩的信号相匹配。

9.根据权利要求1的控制装置，其中回转机械具有电枢，标准设定装置工作以设定标准由此基于输出电压在任何流入回转机械的电枢的电枢电流值处在回转机械中最大效率地产生转矩。

10.根据权利要求1的控制装置，其中标准设定装置工作以设定标准由此基于电压矢量在电枢电流流入回转机械的电枢时在回转机械中最大效率地产生转矩，从功率转换器的输出电压矢量中减去一部分形成所述电压矢量，所述部分将被回转机械中的感应电压所取消。

11.根据权利要求1的控制装置，其中转子具有磁场，和两相旋转坐标系为具有d轴和q轴的d-q坐标系，d轴表示转子磁场的方向，q轴具有在转子旋转期间超前d轴π/2弧度的电角度的相位，以及标准设定装置工作以设定标准使得基于输出电压流入d轴的电流变为0。

12.根据权利要求1的控制装置，其中驱动信号确定装置工作以计算功率转换器的电压利用因数，并且当所计算的电压利用因数等于或大于预设值时将驱动信号应用于开关部件。

13.根据权利要求12的控制装置，进一步包括：

电流反馈控制单元，工作以当所计算的电压利用因数小于预设值时，基于实际流入回转机械的电流来确定电流反馈驱动信号，以及将电流反馈驱动信号应用于开关部件由此驱动开关部件使得将实际流入回转机械的电流调整至基于所需转矩的电流的命令值。

14.根据权利要求13的控制装置，其中电流反馈控制单元包括命令电压计算装置，其工作以计算回转机械的输出电压的命令值，并作为参数用作电流反馈驱动信号的确定，以及

标准设定装置工作以当功率转换器的开关部件的驱动从电流反馈控制单元切换到驱动信号确定装置时，基于由命令电压计算装置计算的命令值来设置标准的初始值。

15.根据权利要求14的控制装置，其中标准设定装置包括：

标准计算装置，其工作以基于由相位设定装置设置的相位和独立于标准初始值的转子的旋转速度来计算标准值；并且

切换单元，其工作以将标准设定装置设置的标准从初始值逐渐改变为标准计算值。

16.根据权利要求13的控制装置，其中电流反馈控制单元包括：

命令电压计算装置，其工作以计算回转机械的输出电压的命令值，并作为参数用作电流反馈驱动信号的确定；以及

初始值设定装置，其工作以当功率转换器的开关部件的驱动从驱动信号确定装置切换到电流反馈控制单元时，基于标准设定单元设置的标准和相位设定装置设置的相位来设定命令电压计算装置计算的命令初始值。

17.根据权利要求1的控制装置，进一步包括：

限制单元，其工作以在开关部件由驱动信号驱动时，当流入回转机械的基于功率转换装置的输出电压的电流等于或大于极限值时限制标准，尽管转子的转速变量等于或小于一个第一预设值和所需转矩的变量等于或小于一个第二预设值。

18.一种控制系统，包括：

功率转换器；和

根据权利要求1的控制装置。

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