CN100595994C - 电力变换器、电力变换系统和控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电力变换器、电力变换系统和控制方法，其在不使用DC-DC变换器的情况下，使用和分配多个电源的电力，同时减小了体积和损耗。电动机的至少一个相与多个电源连接，并从多个电源的输出电压生成并合成脉冲，以驱动多相AC电动机。电动机的不同相与一个DC电源连接，并从该电源的输出电压生成脉冲，以生成多相AC电动机的驱动电压。该结构允许利用较少数量的半导体组件，使用/分配多个电源的电力。

Description

电力变换器、电力变换系统和控制方法

技术领域

本发明总的来说涉及一种电力变换器，尤其涉及一种用于向电动机供给驱动电力的电力变换器。

背景技术

在日本2006-25518号Kokai专利申请中的“Electric powerconverter，and 2-power source system vehicle carrying same(电力变换器和载有该电力变换器的双电源系统车辆)”中，记载了一种已知的电力变换器。在该电力变换器中，从多个电源供给电力以高效驱动电动机。

在此所述的电动机驱动系统中，多个电源并联连接以形成电源系统。通过从包括公共电位的三个电位或多个电位向电动机供给电力，可以以任何电力分配驱动电动机。这样，可以在没有DC-DC变换器的情况下，同时从多个电源向电动机供给驱动电力。结果，抑制损耗并实现高能效。

发明内容

在此所述的用于控制来自多个电源的供给电压并驱动多相AC电动机的电力变换器的一个实施例，包括电力变换电路和电力控制器。该电力控制器用于控制电力变换电路的开关装置，以通过从多个电源的输出电压生成脉冲来生成用于驱动电动机的至少第一相的驱动电压，并通过从多个电源中的仅一个电源的输出电压生成脉冲来生成用于驱动电动机的不同相的驱动电压。

在此还说明了电力变换系统。用于驱动多相AC电动机的包括多个电源的系统的一个例子包括用于连接第一电源、第二电源和电动机的电力变换器，所述多个电源至少包括第一电源和第二电源。该电力变换器包括：连接多个电源并用于通过从多个电源的输出电压生成脉冲来产生用于驱动电动机的第一驱动电压的开关；以及与多个电源中的仅一个电源连接并用于通过从多个电源中的所述仅一个电源的输出电压生成脉冲来产生用于驱动电动机的第二驱动电压的开关。

在此还说明了一种用于使用多个电源驱动多相AC电动机的电力变换器的控制方法的实施例。一种方法包括以下步骤：生成电动机的各相的电压指令值，该电压指令值包括从多个电源的输出电压生成脉冲的相的第一电压指令值；将第一电压指令值分配给与电力分配目标相对应的各电源的各自的电压指令值；计算与分配步骤中的各电源相对应的开关的操作的调制率；使用各电源的各自的电压，校正与分配步骤中的各电源相对应的开关的操作的调制率；基于从仅一个电源生成脉冲的相的电压指令值，计算与从仅一个电源生成脉冲的相相对应的开关的操作的调制率；计算偏移电压(offset voltage)，该偏移电压由从仅一个电源生成脉冲的相的相电压、以及从多个电源中的每个电源的输出电压生成脉冲的相的相电压组成；修正从多个电源的输出电压生成脉冲的相的电压指令值；基于通过与多个电源相对应的开关操作修正的调制率，启动从多个电源的输出电压生成脉冲的相的开关；以及基于从仅一个电源生成脉冲的相的调制率，启动从仅一个电源生成脉冲的相的开关。

附图说明

在此的说明参照附图，其中相同的附图标记在所有附图中表示相同的部分，其中：

图1是示出根据本发明第一实施例的电力变换器的组件的电路图；

图2是示出第一实施例中当在由燃料电池和电池分担电力供给的情况下驱动电动机时的电动机的电流波形(U相电流iu、V相电流iv)的波形；

图3是示出第一实施例中的电力变换控制系统的组件的框图；

图4是详细示出图3中所示的电流控制部分的框图；

图5是详细示出图3中所示的电力控制/调制率算术运算部分的框图；

图6是示出在计算调制率(modulation rate)时的算术运算的框图；

图7是示出在图5中所示的电力控制/调制率算术运算部分的调制率偏移算术运算单元的输入/输出值的图；

图8是示出计算电压偏移补偿值的电压偏移补偿值算术运算单元的输入/输出值的图；

图9是示出图1中的U相的电路图；

图10是示出在图3所示的PWM脉冲生成部分中所使用的三角波的波形图；

图11是示出利用三角波比较生成驱动信号A和驱动信号E的脉冲的波形图；

图12是示出利用三角波比较生成驱动信号D和驱动信号C的脉冲的波形图；

图13是示出带有死区时间(dead time)Td的脉冲生成的例子的波形图；

图14是示出图8中所示的驱动信号处理器部分的组件的电路图；

图15是示出图1中所示的电力变换器的可选组件的电路图；

图16是示出图1中所示的电力变换器的可选组件的电路图；

图17是示出根据本发明第二实施例的电力变换控制系统的组件的框图；

图18是另外详细示出图17中所示的电力变换器的电路图；

图19是示出根据本发明第三实施例的电压偏移算术运算部分的框图；

图20a是示出当未进行电压偏移补偿时的情况的相电流波形；

图20b是示出加上电压偏移值的情况的相电流波形；

图21是示出根据本发明第四实施例的电压偏移算术运算部分的框图；

图22是示出根据本发明第五实施例的电力控制/调制率算术运算部分的框图；

图23是示出根据本发明第六实施例的电力变换控制系统的组件的框图；

图24是详细示出图23中所示的转矩控制部分的组件的框图；

图25是示出第六实施例中的电力控制器的处理的流程图；

图26是示意性示出d轴电流符号的选择和高频电流的选择的图；

图27包括示出第六实施例中的电力控制的结果的例子的图；

图28是示出本发明第七实施例中的电力变换控制系统的组件的框图；

图29是详细示出图28中所示的转矩控制部分的框图；

图30是示出第七实施例中的电力控制器的处理的流程图；

图31是示出安装在根据本发明第八实施例的电力变换控制系统中的电动机的输出轴上的制动装置的图；

图32是详细示出第八实施例中的转矩控制部分的框图；

图33是示出图32中所示的电力控制器的组件的框图；

图34是示出安装在根据本发明第九实施例的电力变换控制系统的电动机的输出轴上的离合器装置的图；

图35是详细示出第九实施例中的转矩控制部分的框图；

图36是示出本发明第十实施例中的电力变换器的电路图；

图37是示出第十实施例中的电力变换控制系统的组件的框图；以及

图38是示出根据第一到第十实施例的电源的例子的电路图。

具体实施方式

对于上述已知的电力变换器，与电动机的驱动相数相匹配地设置开关以在各相中从多个电源供给电力。结果，开关数量大，且成本增加。

相反，本发明的实施例提供一种在不使用DC-DC变换器的情况下，在通过较少的半导体元件减小了整体体积和损耗的同时使用并分配多个电源的电力的电力变换器。

因此，用于驱动多相AC电动机的电力变换器的一个实施例具有：连接到多个电源，从多个电源的输出电压生成且合成脉冲，从而驱动多相AC电动机的相；以及连接到一个DC电源，从该电源的输出电压生成脉冲，从而生成多相AC电动机的驱动电压的相。该电力变换器允许利用较少的半导体元件使用/分配多个电源的电力。

以下，参照附图给出关于本发明的实施例的说明。

图1是示出根据本发明第一实施例的电力变换器的电路图。如图1所示，电力变换器12具有针对电动机15的各相(U相、V相、W相)的多组开关装置。

对于DC电源11a和DC电源11b，负极侧连接到公共负极母线16。正如传统逆变器的下臂(lower arm)一样，分别通过半导体开关17a、18a和19a与二极管17b、18b和19b组，连接公共负极母线16和电动机15的各相端子。关于DC电源11a的正极母线20与电动机15的各相端子之间的连接，对于V相和W相，通过半导体开关21a、22a与二极管21b和22b组进行连接。对于U相，通过可以控制双向导通的半导体开关组23a、23b进行连接。

通过两个半导体开关25a、25b的组实现DC电源11b的正极母线24与电动机15的U相端子之间的连接。通过平滑电容器26进行DC电源11a的正极母线20与公共负极母线16之间的连接，且通过平滑电容器27进行DC电源11b的正极母线24与公共负极母线16之间的连接。

该电力变换器12如下生成施加到电动机15上的输出电压。对于其U相，基于公共负极母线16、DC电源11a的正极母线20、以及DC电源11b的正极母线24这三个电位生成电压。对于V相和W相，基于公共负极母线16和DC电源11a的正极母线20这两个电位生成电压。为电动机15的各相设置的半导体开关是生成输出给电动机15的各相的电压的开关装置。从这些电位中，选择性地连接一个，并且通过改变连接时间的比例，将所需的电压提供给电动机15。

电力变换器12具有两个功能。作为一个功能，使用多个DC电源的三个电位电压并生成电动机15所需的电压。作为另一功能，将从DC电源11a和DC电源11b供给的电力设置成任何值。

对于前一功能，对应于电动机15的工作点，通过PWM从DC电压生成电动机15所需的AC电压。更具体地，通过PWM从3级电压生成AC电压。

在此更详细地说明后一功能。例如，在使用燃料电池作为DC电源11a且使用可充电电池作为DC电源11b的电动机驱动系统中，从燃料电池的效率和响应特性等角度出发，希望可以将从燃料电池供给的电力和从该电池供给的电力的比例设置成任何值。在其它不同中，本发明的实施例与已知的变换器的不同之处在于：到此为止已知本发明实施例需要与V相和W相的电池侧相对应的开关。

这里，从燃料电池的电压生成的输出电压为(vuf，vvf，vwf)，从电池电压生成的输出电压为(vub，vvb，vwb)＝(vub，0，0)。因此，可以如下表示从电源供给的电力：

P＝(vuf+vub，vvf+vvb，vwf+vwb)·(iu，iv，iw)＝(vuf，vvf，vwf)·(iu，iv，iw)+(vub，0，0)·(iu，iv，iw)。

右边第一项是从DC电源11a供给的电力Pf：

Pf＝(vuf，vvf，vwf)·(iu，iv，iw)；以及

第二项是从DC电源11b供给的电力Pb：

Pb＝(vub，0，0)·(iu，iv，iw)。

与DC电源11b连接的开关仅为U相开关25a、25b。然而，从以上公式可知，通过调整(vuf，vvf，vwf)和(vub，0，0)，可以将Pf和Pb调整成任何比例。也就是说，为了驱动电动机，仅需要(iu，iv，iw)的最终值与指令值一致。通过在iu、iv和iw相互一致的范围内调整vuf、vvf、vwf和vub、0、0，可以获得任何电力Pf和电力Pb。

图2示出第一实施例中当在由燃料电池和电池分担电力供给的情况下驱动电动机时的电动机电流波形(U相电流iu、V相电流iv)。从图2可看出可以正常控制电流。

如上所述，在该例子中，与已知的情况相比减少了开关数量。同样，利用与V相和W相的DC电源11a连接的开关装置21a、22a、21b、22b，不需要反向额定电压(backward voltage rating)。结果，装置元件21b、22b可以是二极管。也就是说，由于可以减少元件的数量和反向阻断(reverse blocking)功能元件的数量，因而可以削减成本、减小尺寸和重量。

图3是示出根据第一实施例的电力变换控制系统的框图。如图3所示，电力变换控制系统10具有：提供各电力Pa、Pb的多个(该例子中为两个)DC电源11a、11b、电力变换器(或变换装置)12、转矩控制器13和电力控制器14。从电力变换器12向多相电动机15供给所需电压。这里，电动机15是接收电力Pm的3相AC电动机。转矩控制器13和电力控制器14通常包含微型计算机，该微型计算机包括：中央处理单元(CPU)、输入和输出端口(I/O)、随机存取存储器(RAM)、保活存储器(keep alive memory，KAM)、公共数据总线和作为如下讨论的可执行程序和某些存储值的电子存储介质的只读存储器(ROM)。例如，可以以作为可执行程序的软件来实现电力控制器14的各部分，或者可以全部或部分地由一个或多个集成电路(IC)形式的单独硬件来实现电力控制器14的各部分。

如图3所示，根据转矩控制器13中的转矩指令值Te＊和电动机转动速度ω，计算电动机15的直轴(d轴)电流的指令值id＊和交轴(q轴)电流的指令值iq＊。从外部提供转矩指令值Te＊。根据转矩控制器13的一个实施例，存储预先准备的映射图(map)，该映射图以Te＊和ω为轴，并提供作为输出值的id＊、iq＊。

同样如图3所示，电力控制器14具有电流控制部分28、电力控制/调制率算术运算部分29、脉冲宽度调制(pulse widthmodulation，PWM)脉冲生成部分30、驱动信号处理器部分31、以及3相/dq变换部分32。

电流控制部分28根据d轴电流指令值id＊、q轴电流指令值iq＊、从3相/dq变换部分32获得的电动机15的d轴电流值id和q轴电流值iq来控制电流，从而使这些指令值与所测量的值相一致。利用该控制，输出3相AC电动机15各相的电压指令值vu＊、vv＊、vw＊。

图4是示出图3中所示的电流控制部分28的组件的框图。电流控制部分28具有控制部分33和dq/3相变换部分34。控制部分33利用比例积分(proportional-integration，P-I)控制进行反馈控制，从而使d轴电流值id和q轴电流值iq分别跟随d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊。控制部分33还输出d轴电压指令值vd＊和q轴电压指令值vq＊。如上所述，利用3相/dq变换部分31，根据U相电流iu和V相电流iv确定d轴电流值id和q轴电流值iq。

在电流控制部分28中，dq/3相变换部分34将d·q轴电压指令值变换成3相电压指令。更具体地，部分34使用d轴电压指令值vd＊和q轴电压指令值vq＊作为输入，并且使用角度θ输出U相电压指令值vu＊、V相电压指令值vv＊、以及W相电压指令值vw＊。

现返回图3，电力控制/调制率算术运算部分29通过使用从DC电源11a和DC电源11b供给的电力分配目标值rto_pa、rto_pb来控制电力。电力分配目标值可以是从外部给出的目标值。例如，可以根据车辆的状态、以及DC电源的剩余电量等自由确定电力分配目标值。电力分配目标值表示DC电源11a和DC电源11b的电力的比例，且电力分配目标值rto_pa、rto_pb具有以下关系：

rto_pa+rto_pb＝1。

然而，因为在该实施例中仅U相具有从多个电源供给的电力，所以考虑到该特征预先进行调整以使U相中的目标值rto_pb是相对于电源的分配目标值的相数倍。例如，假定DC电源11a的目标是0.7，当可以对所有三相分配电力时，DC电源11b的目标为0.3。现在，在该实施例中，为了分担仅在DC电源11b的U相中的电力，目标值rto_pb为0.3的三倍，即0.9。另一方面，对于DC电源11a的U相，将DC电源11a的电力分担设置成0.1，以满足rto_pa+rto_pb＝1。当从外部生成分配目标时，可以预先进行该算术运算。

因此，当根据该算术关系获得一侧的电力分配目标值时，可以确定另一侧的电力分配目标值。也就是说，关于到电力控制/调制率算术运算部分29的输入，例如，其可以仅是DC电源11a的电力分配目标值rto_pa(见图3)，并且基于该算术关系计算DC电源11b的电力分配目标值rto_pb。

以下，给出关于作为从多个电源生成脉冲的相的U相的说明。

图5是详细示出图3的电力控制/调制率算术运算部分29的框图。如图5所示，电力控制/调制率算术运算部分29具有减法器35、36、乘法器37、调制率算术运算部分38、以及调制率修正部分39。减法器35从输入的U相电压指令值vu＊中减去电压偏移补偿值v_0＊，以确定电压分配值vu_0＊。后面详细说明电压偏移补偿值v_0＊。乘法器37将电力分配目标值rto_pa与电压分配值vu_0＊相乘，以确定DC电源11a的电压指令值vu_a＊。

以下，将从DC电源11a生成的电压的指令称为电源a部分电压指令，将从DC电源11b生成的电压的指令称为电源b部分电压指令。

根据以下公式，通过将电力分配目标值rto_pa与从电压指令值vu＊中除去电压偏移补偿值v_0＊而获得的结果相乘，确定DC电源11a侧的电压指令值vu_a＊：

vu_0＊＝vu＊-v_0＊；且

vu_a＊＝vu_0＊·rto_pa。

另一方面，根据以下公式，通过利用减法器36从根据电动机电流控制的控制电压获得的电压分配值vu_0＊中减去DC电源11a侧的电压指令值vu_a＊，确定DC电源11b侧的电压指令值：

vu_b＊＝vu_0＊-vu_a＊。

以下关于调制率的计算和PWM脉冲的生成的说明是针对U相的。对于V相和W相，仅根据电压指令值vv＊、vw＊和与V相和W相连接的DC电源11a的电压Vdc_a来计算调制率。

图6是示出用于计算调制率的算术运算的框图。通过乘法器40，用电压指令值vv＊乘以2/Vdc_a，以确定调制率指令值mv_a_c＊。

mv_a_c＊＝vv＊/(Vdc_a/2)；以及

mw_a_c＊＝vw＊/(Vdc_a/2)。

现返回图5，调制率算术运算部分38根据DC电源11a的电压Vdc_a和DC电源11b的电压Vdc_b，生成瞬时调制率指令值mu_a＊、mu_b＊作为标准化的电压指令。也就是说，调制率算术运算部分38具有乘法器41、42。分别通过U相的电源a部分和电源b部分的DC电压的一半的值对U相的电源a部分的电压指令值vu_a＊和电源b部分的电压指令值vu_b＊进行标准化，从而根据以下公式确定电源a部分的瞬时调制率指令值mu_a＊和电源b部分的瞬时调制率指令值mu_b＊：

mu_a＊＝vu_a＊/(Vdc_a/2)；且

mu_b＊＝vu_b＊/(Vdc_b/2)。

图7是示出图5中所示的调制率校正部分39的调制率偏移算术运算单元43中的输入/输出值的图。如图7所示，调制率校正部分39使用调制率偏移算术运算单元43，以分配PWM周期的时间宽度并计算最终的调制率指令值，以输出所获得的调制率。

首先，在调制率偏移算术运算单元43中，根据以下公式从DC电源11a的电源电压Vdc_a、DC电源11b的电源电压Vdc_b、以及DC电源11a的电力分配目标值rto_pa，计算接着的调制率偏移ma_offset0、mb_offset0：

$\mathrm{ma}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vdc}\_b}\right|}$

和

$\mathrm{mb}\_\mathrm{offset}0=\frac{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vdc}\_b}\right|}{\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pa}}{\mathrm{Vdc}\_a}\right|+\left|\frac{\mathrm{rto}\_\mathrm{pb}}{\mathrm{Vdc}\_b}\right|}$

这里，使用前面讨论的公式rto_pb＝1-rto_pa计算DC电源11b的电力分配目标值rto_pb。

然后，利用加法器44和加法器45，将调制率偏移ma_offset0和mb_offset0分别加到电源a部分的瞬时调制率指令值mu_a＊和电源b部分的瞬时调制率指令值mu_b＊。使用下面的公式确定最终的调制率指令值mu_a_c＊、mu_b_c＊：

mu_a_c＊＝mu_a＊+ma_offset0-1；和

mu_b_c＊＝mu_b＊+mb_offset0-1。

图8是示出计算电压偏移补偿值v_0＊的电压偏移补偿算术运算单元46中的输入/输出值的图。利用电压偏移补偿算术运算单元46，使用调制率偏移ma_offset0和mb_offset0、以及电源电压，计算电压偏移补偿值v_0＊。

如单独从DC电源11a，即当电力分配目标值rto_pa＝1时可见，对于V相和W相，电气角(electrical angle)的一个周期的输出电压vu_out的平均值vu_out_ave1如下：

vu_out_ave1＝Vdc_a/2。

另一方面，当将电力分配目标值rto_pa设为不同于1的值时，根据以下公式，该平均值是从DC电源11a输出的电压平均值和从DC电源11b输出的电压平均值的和：

vu_out_ave2＝Vdc_a/2·ma_offset0+Vdc_b/2·mb_offset0。

可以如下确定输出电压的差Δvu_out_ave：

Δvu_out_ave＝Vdc_a/2·ma_offset0+Vdc_b/2·mb_offset0-Vdc_a/2。

因为当比较V相和W相时输出电压的差Δvu_out_ave变成偏移电压，所以根据下面的公式计算随后的电压偏移补偿值v_0＊，使得偏移电流不流入电动机15中：

v_0＊＝Δvu_out_ave。

在该实施例中，如上所述，因为基于通过从U相电压指令值vu＊中减去电压偏移补偿值v_0＊而获得的值进行控制，所以U相的相电压与V相和W相的相电压一致，并且防止了偏移电流的流动。

图9是示出图1中的U相的电路图，图10示出在图3中所示的PWM脉冲生成部分30中所使用的三角波的波形。如图10所示，DC电源11a的载波Ca是用于生成PWM脉冲的三角波载波，其中，PWM脉冲驱动用于从DC电源11a的电压Vdc_a输出电压脉冲的各开关装置。类似地，设置三角波载波作为DC电源11b的载波Cb。对于这两个三角波载波Ca、Cb，上限为+1，下限为-1，并且具有180°的相差。在图9中示出如下驱动U相的各开关部件的信号A～E：

A：用于驱动从DC电源11a到输出端子的导通的开关23a的信号；

B：用于驱动从输出端子到负极的导通的开关17a的信号；

C：用于驱动从输出端子到DC电源11a的导通的开关23b的信号；

D：用于驱动从DC电源11b到输出端子的导通的开关25a的信号；以及

E：用于驱动从输出端子到DC电源11b的导通的开关25b的信号。

接着，给出对于当从DC电源11a输出电压脉冲时的脉冲生成方法的说明。当从DC电源11a输出PWM脉冲时，驱动信号A必须处于ON状态。如果DC电源11a的正极与DC电源11b的正极之间存在电位差，并且DC电源11a的电源电压Vdc_a高于DC电源11b的电源电压Vdc_b(Vdc_a＞Vdc_b)，则当驱动信号A和驱动信号E都为ON时，短路电流在这两个正极之间流动。另一方面，提供驱动信号E来确保DC电源11b的回流过程。当通过DC电源11b提供PWM脉冲时，驱动信号E总是为ON状态。

例如，当将驱动信号A从ON切换到OFF，同时将驱动信号E从OFF切换到ON时，由于驱动信号A完全变成OFF需要时间，因而与驱动信号E的ON状态发生重叠。二者在一段时间均为ON，短路电流流动，并且由设置在通路上的半导体开关产生的热可能增加。

为了防止该产热的增加，在驱动信号A和驱动信号E均为OFF的时间之后，将驱动信号A和驱动信号E从OFF切换到ON。这样，当生成脉冲时，将短路防止时间(或死区时间)附加到驱动信号上。

正如向驱动信号A和驱动信号E附加死区时间一样，还将死区时间附加到驱动信号E和驱动信号C上。同样，为了防止正极与负极之间的短路，将死区时间附加到驱动信号A和驱动信号B上，并且附加到驱动信号E和驱动信号B上。

图11是示出利用三角波比较生成驱动信号A和驱动信号E的脉冲的波形图。如在此所示，为了在生成驱动信号时将死区时间附加到驱动信号A和驱动信号E上，如下确定从调制率指令值mu_a_c＊通过死区时间所偏移的调制率指令值mu_a_c_up＊、mu_a_c_down＊：

mu_a_c_up＊＝mu_a_c＊+Hd；和

mu_a_c_down＊＝mu_a_c＊-Hd。

这里，根据三角波的振幅Htr(从底边到顶点)、周期Ttr、以及死区时间Td，如下确定Hd：

Hd＝2Td×Htr/Ttr。

将该载波与各调制率指令值mu_a_c＊、mu_a_c_up＊、mu_a_c_down＊进行比较，并根据下面的规则确定驱动信号A和驱动信号E的开关状态：

1)如果mu_a_c_down＊≥DC电源11a的载波，那么驱动信号A＝ON；

2)如果mu_a_c＊≤DC电源11a的载波，那么驱动信号A＝OFF；

3)如果mu_a_c＊≥D C电源11a的载波，那么驱动信号E＝OFF；以及

4)如果mu_a_c_up＊≤DC电源11a的载波，那么驱动信号E＝ON。

这样，通过生成驱动信号，可以设置驱动信号A与驱动信号E之间的死区时间Td，并且可以防止正极间的短路。

图12是示出利用三角波比较生成驱动信号D和驱动信号C的脉冲的波形图。如在此所示，当从DC电源11b输出电压脉冲时的脉冲生成方法与在DC电源11a的情况下的相同。为了生成具有附加到驱动信号D和驱动信号C上的死区时间的驱动信号，根据以下公式确定通过死区时间部分从调制率指令值mu_b_c＊偏移的调制率指令值mu_b_c_up＊和mu_b_c_down＊：

mu_b_c_up＊＝mu_b_c＊+Hd；和

mu_b_c_down＊＝mu_b_c＊-Hd。

然后将这些值与DC电源11b的载波进行比较。根据下面的规则确定驱动信号D和驱动信号C的开关状态：

1)如果mu_b_c_down＊≥DC电源11b的载波，那么驱动信号D＝ON；

2)如果mu_b_c＊≤DC电源11b的载波，那么驱动信号D＝OFF；

3)如果mu_b_c＊≥DC电源11b的载波，那么驱动信号C＝OFF；以及

4)如果mu_b_c_up＊≤DC电源11b的载波，那么驱动信号C＝ON。

这样，还可以设置驱动信号D和驱动信号C之间的死区时间Td，并且可以防止正极间的短路。

图13示出生成带有死区时间Td的脉冲的例子的波形。驱动信号E是通过在驱动信号E与驱动信号A之间附加死区时间Td而获得的信号，驱动信号C是通过在驱动信号C与驱动信号D之间附加死区时间Td而获得的信号。因此，当根据下面的公式以驱动信号E和驱动信号C的AND(与)函数生成驱动信号B时：

B＝E·C，

可以在驱动信号B和驱动信号A中以及在驱动信号B和驱动信号D中产生死区时间Td。

将各开关的驱动信号A到驱动信号E输入到图3中所示的驱动信号处理器部分31。图14是示出驱动信号处理器部分31的电路图。这里给出对U相的信号处理的说明。然而，对于U相之外的相，运算与图11中所示的DC电源11a的信号生成的运算相同，并且不再对其进行详细说明。

如图14所示，驱动信号处理器部分31具有NOT(非)电路47a、47b，AND电路48a、48b、48c、48d、48e，NOR(或非)电路49，以及OR(或)电路50a、50b、50c、50d。驱动信号处理器部分31是逻辑电路，其使用各开关的驱动信号A～E和ON/OFF判断信号pwm_enable作为输入，并输出各开关的驱动信号。在利用ON/OFF判断信号pwm_enable进行逻辑运算前，分别利用AND电路48a和AND电路48b对由NOT电路47a逻辑反相后的驱动信号B和驱动信号A以及该驱动信号B和驱动信号D进行AND运算。分别输出信号Ao、Do。结果，可以防止输出驱动信号A和驱动信号B同时为ON以及驱动信号D和驱动信号B同时为ON的信号，并且可以防止极间短路。

同样，对于驱动信号C和驱动信号E均为OFF的L(低)信号，NOR电路49的输出变成H(高)。由于该信号和原始驱动信号E经过OR电路50a，因而从OR电路50a输出的信号Eo变成H。类似地，由于驱动信号C经过OR电路50b，因而从OR电路50b输出的信号Co变成H。也就是说，当信号经过驱动信号处理器部分31时，当驱动信号E和驱动信号C均为OFF信号时，打开由驱动信号E和驱动信号C驱动的开关，从而可以保证从电动机15到电源的电流通路(current path)。

通过AND电路48d、48c、48e分别确定ON/OFF判断信号pwm_enable和信号Ao、Do以及基于输入的驱动信号B的信号Bo之间的AND值，并输出驱动信号A、D、B。利用该逻辑运算，当ON/OFF判断信号pwm_enable为L时，驱动信号A、D、B变成L，由这些信号驱动的开关为OFF。停止从电源向负载供电。

同样，通过OR电路50c、50d确定信号Eo、Co和通过NOT电路47b反相ON/OFF判断信号pwm_enable而获得的信号之间的OR值，并输出驱动信号E和驱动信号C。通过该逻辑运算，ON/OFF判断信号pwm_enable变成L。也就是说，接收电力变换器12的停止信号。驱动信号C和驱动信号E均变成H，并且打开由驱动信号C和驱动信号E驱动的开关。

这样，如上所述驱动的电力变换器12允许进行DC电源11a和DC电源11b的电力分配的运算，并且可以对传统电力变换器的电力进行分配控制。结果，对整个电力变换系统可以实现更小的尺寸和更高的效率。

另外，通过仅对从多个电源生成脉冲的相加上电压偏移补偿值，使U相的半导体开关23a(与信号A相关)和半导体开关25a(与信号D相关)的电气角的一个周期内的平均ON时间的和不同于V相和W相的开关(半导体开关21a、22a)。类似地，与公共负极母线16连接的开关(半导体开关17a、18a)的平均ON时间相互不同。

通过进行控制以实现这些ON/OFF开关时间，即使当从不同电源电压的DC电源分割并分配输出电压脉冲时，电气角的一个周期内的各相的平均输出电压也彼此相等。因而，可以利用与传统逆变器驱动的AC电流波形一样的AC电流波形来驱动电动机，并且可以在不生成电动机电流中的大转矩脉动和不显著降低效率的情况下，分配电源电力。

图15是示出图1中所示的电力变换器的另一构成的电路图。如图15所示，获得反向阻断功能所需的开关装置由IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)和二极管组成。利用以下组的串联连接代替开关25a、25b：由停止从电源到电动机15的方向上的电流且切换电力供给的IGBT 251a和仅允许从电动机15到电源的方向上的电流流动的二极管252a组成的组、以及由停止从电动机15到电源的电流且切换电力供给的IGBT 251b和仅允许从电源到电动机15的方向上的电流的二极管252b组成的组。

利用该结构，可以在不使用反向阻断型IGBT的情况下形成开关25a、25b。类似地，还可以通过包括IGBT 231a、二极管232a、IGBT 231b、以及二极管232b的开关装置来代替形成通过开关23a、23b形成的开关装置。

图16是示出图1中所示的电力变换器的又一结构的电路图。在该结构中，在两个电源中，一个电源Vdc_b是42V型交流发电机110b，另一电源Vdc_a是14V型电池110a。对于载有该双电源系统的车辆，为了消除由通常与发动机或其它主驱动机器连接的42V型交流发电机110b所生成的电压的不稳定性，有时希望设置另一42V型电池。

另外，在车辆中，14V型电池110a可以作为用于打开头灯等辅助设备的电池而存在。在这种情况下，当对14V型电池110a进行充电时，通过DC/DC变换器等降低42V型交流发电机110b供给的电压。

在该结构中，可以执行与单个42V型交流发电机和单个14V型电池的组合的功能相同的功能。该机构如下。对于14V型电池110a，将从42V型交流发电机110b供给电动机15的一部分电力，通过开关25b返回供给14V型电池110a，从而可以对14V型电池110a进行充电。当由42V型交流发电机110b产生的电力的电压不稳定时，通过开关25a将14V型电池110a的电力供给电动机15，从而可以减轻驱动电动机15时的不稳定性。

如上所述，在本实施例中，方案不局限于多个DC电源。还可以使用各种组合，例如，燃料电池和电池的组合、电池和其它电池的组合、交流发电机和电池的组合等。还可以通过整流器由所谓的商用AC电等AC电流源代替交流发电机。

以下，给出关于本实施例的效果的说明。

该实施例的结构如下。多个电源是不同电位的DC电源。对于与多个电源连接的相的开关装置，与最低电位连接的开关是不具有反向阻断功能的有源元件和二极管，其余的由具有反向阻断功能的元件组成。与一个DC电源连接的相使其所有臂由不具有反向阻断功能的有源元件和二极管组成。结果，可以减少元件数量。

另外，输出与多个电源连接的相的开关生成如下脉冲，该脉冲的电气角一个周期内的ON时间平均值不同于与一个电源连接的相的开关的电气角一个周期内的ON时间平均值。因此，即使当从具有不同电压的电源输出AC电压时，通过生成具有不同ON时间平均值的脉冲，可以输出如从与一个电源连接的相输出的AC电压一样的平均电压值。通过平均电压值的电平的相同设置，在AC电流中没有偏移电流流动，并且可以在没有转矩脉动和不降低电动机的效率的情况下操作电动机。

从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电压指令值具有相对于其它相的相电压指令值的偏移值。因此，即使从具有不同电源电压的DC电源分割并分配输出电压脉冲，仍可以在电气角的一个周期内使各相具有相同的平均输出电压，并且可以利用与传统逆变器驱动中的电动机电流一样的电动机电流进行驱动。还可以在不生成电动机电流的大转矩脉动和不降低效率的情况下，分配电源电力。

另外，通过将相对于其它相的相电压指令值的偏移值加到在分配每个电源之前的相电压指令值上，或从在分配每个电源之前的相电压指令值中减去相对于其它相的相电压指令值的偏移值，获得从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电压指令值。因此，可以在不生成电动机电流的大转矩脉动和不降低效率的情况下，分配电源电力。另外，在不根据逆变器控制的已知方法改变其它相的控制的情况下，可以采用在此所述的用于仅控制从多个电源输出脉冲的相的控制方法的实施例。结果，可以采用仅仅添加控制现有技术的电力变换器的结构。

另外，根据电源的电压值和分配给电源的相电压指令值的比例，计算偏移值。因此，在不重新检测输出误差电压的情况下，可以使用存储在控制器中的信息以分配电源电力，而不生成电动机电流的大转矩脉动且不降低效率。

以下给出关于作为本发明第二实施例的电力变换控制系统的说明。仅说明与第一实施例的不同之处。对于第二实施例的电力变换控制系统的电力变换器，可以仅对U相从多个电源进行脉冲生成。另一方面，根据第二实施例的电力变换控制系统的电力变换器具有还可以在V相中进行脉冲生成的电路结构。

图17是示出根据第二实施例的电力变换控制系统55的框图。如图17所示，电力变换控制系统55从电力控制器14a的电力控制/调制率算术运算部分29将调制率指令值mv_b_c＊输出到PWM脉冲生成部分30。另外，该系统具有结构不同于电力变换器12的电力变换器56。其它特征与第一实施例中的电力变换控制系统10的相同。

图18是详细示出图17中所示的电力变换器56的电路图。DC电源11a的正极母线20和电动机15的V相端子通过半导体开关组21a、57相互连接。DC电源11b的正极母线24和电动机15的V相端子通过允许控制双向导通的两个半导体开关58a、58b相互连接。

也就是说，在正极母线20和电动机15的V相端子之间代替二极管21b而设置半导体开关57。在正极母线24和电动机15的V相端子之间重新设置两个半导体开关组58a、58b。其余结构特征和操作与图1中所示的电力变换器12中的相同。

在该第二实施例中，不使用如图6中所示的乘法器40进行V相的调制率的算术运算，而利用电力控制/调制率算术运算部分29进行该运算，其中该电力控制/调制率算术运算部分29具有与根据图5进行U相的电力控制/调制率算术运算的电力控制/调制率算术运算部分29的结构相同的结构。然后，还以对U相的相同方式进行电压偏移补偿运算。

下面给出关于本发明第三实施例中的电力变换控制系统的说明。仅对第三实施例与第一实施例之间的不同进行说明。在该第三实施例中，确定电力变换器的电压偏移补偿值中的算术运算部分不同于第一实施例中的电力变换器12的算术运算。

图19是示出第三实施例中的电压偏移算术运算部分59的框图。电压偏移算术运算部分59具有电压偏移补偿算术运算单元60、dq/3相变换部分61、减法器62、U相电流控制部分63、以及加法器64。

电压偏移补偿算术运算单元60进行与图8中所示的第一实施例中的电压偏移补偿算术运算单元46的算术运算相同的算术运算，并且输出前馈电压偏移补偿值v_0_ff＊。另外，利用相电流的反馈控制，U相电流控制部分63计算反馈电压偏移补偿值v_0_fb＊。这里，根据d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊、以及相角θ，通过dq/3相变换部分61进行坐标变换。然后，确定U相的相电流指令值iu＊。使用减法器62，计算与由电流传感器所检测到的U相相电流iu的差，并且，利用比例-积分(P-I)控制，进行U相电流控制以确定v_0_fb＊。然后，使用加法器64，将电压偏移补偿值v_0_ff＊和v_0_fb＊相加以确定电压偏移补偿值v_0＊。

这样，通过在根据电源电压和调制率的偏移计算偏移值时利用电流反馈控制计算偏移值，即使由于开关的ON电阻和ON/OFF时间延迟等而导致除输出电压差Δvu_out_ave之外还存在不确定的外部干扰电压，仍通过电流的反馈控制来补偿电压的偏移部分。U相的输出电压平均值变得等于其它相的输出电压平均值。因此，可以抑制各相中的电流偏移，并可以在不生成转矩脉动和不降低效率的情况下，分配电源电力。

图20a是示出当不利用电流反馈控制进行电压偏移补偿时的情况的波形图，图20b是示出该实施例中当对电压偏移补偿值进行相加时的情况的波形图。在相加电压偏移补偿值前的相电流的波形中，伴随着电力分配比例rto_pa的改变，如图20a所示，在相电流的波形中出现偏移电流。在该实施例中当对电压偏移补偿值进行相加时的相电流的波形中，如图20b所示，没有出现偏移电流，并且可以看到对电流偏移的抑制。

接着，给出关于第三实施例的效果的说明。该实施例具有检测从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电流的部分。另外，根据相电流指令值与该相的相电流之间的差，计算反馈控制。将该反馈控制的输出看作偏移值。结果，在不重新检测输出误差电压的情况下，可以在不生成转矩脉动和不降低效率的情况下，利用存储在控制器中的信息分配电源电力。

另外，该实施例具有检测从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电流的部分。另一部分从该相电流的检测值中提取该相电流的DC电流成分。根据DC电流指令值与该相电流的DC电流成分之间的差，计算反馈控制。将该反馈控制的输出看作偏移值。因此，在不重新检测输出误差电压的情况下，可以在不生成转矩脉动和不降低效率的情况下，利用存储在控制器中的信息分配电源电力。

另外，该实施例具有检测从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电流的部分。该实施例还计算作为两个偏移值的和的偏移值、电源的脉冲宽度指令值的平均值、以及其它相的脉冲宽度指令值的平均值，其中一个偏移值是根据相电流指令值与利用反馈控制从多个电源生成脉冲的相的相电流之间的差的算术运算的输出，另一个偏移值是从多个电源的电源电压计算出的偏移值。

结果，在不重新检测输出误差电压的情况下，可以在不生成转矩脉动和不降低效率的情况下，利用存储在控制器中的信息分配电源电力。另外，因为对不能仅通过从电压值和分配比例计算出的偏移值来补偿的偏移电流进行电流反馈控制，由于偏移电流的进一步减小，因而这是更可取的做法。另外，与单独的电流反馈控制的情况相比较，可以提高在抑制偏移电流时的响应特性。

接着给出关于本发明第四实施例中的电力变换控制系统的说明。第四实施例中的控制系统的电力变换器在从相电流的反馈控制计算v_0_fb＊的部分与第三实施例中的电力变换器不同。

图21是示出第四实施例中的电压偏移算术运算部分65的框图。电压偏移算术运算部分65具有电压偏移补偿算术运算单元60、低通滤波器(low-pass filter，LPF)66、减法器62、U相电流控制部分63、以及加法器64。

电压偏移补偿算术运算单元60输出电压偏移补偿值v_0_ff＊。LPF 66使由电流传感器所检测到的U相电流iu通过自身，并输出电流值iu0。电流值iu0变成通过提取U相电流iu中所包含的DC电流成分而获得的值。在使用减法器62确定电流值iu0与U相的DC电流成分的指令值iu0＊之间的差后，使用U相电流控制部分63进行包括比例-积分(P-I)控制的U相电流控制以确定反馈电压偏移补偿值v_0_fb＊。这里，指令值iu0＊＝0。然后，使用加法器64将前馈电压偏移补偿值v_0_ff＊和反馈电压偏移补偿值v_0_fb＊相加以确定电压偏移补偿值v_0＊。

这样，通过提取相电流中所包含的DC电流成分，并利用反馈控制将其控制成0，可以将相电流中所包含的偏移电流控制在0附近。结果，可以在不生成转矩脉动和不降低效率的情况下，分配电源电力。

下面给出关于本发明第五实施例中的电力变换控制系统的说明。第五实施例中的电力变换器在电力控制/调制率算术运算部分的结构上与第一实施例中的电力变换器不同。

图22是示出第五实施例中的电力控制/调制率算术运算部分67的框图。电力控制/调制率算术运算部分67具有乘法器37、减法器36、68、69、调制率算术运算部分38、调制率修正(或校正)部分39、以及开关70。

使用开关70，在将计算出的电压偏移补偿值v_0＊加到DC电源11a还是加到DC电源11b之间进行选择。也就是说，在将来自开关70的输出输入到用于算术运算的减法器68或减法器69后，将DC电源11a侧的电压指令值vu_a＊、或DC电源11b侧的电压指令值vu_b＊输入到调制率算术运算部分38。利用在D_C电源11a和D_C电源11b之间选择具有较高电压的电源的开关选择信号进行开关70的切换。

通过在具有输出电压的允差(tolerance)的电源侧加上补偿电压，可以通过使用具有与偏移值相对应的电压脉冲的输出允差的具有较高电压的电源来实现电压指令。例如，可以根据电力残留量处理多个电源中具有允差的电源的情况，并且可以在宽工作范围内进行补偿控制。

接着，给出关于第五实施例的效果的说明。

在第五实施例中，通过将偏移值加到分配给任一电源的任一相电压指令值、或从分配给任一电源的任一相电压指令值中减去该偏移值，获得从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电压指令值。因此，可以使用在几个电源中具有与该偏移值相对应的电压脉冲的输出允差的电源来实现电压指令。

另外，通过将偏移值加到从电源中具有最高电源电压的电源所生成的相电压指令值、或从该相电压指令值中减去该偏移值，获得从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的相的相电压指令值。因此，可以使用在几个电源中具有与该偏移值相对应的电压脉冲的输出允差的电源来实现电压指令。

接着讨论本发明第六实施例中的电力变换控制系统。第六实施例中的电力变换控制系统75中的转矩控制部分77的结构与根据其它所述实施例的电力变换控制系统的不同。

图23是示出第六实施例中的电力变换控制系统75的结构的框图。代替转矩控制器13，电力变换控制系统75在电力控制器76中具有转矩控制部分77。其余结构特征和操作与第一实施例中的电力变换控制系统10的相同。

转矩控制部分77根据从外部施加的转矩指令值Te＊和电动机转动速度ω、以及DC电源11a的电力指令值Pa＊、DC电源11b的电力指令值Pb＊和电动机15的电气角θ，计算电动机15的d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊。图24详细示出转矩控制部分77的框图。

如在此所示，转矩控制部分77具有转矩控制器78、充电电源(charge power)控制器79、控制模式开关80以及电流指令值开关81。转矩控制器78使用以Te＊和ω为轴并且提前准备的映射图作为参考，输出id1＊、iq1＊。充电电源控制器79使用电力指令值Pa＊、Pb＊和电气角θ作为输入，并输出id2＊和iq2＊。同时，充电电源控制器79输出电气角θ’和DC电源11a的电力分配目标值rto_pa。

另外，当转矩大小和转动速度ω均接近0时，控制模式开关80选择从充电电源控制器79输出的id2＊、iq2＊。否则，选择从转矩控制器78输出的id1＊、iq1＊。

在充电电源控制器79中，根据DC电源11a的电力指令值Pa＊和DC电源11b的电力指令值Pb＊，首先使用下面的公式计算电力分配目标值rto_pa：

rto_pa＝Pa＊/(Pa＊+Pb＊)

图25是示出第六实施例中的电力控制器76的处理流程的流程图。当生成电流指令值和电气角θ’时，将根据从电动机的位置传感器获得的电动机15的电气角θ计算出的|cosθ|与规定值TH0进行比较以判断|cosθ|是否大于TH0。也就是说，在步骤S101，形成询问|cosθ|＞TH0。后面说明TH0的值。当cosθ等于或接近0时，U相中流动的d轴电流非常小，以致于难以仅使用d轴电流控制充电，并且设置该值以判断是否可以单独利用d轴电流控制充电。

如果判断结果，即对询问|cosθ|＞TH0的回答为是，则在步骤S102判断cosθ的符号。当作为对询问cosθ＞0？的回答，cosθ为正时，在步骤S103将id2＊的符号设置成负。如果在步骤S102中cosθ不为正，则在步骤S104将id2＊的符号设置成正。接着，在步骤S105，为了确保电动机15不生成转矩，将iq2＊设置成iq2＊＝0。另外，基于DC电源11b的电力指令值Pb＊参考映射图生成|id2＊|。该映射图是输出id2＊大小的一维映射图，通过实验预先准备该映射图，并将其存储在充电电源控制器79。

接着在步骤S106根据id2＊的符号信息和大小生成电流指令值id2＊。然后，作为在d·q轴电流控制的坐标变换中使用的电气角θ’，代替使用通过电动机15的位置传感器在步骤S107中获得的电气角θ(θ’＝θ)。然后停止处理。

另一方面，如果相反作为步骤S101的询问的回答，|cosθ|小于或等于TH0(否)，则在步骤S108基于DC电源11b的电力指令值Pb＊参考映射图生成id2＊和iq2＊。该映射图也是通过实验预先准备的，并被存储在充电电源控制器79中。这里，可以使用任何值作为id2＊和iq2＊。如在后面所述，通过使用来自id2＊和iq2＊的虚拟电气角(virtual electrical angle)，生成U相的电压指令值vu＊、V相的电压指令值vv＊、以及W相的电压指令值vw＊，从而高频振动的AC电流流动。另一方面，利用上述电力分配控制，以反馈方式补偿各电源的供电/充电。结果，可以对设置成id2＊、iq2＊的任何值进行充电。为了方便说明，正如|cosθ|＞TH0的情况一样，基于电力指令值Pb＊从映射图生成id2＊，并且将iq2＊设置成0。

在接着的步骤S109，计算虚拟电气角θ”。虚拟电气角θ”具有基于虚拟电气角的频率连续计算的值。在几百Hz到几千Hz的范围内设置虚拟电气角频率。然后，在步骤S110，作为在d·q轴电流控制的坐标变换中使用的电气角θ’，根据θ’＝θ”代替为虚拟电气角θ”。然后处理结束。在这种情况下，代替对于电动机15通常已知的d·q轴电流的控制，在经过虚拟转动的转动坐标系中进行电流控制。

接着，给出关于该控制的背景技术的说明。首先，在d·q轴电流和3相AC电流之间存在以下关系：

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$

对于图1中所示的电力变换器12，电路结构是从两个DC电源11a、11b生成U相电压的结构。可以仅通过U相电路将DC电源11b的电力供给电动机15或进行充电。在电动机15在速度0附近停止时，由于在不生成电动机15的转矩的情况下对DC电源11b进行充电，因而可以进行控制使得iq＝0。

这里，iq＝0，考虑U相的电流iu，具有以下公式：

iu＝idcosθ。

也就是说，可见通过根据d轴电流id和转子位置所确定的cosθ来确定iu。对于id的绝对值|id|，可以基于电力分配比选择规定值。另一方面，为了避免id的符号影响转矩，可以选择任何符号。这里，考虑到电力的运动方向来确定该符号。也就是说，在DC电源11b的充电方向上，电流可以以U相电流的负方向流动，从而使电流沿从电动机15到电力变换器12的方向流动。选择id的符号以确保iu的符号为负。因此，如果cosθ为正，则选择id为负。如果cosθ为负，则选择id为正。另一方面，当对DC电源11a进行充电时，可以选择id的符号以使iu的符号变成负的或iu的符号变成正的。在当充电/放电相不局限于该实施例时的情况下，符号的选择是有效的。

另一方面，从该公式判断出：当cosθ为0时，不管如何选择id，都不可能通过U相操纵DC电源11b的电力。当cosθ为0或接近0时，将iq、id看作高频电流，并且在将电动机15的平均转矩设置成0的同时控制电动机电流。如果id、iq具有足够高的频率，则尽管在电动机15中生成瞬时转矩，但短时间内的平均转矩为0，从而使电动机15不沿一个方向转动。

也就是说，通过如上所述给出高频振动的虚拟电气角，平均转矩可以为0，并且电流在U相中流动。

图26示意性示出d轴电流符号的选择和高频电流的选择。如在此所示，如上所述进行d轴电流id符号的选择和高频电流的选择。

图27示出第六实施例中的电力控制的结果的例子。如图所示，电动机15停止，并且设置电力指令值以使DC电源11a(电源a)供电，同时对DC电源11b(电源b)进行充电。因此，即使电动机15以各种电气角停止，仍可以控制电力使得从DC电源11a和DC电源11b中的一个向另一个充电。

在该实施例中，U相是可以从多个电源进行脉冲生成的相。但是在V相和W相中，当选择各相的电流使电流在与DC电源11b连接的通路上流动时，可以进行与该实施例相同的电力控制。另外，对于所有相，还可以通过以虚拟电气角频率流动电流来控制电力。同样如该实施例中所示，如果由于由虚拟电气角频率电流所导致的电动机的转矩变化而使振动影响、磁噪声等成为问题，则通过切换虚拟电气角频率和d轴电流，可以降低其发生的可能性。

下面，给出关于第六实施例的效果的说明。

该实施例具有根据多相AC电动机的电气角、转动速度、电源的电力指令值生成多相AC电动机的电流指令值和电源电压的分配比例的部分。基于多相AC电动机的电流指令值生成输出电压，并且将输出电压分配给电源。因此，即使规定相具有从多个电源生成脉冲并对这些脉冲进行合成以输出的电路结构，因为根据电力指令值和电动机的电气角及转动速度生成电力供给电流指令值，所以不管电动机位置和速度如何，都将多个电源的电力分配给电源，并且可以控制电力。结果，即使电动机停止，通过从多个电源生成并合成脉冲，仍可以在不使用DC/DC变换器等的情况下，向多个电源分配电力以及从一个电源向另一电源充电。

另外，在该实施例中，生成多相AC电动机的电流指令值和电源的电力分配比例的部分生成d轴电流指令值和q轴电流指令值的大小。与这些值一起，该实施例基于多相AC电动机的电气角的值，切换d轴电流指令值的符号。因此，通过生成d·q轴电流的指令值并切换d轴电流的符号，可以将多个电源的电力分配给各电源，并且可以不依赖于电动机的位置而控制电力。

在第六实施例中，d轴电流指令值的符号是这样的：基于多个电源的电力指令值，在充电电流的流动方向上选择与进行充电的电源连接的电流通路。通过选择d轴电流的符号的切换使电流在用于充电的通路中流动，可以将多个电源的电力分配给各电源，并且可以控制对电源的充电电力。

另外，该实施例具有生成多相AC电动机的虚拟电气角的部分。生成多相AC电动机的电流指令值和电源电力的分配比例的部分生成虚拟电气角频率的电流指令值。通过生成电动机的虚拟电气角并生成虚拟电气角频率的电流指令值，虚拟电气角的频率的电流可以流向电动机。结果，不管电动机的转子停止在哪里，都可以利用虚拟电气角频率的电流，将多个电源的电力分配给各电源，并且可以控制对电源的充电电力。

该第六实施例具有在转动坐标系中生成电压指令值的部分，转动坐标系基于转动坐标系中的电动机电流指令值以虚拟电气角转动。使用固定坐标系中的虚拟电气角利用转动坐标系中的电压指令值的坐标变换，生成输出电压指令值。因此，通过基于以虚拟电气角转动的坐标系中的电动机电流指令值生成转动坐标系中的电压指令值，并使用该虚拟电气角利用坐标变换生成输出电压指令值，即使虚拟电气角的频率高，如在传统矢量控制中一样，也可以高精度地控制高频电流。还可以高精度地控制对电源的充电电力。此外，电动机是AC电动机。如果使用矢量控制进行电流控制，则可以如控制虚拟电气角的转动坐标一样使用控制器，并且由于减少了添加给控制器的部分的数量而可以消除控制器的成本增加。

另外，基于多相AC电动机的电气角，根据d轴电流指令值和q轴电流指令值的大小、由于切换d轴电流指令值的符号所导致的电流指令值、以及虚拟电气角频率的电流指令值，选择电流指令值。因此，可以仅利用d轴和q轴电流将多个电源的电力分配给各电源，并且还可以控制对电源的充电电力。另外，不管电动机转子停止在哪里，都仍可以通过使用虚拟电气角频率的电流指令值控制电力。

接着，给出关于本发明第七实施例中的电力变换控制系统的说明。第七实施例的电力变换控制系统82在以下方面不同于仅在U相中从多个电源进行脉冲生成的第六实施例：该实施例的电力变换控制系统82使用具有如参照图18所述的还允许在V相中从多个电源生成脉冲的电路结构的电力变换器56。第七实施例还具有结构与第六实施例中的转矩控制部分不同的转矩控制部分84。其它结构特征和操作与图23中所示的第六实施例中的电力变换控制系统75的相同。

图28是示出第七实施例中的电力变换控制系统82的结构的框图。如图28所示，电力控制器83中的转矩控制部分84不同于图23的转矩控制部分77。另外，电力变换控制系统82具有电力变换器56。

图29是详细示出图28中所示的转矩控制部分的结构的框图。代替上述充电电源控制器79，转矩控制部分84具有不输出电气角θ’的充电电源控制器85。此外，转矩控制部分84具有与上述转矩控制部分77相同的结构。

图30是示出第七实施例中电力控制器的处理流程的流程图。首先，在步骤S201对电动机15的电气角θ是否小于规定相角θth2且大于规定相角θth1进行判断。从电动机15的位置传感器获得电动机15的电气角θ的值，并且将该电气角θ与规定相角θth1和θth2进行比较。作为例子，θth1＝-∏/6，θth2＝5∏/6。

作为该判断的结果，如果电气角θ进入该范围(即，对步骤S201的询问的回答为是)，则在步骤S202中将id2＊的符号取为负，如果电气角θ在该范围外(即，对步骤S201的询问的回答为否)，则在步骤S203中将id2＊的符号取为正。然后，在步骤S204，将iq2＊设置成0，以使电动机15不产生转矩，并且参考输出|id2＊|大小的一维映射图，基于DC电源11b的电力指令值Pb＊生成|id2＊|。通过实验准备该映射图，并将其预先存储在装置内。

然后，根据id2＊的符号信息和id2＊的大小|id2＊|，在步骤S205中生成电流指令值id2＊。处理结束。

这样，通过选择id2＊的符号，在U相和V相之一中电流从电动机15向电源流动，使得可以对DC电源11b进行充电。这样，即使电动机停止，仍可以进行包括对DC电源11b进行充电的电力的分配控制。

在该实施例中，将U相和V相设置成可以从多个电源生成脉冲的相。然而，还可以使用三个相中的两个其余相的组合。可以选择规定相角θth1、θth2以与相匹配。另外，当从DC电源11b向DC电源11a进行充电时，可以反向选择id＊的符号。

以下给出关于本发明第八实施例中的电力变换控制系统的说明。第八实施例中的电力变换控制系统在电动机15的输出轴上具有制动装置(制动器)。图31示出安装在电动机15的输出轴上的制动装置。负载R与电动机15的输出轴15a连接，并且在输出轴15a的中间点处安装用于机械制动电动机15的制动装置86。

图32中所示的框图详细示出第八实施例中的转矩控制部分86。如在此所示，代替充电电源控制器79，制动装置86具有充电电源控制器87。代替从充电电源控制器79输出的电气角θ’，充电电源控制器87输出制动装置操作信号作为制动装置86的操作信号。

图33是详细示出图32中所示的充电电源控制器87的框图。充电电源控制器87具有iu映射图部分88、iv、iw算术运算部分89、以及坐标变换部分90。使用iu映射图部分88，并且使用基于电力指令值Pb＊的该映射图作为参考，确定U相电流指令值iu＊。使用所确定的U相电流指令值iu＊，形成负值映射图以允许对DC电源11b进行充电。

在iv、iw算术运算部分89中使用下面的公式计算其它相的相电流指令值，即V相电流指令值iv＊和W相电流指令值iw＊，从而实现3相平衡：

iv＊＝-iu＊/2；和

iw＊＝-iu＊/2。

根据各相的电流指令值iu＊、iv＊、iw＊和电气角θ，使用坐标变换部分90计算d·q轴电流的电流指令值id2＊、iq2＊。

另外，在使用控制模式开关80选择d·q轴电流指令值id2＊和iq2＊的条件下，根据充电电源控制器87输出的制动装置的操作信号打开制动装置86。结果，即使在电动机15生成转矩的电气角θ的位置处，也可以保持输出轴15a停止而不转动。结果，可以控制从一个电源向另一个电源的充电，同时在电动机的转矩不发生改变的情况下保持电动机15停止。

下面，给出关于本发明第九实施例中的电流变换控制系统的说明。该实施例代替制动装置，在电动机15的输出轴15a上具有离合器装置。该实施例的其它特征与第八实施例中的电力变换控制系统的相同。

图34示出第九实施例中安装在电动机的输出轴上的离合器装置。负载R与电力变换控制系统的电动机15的输出轴15a连接，并且在输出轴15a的中间点处安装用于机械释放电动机15和负载轴的离合器装置91。

图35是详细示出第九实施例中的转矩控制部分92的框图。代替充电电源控制器87，转矩控制部分92具有充电电源控制器93。代替从充电电源控制器87输出的制动装置操作信号，该充电电源控制器93输出作为离合器装置91的操作信号的离合器操作信号。

充电电源控制器93使用映射图作为参考接收电力指令值Pb＊并输出id2＊、iq2＊。然后，如在第六实施例中的充电电源控制器79的处理(参考图25)一样，将根据电动机15的电气角θ计算出的|cosθ|与规定值TH0进行比较，以判断|cosθ|是否大于TH0。

作为对该询问的回答，如果|cosθ|＞TH0，那么将iq2＊设置成0，并判断id2＊的符号。另一方面，如果不满足关系|cosθ|＞TH0，则使用所述映射图作为参考，并输出iq2＊。同时，输出离合器操作信号，并且释放负载R与电动机15的输出轴15a。根据iq2＊的输出，在转动中生成电动机转矩。结果，通过控制d轴电流，可以进行使用电力分配目标值的DC电源11a和DC电源11b的充电控制。

图36是示出本发明第十实施例中的电力变换器的电路图。第十实施例的电力变换器96不同于图18中所示的电力变换器。电力变换器96具有通过半导体开关组22a、94连接的DC电源11a的正极母线20和电动机15的W相端子，并且具有通过允许控制双向导通的两个半导体开关组95a、95b连接的DC电源11b的正极母线24和电动机15的W相端子。

也就是说，代替二极管22b，在正极母线20与电动机15的W相端子之间设置半导体开关94。在正极母线24与电动机15的V相端子之间，新设置两个半导体开关组95a、95b。其余结构和操作与电力变换器56(参考图18)的相同。

尽管先前已知该电路的结构，如图37中所示，但是电力控制器99具有导致不同控制方法的电力控制/调制率算术运算部分29。电力控制/调制率算术运算部分29具有以下模式。首先，多个电源以与先前已知的方式相同的方式在U相、V相和W相中工作的A模式；如第一实施例中的电力控制/调制率算术运算部分一样，多个电源仅在U相中工作的B模式；将第一实施例中的U相改变成V相的C模式；将第一实施例中的U相改变成W相的D模式；如第二实施例中的电力控制/调制率算术运算部分一样，多个电源仅在U相和V相中工作的E模式；将第二实施例中的U相和V相改变成W相和V相的F模式；将第二实施例中的U相和V相改变成U相和W相的G模式。在B模式到G模式中，具有用于交换电源a和电源b的模式。

由于通过模式开关部分100切换模式，因而可以在不使用开关的情况下进行电力控制。也就是说，当由于开关问题等导致不能使用某一开关时，在已知技术中就不能使用相对应的电源。然而，在该第十实施例中，通过切换与不能工作的开关相匹配的模式，可以继续电力控制。

在第十实施例中，即使在有问题的开关等的情况下，也可以利用第一和第二实施例中的电力控制器的组合继续电力控制。例如，当在电源b中使用燃料电池时，在先前已知的设计中，当电源b侧的开关不能工作时，不得不仅利用电源a中剩下的电力继续进行电力控制。然而，在第十实施例中，在对电源a继续充电的情况下使用其余相继续进行电力控制是可取的做法。

如上所述，根据本发明的实施例，驱动多相AC电动机的电力变换器具有通过生成并合成多个电源的输出电压来生成用于驱动与多个电源连接的多相AC电动机的驱动电压的相。还具有通过从一个DC电源的输出电压生成脉冲来生成与该DC电源连接的多相AC电动机的驱动电压的相。结果，可以利用较少半导体元件使用和分配多个电源的电力。

以上，参照附图和应用例子对本发明进行了说明。然而，本领域的技术人员可以基于该公开进行各种修改和修正。因此，应该理解，这些修改和修正也包括在本发明的范围中。例如，可以在本发明实施例中使用的电源不局限于DC电源。至少一个电源可以是允许充电/放电的任何DC电池和电容器。其它电源包括燃料电池、单相交流发电机、通过逆变器等整流的多相交流发电机、单相AC商用电源等。

例如，如图38所示，当使用单相AC电源时，可以通过整流器进行连接以避免电压的反转。尤其当使用单相AC电源120b控制如第六到第九实施例中所述的充电时，可以使用图38中所示的方案。针对充电所使用的设备中的充电器，可以采用简单结构，例如能够使用商用电源进行充电以行驶的电动汽车。

另外，为了易于理解本发明说明了上述实施例，并且本发明不局限于上述实施例。相反，本发明旨在覆盖包括在所附权利要求书的范围内的各种修改和等同结构，该权利要求书的范围符合最宽的解释，以包含所有法律所允许的这类修改和等同结构。

参考相关申请

本申请主张2006年3月17日提交的日本2006-075094号专利申请的优先权，其全部内容通过引用包括在此。

Claims (23)

1.一种电力变换器，用于控制来自多个电源的供给电压，并用于驱动多相AC电动机，该电力变换器包括：

电力变换电路；以及

电力控制器，用于控制所述电力变换电路的开关装置，以通过从所述多个电源的输出电压生成脉冲来生成用于驱动所述电动机的至少第一相的驱动电压，并通过从所述多个电源中的仅一个电源的输出电压生成脉冲来生成用于驱动所述电动机的不同相的驱动电压。

2.根据权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，所述多个电源至少包括第一电源和第二电源；并且所述电力变换电路还包括：

所述第一电源的高电位侧与所述电动机的所述第一相之间的第一开关装置；

所述第二电源的高电位侧与所述电动机的所述第一相之间的第二开关装置；

所述第一电源和所述第二电源的公共低电位侧与所述电动机的所述第一相之间的第三开关装置；

所述第一电源的高电位侧与所述电动机的所述不同相之间的第四开关装置；以及

所述第一电源的低电位侧与所述电动机的所述不同相之间的第五开关装置。

3.根据权利要求2所述的电力变换器，其特征在于，

所述第三开关装置包括二极管和不具有反向阻断功能的有源元件；

所述第一开关装置包括具有反向阻断功能的元件；

所述第二开关装置包括具有反向阻断功能的元件；

所述第四开关装置包括二极管和不具有反向阻断功能的有源元件；以及

所述第五开关装置包括二极管和不具有反向阻断功能的有源元件。

4.根据权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，所述电力控制器还用于：

对所述第一相的开关装置生成电气角各周期的第一ON时间平均值的脉冲，所述脉冲对应于所述多个电源的电力分配指令；其中所述第一ON时间平均值不同于所述不同相的电气角各周期的第二ON时间平均值。

5.根据权利要求4所述的电力变换器，其特征在于，所述电力控制器还包括：

电压偏移补偿部分，用于补偿所述第一相的相电压与所述不同相的相电压之间的差。

6.根据权利要求5所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

将与所述不同相的电压指令值有关的偏移值赋予所述第一相的电压指令值。

7.根据权利要求6所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

在将所述第一相的电压指令值分配给所述多个电源中的每个电源之前，从所述第一相的电压指令值中减去所述偏移值。

8.根据权利要求6所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

在将所述第一相的电压指令值分配给所述多个电源中的每个电源之后，从与所述多个电源中的各电源相关的所分配电压指令值中减去所述偏移值。

9.根据权利要求8所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

将所述偏移值加到从所述多个电源中具有最高电源电压的其中一个所述多个电源生成的第一分配电压指令值上、或从所述第一分配电压指令值中减去所述偏移值。

10.根据权利要求6所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

根据所述多个电源的电压值和所述第一相的相指令值的分配比例，计算所述偏移值。

11.根据权利要求5所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

根据所述多个电源的电压值和所述第一相的相指令值的分配比例，计算前馈偏移值；

检测所述第一相的相电流；

根据相电流指令值与所述第一相的相电流之间的差，计算反馈偏移值；以及

根据所述前馈偏移值和所述反馈偏移值的和，计算所述偏移值。

12.根据权利要求5所述的电力变换器，其特征在于，所述电压偏移补偿部分还用于：

根据所述多个电源的电压值和所述第一相的相指令值的分配比例，计算前馈偏移值；

检测所述第一相的相电流的DC电流成分；

根据所述第一相的DC电流指令值与所述第一相的相电流的DC电流成分之间的差，计算反馈偏移值；以及

根据所述前馈偏移值和所述反馈偏移值的和，计算所述偏移值。

13.根据权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，所述电力控制器还包括：

电动机转矩控制器，用于根据所述电动机的转矩指令值和转动速度，生成所述电动机的电流指令值；以及

充电电源控制器，用于根据所述多个电源的各电力指令值，生成所述电动机的充电电流指令值。

14.根据权利要求13所述的电力变换器，其特征在于，所述充电电源控制器还用于：

根据电气角和所述电力指令值，生成d轴电流指令值；以及

基于所述电力指令值，设置所述第一相的d轴电流的符号。

15.根据权利要求14所述的电力变换器，其特征在于，所述多相AC电动机是3相AC电动机，并且所述第一相为U相；当对仅与所述U相连接的电源进行充电时，所述充电电源控制器还用于：

在使用所述电气角所确定的余弦为正的电气角范围内，将所述d轴电流指令值的符号设为负；以及

在使用所述电气角所确定的余弦为负的电气角范围内，将所述d轴电流指令值的符号设为正。

16.根据权利要求14所述的电力变换器，其特征在于，所述多相AC电动机为3相AC电动机，并且所述第一相为U相；当对与多个相连接的电源进行充电时，所述充电电源控制器还用于：

在使用所述电气角所确定的余弦为正的电气角范围内，将所述d轴电流指令值的符号设为正；以及

在使用所述电气角所确定的余弦为负的电气角范围内，将所述d轴电流指令值的符号设为负。

17.根据权利要求14所述的电力变换器，其特征在于，所述多相AC电动机为3相AC电动机，并且所述至少第一相为U相和V相；当对仅与所述U相和所述V相连接的电源进行充电时，所述充电电源控制器还用于：

在使用所述电气角所确定的余弦为正的电气角范围内，将所述U相和所述V相中的至少一个的电流的d轴电流指令值的符号设为负；以及

在使用所述电气角所确定的余弦为负的电气角范围内，将所述U相和所述V相中的至少一个的电流的d轴电流指令值的符号设为正。

18.根据权利要求14所述的电力变换器，其特征在于，所述多相AC电动机为3相AC电动机，并且所述至少第一相为U相和V相；当仅对所述多个电源中的一个电源进行充电时，所述充电电源控制器还用于：

在使用所述电气角所确定的余弦为正的电气角范围内，将所述U相和所述V相中的至少一个的电流的d轴电流指令值的符号设为正；以及

在使用所述电气角所确定的余弦为负的电气角范围内，将所述U相和所述V相中的至少一个的电流的d轴电流指令值的符号设为负。

19.根据权利要求13所述的电力变换器，其特征在于，所述充电电源控制器还用于：

根据电气角和所述电力指令值，生成所述电动机的d轴电流指令值；

生成所述电动机的虚拟电气角；

将所述虚拟电气角选择性地输入给所述电力控制器的dq/3相变换部分；以及

基于所述电动机的电气角的值，禁止将所述虚拟电气角输入给所述dq/3相变换部分。

20.根据权利要求13所述的电力变换器，其特征在于，还包括：

所述电动机的机械制动器；并且在生成所述电动机的电流指令值时，所述充电电源控制器还用于与所述机械制动器接合。

21.根据权利要求13所述的电力变换器，其特征在于，还包括：

用于机械释放所述电动机和负载轴的装置；并且在生成所述电动机的电流指令值时，所述充电电源控制器还用于启动释放。

22.一种包括多个电源的用于驱动多相AC电动机的电力变换系统，所述多个电源至少包括第一电源和第二电源，该系统包括：

电力变换器，用于连接所述第一电源、所述第二电源、以及所述电动机，所述电力变换器包括：

连接所述多个电源并用于通过从所述多个电源的输出电压生成脉冲来产生用于驱动所述电动机的第一驱动电压的开关；以及

与所述多个电源中的仅一个电源连接并用于通过从所述多个电源中的所述仅一个电源的输出电压生成脉冲来产生用于驱动所述电动机的第二驱动电压的开关。

23.一种用于使用多个电源驱动多相AC电动机的电力变换器的控制方法，该方法包括以下步骤：

生成所述电动机的各相的电压指令值，该电压指令值包括从所述多个电源的输出电压生成脉冲的相的第一电压指令值；

分配步骤，用于将所述第一电压指令值分配给与电力分配目标相对应的各电源的各自的电压指令值；

计算与所述分配步骤中的各电源相对应的开关的操作的调制率；

使用各电源的各自的电压校正与所述分配步骤中的各电源相对应的开关的操作的调制率；

基于从仅一个电源生成脉冲的相的电压指令值，计算与从所述仅一个电源生成脉冲的相相对应的开关的操作的调制率；

计算偏移电压，所述偏移电压由从仅一个电源生成脉冲的相的相电压以及从所述多个电源中的每个电源的输出电压生成脉冲的相的相电压组成；

修正从所述多个电源的输出电压生成脉冲的相的电压指令值；

基于通过与所述多个电源相对应的开关操作修正的调制率，启动从所述多个电源的输出电压生成脉冲的相的开关；以及

基于从所述仅一个电源生成脉冲的相的调制率，启动从所述仅一个电源生成脉冲的相的开关。

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