WO2016125557A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2016125557A1
WO2016125557A1 PCT/JP2016/051060 JP2016051060W WO2016125557A1 WO 2016125557 A1 WO2016125557 A1 WO 2016125557A1 JP 2016051060 W JP2016051060 W JP 2016051060W WO 2016125557 A1 WO2016125557 A1 WO 2016125557A1
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zero
axis current
period
axis
voltage
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PCT/JP2016/051060
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Inventor
利貞 三井
宮崎　英樹
行武　正剛
勝洋 星野
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/03—Motors with neutral point disassociated, i.e. the windings ends are not connected directly to a common point

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device of an open winding motor in which stator windings of respective phases are independent windings independent of each other.
  • Non-patent document 1 proposes a technique called ZCMM (Zero Common Mode Modulation) for such a problem.
  • the applied voltage to each winding of the open-winding motor is three levels ⁇ + Ed, 0, ⁇ Ed ⁇ , and there are 27 patterns of applied voltage to the three-phase winding of the motor. .
  • the ZCMM method described above is limited to seven space vectors in which the zero-axis motor applied voltage is zero, among the space vectors obtained by converting these 27 patterns into ⁇ 0-axis voltage, as the space vector used for the motor applied voltage. It is.
  • the motor electrical characteristic in the dq 0-axis coordinate is expressed as the following equation (1).
  • Zero-axis inductance (Lz) is a function of dq-axis current. If the dq-axis current is a steady value, Lz is fixed, and the zero-axis electrical characteristics are not affected by dq-axis current interference.
  • Vd, Vq, and Vz are d-axis, q-axis, and 0-axis motor applied voltages
  • Id, Iq, and Iz are d-axis current
  • q-axis current 0axis current
  • Ld, Lq, and Lz are d
  • Axial inductance q-axis inductance, zero-axis inductance
  • r is winding resistance
  • Ea fundamental wave induced voltage
  • Ez is induced voltage three-phase unbalance
  • P is a differential operator.
  • Lz is an inductance imbalance, and is extremely small compared to Ld and Lq.
  • the induced voltage of the motor is limited to only the fundamental wave. That is, Ez is always zero, and if the zero-axis motor applied voltage (Vz) is held at zero by the ZCMM method, the zero-axis current is also zero.
  • the present invention relates to a motor driving device for an open winding motor in which a stator winding is constituted by three independent windings, and is provided for each winding, and a voltage is individually applied to the corresponding winding.
  • a plurality of single-phase inverters, and a control unit for controlling each single-phase inverter provided for each winding, and the control unit sets a sum of applied voltages to each winding to a value other than zero.
  • the zero-axis current is controlled to a predetermined value by alternately and repeatedly generating a first period in which the zero-axis current is offset and a second period in which the sum of the voltages applied to the windings is zero.
  • the zero-axis current can be controlled to a desired value in the motor drive device of the open winding motor.
  • FIG. 1 is a diagram showing a driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an electrical configuration of the single-phase inverter and the independent winding.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between the gate signal and the winding voltage.
  • FIG. 4 is a diagram showing the distribution of space vectors on the ⁇ axis.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the space vector and the zero-axis voltage.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit image of electrical characteristics of the zero axis.
  • FIG. 7 is a diagram showing the electrical characteristics of the zero-axis current standing wave.
  • FIG. 8 is a diagram showing the electrical characteristics of the zero-axis current offset amount.
  • FIG. 1 is a diagram showing a driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an electrical configuration of the single-phase inverter and the independent winding.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between
  • FIG. 9 is a diagram showing the transition of the zero-axis offset amount during one carrier period.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining suppression of a zero-axis current standing wave.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a main configuration of the controller.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining processing of the d-axis current compensator block.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the processing of the q-axis current compensator block.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the zero-axis current offset target generator.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the operation of the zero-axis current offset target generator.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an internal configuration of the zero-axis current offset target generator.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a step input response of the zero-axis current offset amount.
  • FIG. 18 is a diagram showing an internal configuration of the voltage / time product conversion block.
  • FIG. 19 is a diagram showing an internal configuration of the PWM signal generator block.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating the output specifications of the Carrier Generator.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the comparison value and the gate signal.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a representative example of voltages on the ⁇ axes.
  • FIG. 23 is a diagram for explaining a method of expanding a voltage vector into a space vector.
  • FIG. 24 is a diagram showing an ⁇ axis region, a rotation angle, and a corresponding space vector.
  • FIG. 24 is a diagram showing an ⁇ axis region, a rotation angle, and a corresponding space vector.
  • FIG. 25 is a diagram for explaining the operation period of the space vector for ZCMM in one carrier cycle.
  • FIG. 26 is a diagram for explaining an operation period of a ZCMM space vector and a non-ZCMM space vector in one carrier cycle.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the relationship between the space vector in one carrier cycle and the voltage of each motor winding.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating the relationship between the winding voltage and the gate signal.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a motor drive device according to an embodiment of the present invention.
  • an AC motor hereinafter simply referred to as a motor
  • the motor 200 is driven by the inverter device 100.
  • Inverter device 100 includes a P bus 101 connected to the positive side of a battery (that is, a DC power source) (not shown) via P bus terminal 1 and an N connected to the negative side of the battery via N bus terminal 2.
  • a DC voltage Ed is supplied between the P bus 101 and the N bus 102 by the battery. Further, direct-current power is exchanged between the inverter device 100 and the battery.
  • the inverter device 100 has AC terminals 3, 4, 5, 6, 7 and 8 for connection with the motor 200. Direct current power is exchanged between the inverter device 100 and the motor 200 via the AC terminals 3 to 8.
  • the motor 200 includes a machine output shaft 300. When a load (not shown) is connected to the machine output shaft 300, machine outputs are exchanged between the motor 200 and the load.
  • a smoothing capacitor 110 for smoothing the bus current Id is connected between the P bus 101 and the N bus 102 of the inverter device 100.
  • Three single-phase inverters 160, 170 and 180 are connected between the P bus 101 and the N bus 102 on the downstream side of the smoothing capacitor 110.
  • P bus 101 and N bus 102 the portion from smoothing capacitor 110 to branch to single phase inverter 160 is used in common for single phase inverters 160, 170 and 180.
  • Inverter currents Idu, Idv, Idw are exchanged between each single-phase inverter 160-180 and P bus 101 and N bus 102, respectively.
  • the polarity of the inverter currents Idu, Idv, Idw is determined such that the direction from the P bus 101 to the N bus 102 is positive and the opposite direction is negative.
  • the stator of the motor 200 is provided with three-phase independent windings 210, 220, and 230.
  • U-phase independent winding 210 is connected to single-phase inverter 160 via AC terminals 3 and 4.
  • V-phase independent winding 220 is connected to single-phase inverter 170 through AC terminals 5 and 6.
  • W-phase independent winding 230 is connected to single-phase inverter 180 through AC terminals 7 and 8.
  • the independent windings 210, 220, and 230 are windings that are not electrically connected to each other and do not allow current to flow into and out of them. That is, the current that has passed through each independent winding in the motor 200 flows out of the motor 200 without passing through any other independent winding.
  • a current sensor 141 is provided between the single-phase inverter 160 and the AC terminal 4.
  • a current sensor 142 is provided between the single-phase inverter 170 and the AC terminal 6.
  • a current sensor 143 is provided between the single-phase inverter 180 and the AC terminal 8.
  • Current sensors 141, 142, and 143 measure winding currents Iu, Iv, and Iw flowing through the independent windings 210, 220, and 230 of motor 200, respectively, and control the current measurement values Iu ⁇ , Iv ⁇ , and Iw ⁇ . Output to each of the devices 150.
  • the controller 150 includes an operation command ⁇ * of the motor 200 input from a host controller (not shown), current measurement values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ from the current sensors 141, 142, 143, and a circuit (not shown). Based on the input motor phase ⁇ and motor rotational speed ⁇ , gate signals Gu, Gv, Gw are generated. The gate signals Gu, Gv, Gw are output to the corresponding single-phase inverters 160, 170, 180, respectively. In the controller 150, when generating the gate signals Gu, Gv, Gw according to the operation command, processing for controlling the zero-axis current as described later is performed.
  • FIG. 2 is a diagram showing an electrical configuration of the single-phase inverter 160 and the independent winding 210.
  • the relationship between single-phase inverter 170 and independent winding 220 and the relationship between single-phase inverter 180 and independent winding 230 are the same as those in single-phase inverter 160 and independent winding 210. Yes. Therefore, hereinafter, the operations of single phase inverters 160, 170, and 180 will be described using the electrical configuration of single phase inverter 160 and independent winding 210 shown in FIG. 2 as a representative example.
  • the single-phase inverter 160 has switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 and feedback diodes 121, 122, 123, and 124 connected to the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, respectively.
  • a bridge circuit as shown in FIG. 2 is formed. This bridge circuit is connected between both terminals of the independent winding 210, and a voltage Vu is applied to the independent winding 210 in accordance with the state of each switch element Q1, Q2, Q3, Q4.
  • the polarity of the voltage Vu is as shown in the figure.
  • the gate signal Gu output from the controller 150 is decomposed by the signal separator 126 in the single-phase inverter 160 into gate signals G1u, G2u, G3u, and G4u for the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
  • the states of the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are determined by the gate signals G1u, G2u, G3u, and G4u, respectively.
  • the list shown in FIG. 3 shows the relationship between the states of the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 in the bridge circuit shown in FIG. 2 and the voltage Vu applied to the independent winding 210.
  • combinations of states that each switch element Q1, Q2, Q3, Q4 can take are represented as switch modes (SW modes) M0, M1, M2, M3, M4.
  • the on / off states of the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are represented by “0”, indicating an off state, and “1”, indicating an on state.
  • the period in which the switch mode M1 or M2 is selected is a so-called non-reflux period.
  • the period in which the switch mode M3 or M4 is selected is a reflux period. Either one of the switch modes M3 and M4 is selected.
  • the virtual ground potential 125 shown in FIG. 2 is a reference potential virtually determined such that the potential of the P bus 101 is + Ed / 2 and the potential of the N bus 102 is ⁇ Ed / 2.
  • the left side of the independent winding 210 in the figure that is, the potential between the switch element Q1 and the switch element Q2 is defined as a voltage Vul.
  • the right side of the independent winding 210 in the drawing that is, the potential between the switch element Q3 and the switch element Q4 is defined as a voltage Vur.
  • the relationship of the following formula (2) is established between these voltages and the applied voltage Vu of the independent winding 210.
  • Vu Vul-Vur (2)
  • the switch mode M1 is used to set the voltage Vu of the independent winding 210 to + Ed. Further, the switch mode M3 or the switch mode M4 is used to make the voltage Vu zero. Further, the switch mode M2 is used to set the voltage Vu to -Ed.
  • the voltages applied to the independent windings 210, 220, and 230 of the open winding type motor 200 are three levels of ⁇ + Ed, 0, ⁇ Ed ⁇ , and are applied to the three-phase windings of the motor 200.
  • FIG. 4 shows the 27 patterns converted into ⁇ 0 axis voltage by the following equation (3) and expressed as circles on the ⁇ plane as space vectors.
  • the applied voltage to the U-phase winding is Vu
  • the applied voltages to the V-phase winding and the W-phase winding are Vv and Vw.
  • the coordinates of each space vector on the ⁇ plane are equal.
  • the ⁇ coordinates of the space vectors P12 and MM2 are equal to each other.
  • the ⁇ coordinates of the space vectors Z0, PPP0, and MMM0 are equal to each other, and their circles are located at the origin of the ⁇ coordinates.
  • the first symbol of the code representing each space vector for example, the alphabet symbol PPP of PPP0 represents the magnitude of the voltage in the 0-axis direction of the space vector.
  • the zero-axis voltage Vz of each space vector is as shown in FIG. 4 and 5, the symbol P means that the zero-axis voltage is a positive voltage, and the zero-axis voltage of the space vector with PPP is (+ 3 / ⁇ 3) ⁇ Ed, the space vector with PP (for example, , PP1) has a zero-axis voltage of (+ 2 / ⁇ 3) ⁇ Ed, and a space vector (for example, P11) with P has a zero-axis voltage of (+ 1 / ⁇ 3) ⁇ Ed.
  • the symbol M means that the zero-axis voltage is a negative voltage, and the zero-axis voltage of the space vector to which MMM is attached is ( ⁇ 3 / ⁇ 3) ⁇ Ed, a space vector to which MM is attached (for example, MM1).
  • the zero axis voltage of ( ⁇ 2 / ⁇ 3) ⁇ Ed and the zero axis voltage of the space vector (for example, M11) with M is ( ⁇ 1 / ⁇ 3) ⁇ Ed.
  • the symbol Z means that the zero-axis voltage is zero, and the zero-axis voltages (Vz) of the seven space vectors Z0 to Z6 are all zero.
  • the zero-axis current (Iz) is defined as an amount that is directly proportional to the total value of the AC current.
  • the zero-axis current (Iz) is defined by the following equation (4).
  • the proportionality constant 1 / ⁇ 3 in equation (4) is introduced for unifying the explanation, and another positive constant such as “1” may be used.
  • ZCMM Zero Common Mode Modulation
  • FIG. 6 shows a circuit image of the electrical characteristics of the zero axis.
  • the circuit shown in FIG. 6 can be expressed by superposition of the circuit shown in FIG. 7 and the circuit shown in FIG.
  • the current of the circuit of FIG. 6 is Iz
  • the current of the circuit of FIG. 7 is Iz_stable
  • the current of the circuit of FIG. 8 is Iz_offset
  • Iz_stable is a waveform unique to the motor, and is determined by Id, Iq and the motor phase.
  • Iz_stable indicates a zero-axis current standing wave.
  • Iz_offset indicates a zero-axis current offset amount that can be managed by control.
  • the Iz_offset * is set to Iz_offset * shown in the following equation (7) based on the same concept.
  • the current Iz can be controlled to an arbitrary value.
  • the following equation (8) is an equation representing the time response of Iz_offset when a voltage step is given at time t0. In this case, whether a positive voltage is applied to Vz or a negative voltage is applied, the form is a voltage pulse. Therefore, it can be determined by the equation (8) which space vector is used and how many seconds later Iz_offset matches the desired value.
  • the time from time t0 to time t1 when Iz_offset matches the desired value is the pulse width, that is, the predetermined time of the non-ZCCM space vector.
  • Iz_offset matches the desired value Iz_offset *, if switching to a ZCMM space vector, that is, a space vector with zero-axis voltage Vz being zero, Iz_offset naturally attenuates according to the following equation (9).
  • FIG. 9 shows the time change of Iz_offset when the control is performed as described above.
  • the approximate waveform of Iz_offset determined from equation (8) reaches zero at time 0 and reaches the final value Vz / r (A) at time ⁇ .
  • the d-axis q-axis time constant is usually several tens of ms, whereas the 0-axis inductance is extremely small compared to the d-axis q-axis.
  • the time constant ⁇ z of the zero axis current is about 1 ms, and the winding resistance is on the order of m ⁇ .
  • space vectors PPP0 and MMM0 have zero magnitude in the ⁇ -axis direction and ⁇ -axis direction, and the remaining space vectors have at least one magnitude in the ⁇ -axis direction and ⁇ -axis direction. Is not zero.
  • the time to use the non-ZCMM space vector is about several ⁇ s, it does not have a great influence on the control of the d-axis current Id and the q-axis current Iq. Therefore, other than the space vectors PPP0 and MMM0 Non-ZCMM space vectors can be used.
  • the space vectors PPP0 and MMM0 are more preferably used preferentially in that the influence on the ⁇ -axis direction and the ⁇ -axis direction can be completely eliminated.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining Iz_offset when the zero-axis current Iz is controlled to zero. As shown in FIG. 9, it takes several ⁇ s for Iz_offset to reach the desired value Iz_offset *. After that, Iz_offset is naturally attenuated. However, in FIG. 10, Iz_offset is shown by a series of stepped waveforms. It was. Note that the case where the desired value of Iz is not zero can simply be regarded as a state where the desired value is offset, and the same explanation as the following explanation is valid.
  • the period until the numerical value of time k increases by one is one carrier cycle Ts.
  • the thick line indicates the zero-axis current Iz
  • the alternate long and short dash line indicates Iz_stable
  • the broken line indicates Iz_offset.
  • the waveform of IzS is obtained in advance, and the state of the waveform is stored in the form of a table or function.
  • the zero-axis current Iz at the intermediate time becomes almost zero, and the change amount of the zero-axis current Iz (that is, the change amount of Iz_stable) is apportioned with respect to the X axis. Therefore, the average value of the zero-axis current Iz during this carrier period can be made substantially zero.
  • IzO [1] -(IzS [1] + IzS [2]) / 2 is set.
  • the non-ZCMM space vector is thinned out as appropriate so that the inverter loss and the loss due to the zero-axis current Iz are more advantageous. Is more preferred.
  • one carrier cycle may be divided into a plurality of sets of two periods (a period using a ZCMM space vector and a period using a non-ZCMM space vector).
  • the period of the non-ZCMM space vector may be omitted.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a main configuration of the controller 150.
  • the UVW / dq conversion block 401 receives U-phase, V-phase, and W-phase current measurement values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ and a motor phase ⁇ .
  • the UVW / dq conversion block 401 converts the current measurement values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ into dq axis current based on the following equation (10), and detects the d axis current detection value Id ⁇ , q axis current detection value Iq. ⁇ And 0-axis current measurement value Iz ⁇ are output.
  • the d-axis current compensator block 402 includes a d-axis current command Id * generated by a block (not shown), a d-axis current detection value Id ⁇ and a q-axis current detection value Iq ⁇ output from the UVW / dq conversion block 401.
  • the motor rotation speed ⁇ obtained through a circuit (not shown) is received and a d-axis voltage command Vd is output.
  • the q-axis current compensator block 403 includes a q-axis current command Iq * generated by a block (not shown), a d-axis current detection value Id ⁇ and a q-axis current detection value Iq ⁇ output from the UVW / dq conversion block 401
  • the motor rotation speed ⁇ is received and the d-axis voltage command Vd is output. Details of the processing of the d-axis current compensator block 402 and the q-axis current compensator block 403 will be described later.
  • the dq / ⁇ conversion block 404 includes a d-axis current command Vd from the d-axis current compensator block 402, a q-axis current command Vq from the q-axis current compensator block 403, and a motor phase obtained via a circuit (not shown).
  • ⁇ is received, dq / ⁇ conversion processing is performed based on the following equation (11), and ⁇ -axis voltage command V ⁇ and ⁇ -axis voltage command V ⁇ are output.
  • the UVW / dq conversion block 401, the d-axis current compensator block 402, the q-axis current compensator block 403, and the dq / ⁇ conversion block 404 are programs and are executed in a predetermined cycle in the microcomputer.
  • the program execution cycle is assumed to be the same as the carrier cycle Ts.
  • the zero-axis current offset target generator block 411 receives the motor phase ⁇ , the motor rotation speed ⁇ , the d-axis current detection value Id ⁇ , and the q-axis current detection value Iq ⁇ , and receives a zero-axis current target value Iz * from a block (not shown). Is received and the zero-axis current offset target value IzO * is output. Details of the process for generating the zero-axis current offset target value IzO * will be described later.
  • the voltage time product conversion block 412 Based on the zero-axis current offset target value IzO * from the zero-axis current offset target generator block 411 and the zero-axis current detection value Iz ⁇ from the UVW / dq conversion block 401, the voltage time product conversion block 412 Outputs the action time (time width of action period) ztime of the space vector for ZCMM. The details of the processing for calculating the action time ztime in the voltage time product conversion block 412 will be described later.
  • the SV expansion period block 413 is based on the ⁇ -axis voltage command V ⁇ and ⁇ -axis voltage command V ⁇ from the dq / ⁇ conversion block 404 and the action time ztime from the voltage / time product conversion block 412, and the U-phase counter information VALu, V-phase counter information VALv and W-phase counter information VALw are output.
  • the zero-axis current offset target generator block 411, the voltage / time product conversion block 412 and the SV expander block 413 are programs and are executed in a predetermined cycle in the microcomputer.
  • the program execution cycle is assumed to be the same as the carrier cycle Ts.
  • the U-phase PWM signal generator block 421 outputs the gate signal Gu based on the U-phase counter information VALu from the SV development block 413.
  • the V-phase PWM signal generator block 422 outputs the gate signal Gv based on the V-phase counter information VALv from the SV development block 413.
  • the W-phase PWM signal generator block 423 outputs the gate signal Gw based on the W-phase counter information VALw from the SV development block 413.
  • the U-phase PWM signal generator block 421, the V-phase PWM signal generator block 422, and the W-phase PWM signal generator block 423 are configured as hardware.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the processing of the d-axis current compensator block 402.
  • a signal obtained by subtracting the detected d-axis current value Id ⁇ from the d-axis current command Id * is input to the d-axis PI compensator block 502 from the d-axis deviation adjuster 501.
  • the d-axis PI compensator block 502 performs PI compensation on a signal obtained by subtracting the d-axis current detection value Id ⁇ from the d-axis current command Id * and outputs a d-axis PI compensation value. If there is a difference between the d-axis current command Id * and the detected d-axis current value Id ⁇ , the d-axis PI compensator block 502 generates a d-axis PI compensation value to fill this difference. Therefore, the d-axis detection value Id ⁇ approaches the d-axis current command Id * as time passes.
  • the d-axis speed electromotive force compensator block 503 calculates the d-axis speed electromotive force compensation value based on the q-axis current detection value Iq ⁇ and the motor rotational speed ⁇ . To do. Since the d-axis velocity electromotive force compensator block 503 generates the d-axis velocity electromotive force voltage value to cancel the interference voltage due to the q-axis current, the response of the d-axis current is improved.
  • the d-axis voltage command Vd is obtained by combining the d-axis PI compensation value and the d-axis speed electromotive force compensation value by the d-axis voltage adjuster 504.
  • the q-axis current detection value Iq ⁇ is used to obtain the d-axis speed electromotive force compensation value, but the q-axis current target value Iq * may be used.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the processing of the q-axis current compensator block 403.
  • the q-axis PI compensator block 506 receives a signal obtained by subtracting the q-axis current detection value Iq ⁇ from the q-axis current command Iq * from the q-axis deviation adjuster 505.
  • the q-axis PI compensator block 506 performs PI compensation on a signal obtained by subtracting the q-axis current detection value Iq ⁇ from the q-axis current command Iq * and outputs a q-axis PI compensation value.
  • the q-axis PI compensator block 506 If there is a difference between the q-axis current command Iq * and the q-axis current detection value Iq ⁇ , the q-axis PI compensator block 506 generates a q-axis PI compensation value to fill this difference. Therefore, the q-axis detection value Iq ⁇ approaches the q-axis current command Id * as time passes.
  • the q-axis speed electromotive force compensator block 507 calculates the q-axis speed electromotive force compensation value based on the d-axis current detection value Id ⁇ and the motor rotational speed ⁇ . To do. Since the q-axis velocity electromotive force compensator block 507 generates a q-axis velocity electromotive force voltage value to cancel the interference voltage caused by the d-axis current and cancel the fundamental wave induced voltage, the q-axis current is improved.
  • the q-axis voltage command Vq is obtained by combining the q-axis PI compensation value and the q-axis speed electromotive force by the q-axis voltage adjuster 508.
  • the d-axis current detection value Id ⁇ is used to obtain the q-axis speed electromotive force compensation value, but the d-axis current target value Id * may be used.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a waveform of the zero-axis current stationary wave Iz_stable when the horizontal axis is the motor phase ⁇ .
  • the waveform of the zero-axis current standing wave Iz_stable is unique to the motor, and is uniquely determined when the d-axis current and the q-axis current are determined. If the motor phase ⁇ and the motor rotation speed ⁇ are known, it is possible to grasp how far the motor phase proceeds from the current motor phase ⁇ in the carrier cycle Ts.
  • the range of the motor phase in the carrier cycle Ts is [ ⁇ to ⁇ + ⁇ ⁇ Ts]. Determined by In FIG. 14, two vertical broken lines indicate this.
  • the zero-axis current offset target generator block 411 searches for the maximum value Iz_max and the minimum value Iz_min of the zero-axis current stationary wave Iz_stable in the motor phase range [ ⁇ to ⁇ + ⁇ ⁇ Ts], and obtains the median value Iz_equid thereof. Then, the difference between the zero-axis current target value Iz * and the median value Iz_equid is defined as a zero-axis current offset target value IzO *.
  • Iz_offset with the zero-axis current offset target value IzO * according to the procedure described later, the change in the zero-axis current (zero-axis current standing wave Iz_stable) with respect to the zero-axis current target value Iz * as shown in FIG. (The change amount) is divided by 1/2 above and below the target value.
  • FIG. 16 summarizes the flow of the above target value generation processing.
  • the pattern of the zero-axis current standing wave Iz_stable is tabulated and held as a zero-axis current standing wave table set 511. Since the zero-axis current standing wave Iz_stable is determined by the d-axis current and the q-axis current as described above, a plurality of tables are prepared for each dq-axis current so that necessary accuracy is obtained.
  • the first process of the zero-axis current offset target generator block 411 is to select a table corresponding to the dq-axis current detection values Id ⁇ and Iq ⁇ .
  • the maximum value Iz_max and the minimum value Iz_min are retrieved from the selected table, and these are input to the zero-axis current standing wave median value calculation block 512.
  • the zero-axis current standing wave median value calculation block 512 calculates the median value Iz_equid from the maximum value Iz_max and the minimum value Iz_min.
  • the zero-axis current offset target value IzO * is obtained by calculating the difference between the zero-axis current target value Iz * and the median value Iz_equid by the zero-axis current offset target calculation differentiator 513.
  • the data holding of the zero-axis current standing wave Iz_stable is a table format, but it may be held as a function.
  • the voltage time product conversion block 412 calculates how long the non-ZCMM space vector operation time is required in order to match the zero axis current offset amount (Iz_offset) with the zero axis current offset target value IzO *.
  • Iz_offset the zero axis current offset amount
  • Iz_offset the zero axis current offset target value
  • equation (8) replace “Iz_offset” with “IzO *”, replace “Iz_offset (t0)” with “Iz ⁇ ”, replace “t ⁇ t0” with ztime, and solve the equation
  • the obtained ztime may be used as the action time.
  • the action time ztime is expressed as shown in Expression (12).
  • the action time ztime may be determined as follows.
  • the response waveform L1 is approximated by response waveforms L2 represented by straight lines L21 and L22.
  • the straight line L21 at 0 ⁇ t ⁇ ⁇ z is a line segment connecting the coordinates (0, Iz ⁇ ) and the coordinates ( ⁇ z, Vz / r), and the inclination thereof is (Vz / r ⁇ Iz ⁇ ) / ⁇ z.
  • a straight line L22 at ⁇ z ⁇ t represents a straight line parallel to the horizontal axis according to coordinates (0, Vz / r).
  • FIG. 18 summarizes the above-described conversion processing, and shows the internal configuration of the voltage / time product conversion block 412.
  • the waveform L3 shown in the non-ZCMM action time calculation block 515 corresponds to the waveform L2 shown in FIG.
  • the difference dIzO is obtained by subtracting the zero-axis current detection value Iz ⁇ from the zero-axis current offset target IzO *.
  • the non-ZCMM action time calculation block 515 converts the action time to ztime.
  • the action time ztime is a positive value, it indicates that the space vector in the list of non-ZCMM space vectors that gives a positive voltage to the above-described zero-axis voltage Vz is used.
  • the action time ztime is a negative value, it indicates that the space vector in the list of non-ZCMM space vectors that gives a negative voltage to the zero-axis voltage Vz is used.
  • the U-phase PWM signal generator block 421 (Description of U-phase PWM signal generator block 421) Next, the U-phase PWM signal generator block 421 will be described with reference to FIG.
  • the V-phase PWM signal generator block 422 and the W-phase PWM signal generator block 423 have the same structure except that the signal names are different.
  • the carrier generator 451 shown in FIG. 19 needs to be synchronized with the U-phase PWM signal generator block 421, the V-phase PWM signal generator block 422, and the W-phase PWM signal generator block 423.
  • the U-phase PWM signal generator block 421 expands the U-phase counter information VALu signal obtained from the SV expander block 413 by a signal separator (not shown), and obtains the following comparison values. VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, VAL5Lu, VAL2Ru, VAL3Ru, VAL4Ru, VAL5Ru,
  • the comparator 452 receives the carrier signal CARI from the Carrier45Generator 451 and compares it with the comparison value VAL2Lu, when (VAL2Lu ⁇ CARI) ⁇ 0, and (VAL2Lu ⁇ CARI) ⁇ In the case of 0, 0 is output.
  • the operations of the comparators 453 to 459 are the same except that the input comparison values are different.
  • the logic elements 460, 461, and 462 and the logic elements 470, 471, and 472 output an exclusive OR for the two inputs.
  • the logic elements 463 and 473 output negation of the input.
  • gate signals G1u, G2u, G3u, G4u are obtained.
  • a Dead Time adding circuit for providing a non-overlap time before generating G1u and G2u, but this is not shown in FIG.
  • a Dead Time adding circuit for providing a non-overlap time before generating G3u and G4u, but this is not shown in FIG.
  • the gate signals G1u, G2u, G3u, and G4u are integrated by a circuit (not shown) to obtain the signal Gu.
  • Fig. 20 shows the signal specifications of the carrier signal CARI output from the Carrier Generator 451.
  • the carrier signal CARI is a triangular wave signal that changes from 0 to 100% in the carrier cycle Ts.
  • each comparison value and circuit output will be described.
  • the basic unit of the circuit is two broken-line blocks 480 and 481 shown in FIG.
  • the broken line block 480 and the broken line block 481 are different in input / output signal names and have the same response output with respect to the input comparison value. Therefore, the broken line block 480 will be described below.
  • the negation of the G1u signal is basically the G2u signal, the description is limited to the G1u signal for each comparison value that is an input.
  • the upper graph in FIG. 21 shows a comparison value for the carrier signal CARI shown in FIG.
  • the lower graph in FIG. 21 shows the output of the signal G1u with respect to the comparison values VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, and VAL5Lu.
  • the time at which each comparison value VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, VAL5Lu matches the carrier signal CARI matches the signal change time in the lower graph.
  • the present embodiment is characterized in that two on periods can be provided during one carrier period Ts.
  • FIG. 21 will be specifically described.
  • VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, and VAL5Lu are all equal to or greater than CARI, so that the outputs of the comparators 452 to 455 are all 1. Therefore, 0 is output from the logic elements 460 and 461, and 0 is output from the logic element 462. Therefore, the signal G1u becomes 0.
  • VAL3Lu, VAL4Lu, and VAL5Lu are equal to or higher than CARI, and VAL2Lu ⁇ CARI, so that the output of the comparator 452 is 0 and the outputs of the comparators 453 to 455 are all 1. Therefore, 1 is output from the logic element 460, 0 is output from the logic element 461, and 1 is output from the logic element 462. Therefore, the signal G1u becomes 1.
  • FIG. 24 summarizes the correspondence between the space vectors Zs and Zd of FIG. 23 and the space vectors for each region in a table.
  • the rotation angle ⁇ p for overlapping each region on the generalized region is also shown. Using this rotation angle ⁇ p, it can be brought to ⁇ -axis voltage commands V ⁇ and V ⁇ in each region by the following equation (13).
  • the ⁇ -axis voltage command after moving to the general area is Va and Vb.
  • the expansion to a space vector is to obtain LenA and LenB shown in FIG. 23 and to obtain the ratio with the illustrated Len.
  • Each ratio is determined by equations (14) and (15) by geometric calculation.
  • equation (16) the remainder obtained by removing the ratios LenA / Len and LenB / Len from 1 is the time ratio of the space vector Z0.
  • the values of the equations (14) to (16) are defined as Br [1], Br [2], and Br [3]
  • the space vector expansion equations for Va and Vb become the equation (17).
  • the space vectors Zs and Zd in the equation (17) are read using the table shown in FIG. 24, the space vector expansion equations of the ⁇ -axis voltage commands V ⁇ and V ⁇ are obtained. Further, when Br [1], Br [2], Br [3] are multiplied by the carrier period Ts, times B [1], B [2], B [3] for applying the respective space vectors are obtained. This is summarized in equation (18).
  • FIG. 25 shows an image of the action time of the space vector during one carrier cycle.
  • the space vectors are described in the order of Zs, Zd, and Z0 in one carrier cycle, but the order is a degree of freedom and any order is possible.
  • FIG. 26 shows an example when a space vector MMM0 is added as a non-ZCMM space vector.
  • a positive voltage acts on the zero-axis voltage Vz.
  • a negative voltage acts on the zero axis voltage Vz.
  • the action time ztime of the non-ZCMM space vector is added, it is necessary to adjust the action time of the space vectors Zs, Zd, and Z0. Since the action time ztime of the non-ZCMM space vector is originally a minute time, any action time of the space vectors Zs, Zd, Z0 is not significantly affected. However, more preferably, it is reasonable to adjust the operation time of the space vector Z0. This is because space vectors PPP0 and MMM0 have no voltage component in the ⁇ axis direction, and space vector Z0 also has no voltage component in the ⁇ axis direction. Therefore, the influence of the time adjustment due to the insertion of the space vectors PPP0 and MMM0 is not at all in the control of the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • FIG. 27 shows the order of the space vectors in one carrier period and the working time in the same format as in FIGS. 25 and 26 in the case of equation (19).
  • the applied voltages Vu, Vv, and Vw applied to the motor winding are also shown.
  • the voltage of the zero axis voltage Vz is also shown.
  • MMM0 is used as the space vector during the ztime period.
  • MMM0 is a space vector that gives the voltage shown in the following equation (20) to the motor winding. That is, the sum of the applied voltages Vu, Vv, and Vw does not become zero.
  • Z2 is used as the space vector.
  • the space vector Z2 is a space vector that gives the voltage shown in Expression (21) to the motor winding. That is, the sum of the applied voltages Vu, Vv, Vw is zero.
  • the B [2] period following the B [1] period uses Z3 as a space vector.
  • the space vector Z3 is a space vector that gives the voltage shown in the equation (22) to the motor winding. That is, the sum of the applied voltages Vu, Vv, Vw is zero.
  • the space vector Z0 is used as a space vector in the period (B [3] -ztime) following the B [2] period.
  • the time transition of the U phase winding voltage Vu of the motor is -Ed from the start of one carrier cycle Ts to ztime, + Ed from ztime to (ztime + B [1]), and one carrier cycle from (ztime + B [1]) 0 until the end of Ts.
  • the time transition of the V-phase winding voltage Vv of the motor is -Ed from the start of one carrier cycle Ts to ztime, 0 from ztime to (ztime + B [1]), and (ztime + B [1]) to (ztime + B [ 1] + B [2]) is + Ed, and (ztime + B [1] + B [2]) is 0 until the end of one carrier cycle Ts.
  • the time transition of the W-phase winding voltage Vw of the motor is -Ed from the start of one carrier cycle Ts to (ztime + B [1] + B [2]), and one carrier from (ztime + B [1] + B [2])
  • the time until the end of the period Ts is set to 0.
  • the waveform of the zero-axis voltage Vz is confirmed, it becomes a negative value only during the period from the start of one carrier cycle Ts to ztime as desired, and after the action time ztime has elapsed, until the end of one carrier cycle Ts. It turns out that it is 0.
  • a comparison value for generating the PWM gate signal is determined so that the application state according to the voltage of the motor winding determined in the third step is obtained.
  • Vu will be described as an example.
  • the waveform of Vu in FIG. 27 is shown.
  • the gate signal for creating the voltage waveform of Vu is considered.
  • the middle and lower stages of FIG. 28 show the waveforms of the gate signals G1u and G3u. Note that the gate signals G2u and G4u are negation of the gate signals G1u and G3u, respectively, and thus description thereof is omitted.
  • VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, VAL5Lu and the generation signal in order to generate the gate signal G1u shown in FIG. 28, VAL2Lu, VAL3Lu, VAL4Lu, and VAL5Lu can be set.
  • Ts ⁇ 2 set in VAL3Lu, VAL4Lu, and VAL5Lu is a value set so as to cut off the carrier cycle Ts so as not to cause a compare match, and may be another value as long as it is a large value.
  • VAL2Lu ztime
  • VAL3Lu Ts ⁇ 2
  • VAL4Lu Ts ⁇ 2
  • VAL5Lu Ts ⁇ 2 ...
  • single-phase inverters 160, 170, and 180 that individually apply voltages to the U, V, and W-phase independent windings 210, 220, and 230 of the open-winding motor 200, And a controller 150 for controlling them. Then, by using the non-ZCMM space vector as shown in FIG. 27, control is performed so that the sum of the applied voltages Vu, Vv, Vw to the windings 210, 220, 230 becomes a value other than zero.
  • the motor control is performed during the second period (period represented by B [1] + B [2] + (B [3] ⁇ ztime)). Then, by alternately and repeatedly generating the first period and the second period, it is possible to control the zero-axis current to a desired value while controlling the dq-axis current.
  • the offset amount in the first period is such that the amplitude of the zero-axis current Iz is smaller than the amplitude of the zero-axis current standing wave Iz_stable when the sum is zero. (For example, Iz [0], Iz [1], etc.) is set. As a result, even if the induced voltage 3-phase imbalance Ez of the motor is not zero, the zero-axis current Iz can be suppressed.
  • the offset amount in the first period (ztime period) is set to a value (reverse polarity) obtained by adding a minus sign to the amplitude value of the zero-axis current standing wave Iz_stable. Also good. As a result, the zero-axis current Iz can be controlled to a value close to zero, and the above-described conventional problem can be prevented.
  • the zero-axis current Iz in Ts (that is, from the start of the first period to the end of the second period) is above or below a desired value (for example, the zero-axis current target value Iz * in FIG. 15). Apportioned. As a result, the zero-axis current Iz in that period becomes almost zero.
  • the non-ZCMM space vector for controlling the zero-axis current Iz is set to PPP0.
  • the generation of the ⁇ -axis voltage and the ⁇ -axis voltage can be eliminated, and the dq-axis current can be controlled more effectively.
  • control is performed so that the applied voltages of the U-phase, V-phase, and W-phase windings are all -Ed in the first period. In this case, the same effect can be obtained.
  • d-axis deviation adjuster 502 ... d-axis PI compensator block, 503 ... d Axis speed electromotive force compensator block, 504... D axis voltage adjuster, 505... Q axis deviation adjuster, 506... Q axis PI compensator block, 507.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

　０軸電流を所望値に制御することができるモータ駆動装置を提供する。　固定子巻線が３相の独立した独立巻線２１０，２２０，２３０で構成されたオープン巻線型モータ２００のモータ駆動装置（インバータ装置１００）であって、巻線２１０～２３０毎に設けられ、対応する独立巻線に個別に電圧を印加する複数の単相インバータ１６０，１７０，１８０と、単相インバータ１６０～１８０をそれぞれ制御する制御器１５０と、を備える。制御部１５０は、各独立巻線２１０～２３０への印加電圧の総和をゼロ以外の値にして０軸電流をオフセットさせる第１の期間と、各独立巻線２１０～２３０への印加電圧の総和がゼロとされる第２の期間とを交互に繰り返し生成することで、０軸電流を所定値に制御する。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、各相の固定子巻線が互いに独立した独立巻線となっているオープン巻線型モータのモータ駆動装置に関する。
　従来、各相の固定子巻線が互いに独立した独立巻線となっているオープン巻線型モータが知られている。オープン巻線型モータの駆動装置は出力の大容量化が可能である一方、０軸電流のリプルが特有の課題である。このような課題に対して、非特許文献１においてZCMM（Zero Common Mode Modulation）と称する手法が提案されている。
　電源電圧をEdとすると、オープン巻線型モータの各巻線への印加電圧は｛＋Ed，0，－Ed｝の３レベルであって、モータの３相巻線への印加電圧のパターンは２７パターンある。上述したZCMMという手法は、この２７パターンをαβ０軸電圧に変換した空間ベクトルの内、モータ印加電圧に使う空間ベクトルとして、０軸のモータ印加電圧がゼロ値になる７つの空間ベクトルに制限するものである。
　ここで、dq０軸座標でのモータ電気特性は次式（１）のように表される。０軸インダクタンス（Lz）はdq軸電流の関数である。dq軸電流を定常値とするとLzが固定され、０軸の電気特性はdq軸電流の干渉を受けない。式（１）において、Vd,Vq,Vzはd軸、q軸、０軸のモータ印加電圧、Id,Iq,Izはd軸電流，q軸電流，０軸電流、Ld,Lq,Lzはd軸インダクタンス，q軸インダクタンス，０軸インダクタンス、ｒは巻線抵抗、Eaは基本波誘起電圧、Ezは誘起電圧３相不平衡分、Pは微分オペレータである。Lｚはインダクタンスの不平衡分であって、Ld,Lqに比して極めて小さい値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　非特許文献１に記載のZCMMでは、モータの誘起電圧を基本波のみの場合に限定している。すなわち、Ezが常にゼロであって、ZCMMの手法により０軸のモータ印加電圧（Vz）をゼロに保持すれば０軸電流もゼロになるというものである。
Markus Neubert, Stefan Koschik, and Rik W. De Doncker,"Performance Comparison of Inverter and Drive Configurations with Open-End and Star-Connected Windings",The 2014 International Power Electronics Conference.
　しかしながら、ZCMMによる制御を行っても、モータの誘起電圧３相不平衡分Ezがゼロでない場合には、ZCMMで制御できない顕著な０軸電流が流れてしまうという問題が発生する。特に永久磁石式同期モータではEzはほとんどの場合がゼロでない。モータが健状時は、顕著な０軸電流は損失を悪化させるためゼロに近い値に制御する必要がある。また、モータに軽度故障が起きている状況で、１相の巻線の通電を止め、残りの２相巻線で運転するいわゆる２相運転を行う場合がある。そのような場合、より平滑なトルクを作るために故意に０軸電流を特定の値に制御する必要があるが、０軸電流が流れてしまう状況ではこの運転ができない。
　本発明は、固定子巻線が３相の独立した巻線で構成されたオープン巻線型モータのモータ駆動装置であって、前記巻線毎に設けられ、対応する巻線に個別に電圧を印加する複数の単相インバータと、前記巻線毎に設けられた単相インバータをそれぞれ制御する制御部と、を備え、前記制御部は、各巻線への印加電圧の総和をゼロ以外の値にして０軸電流をオフセットさせる第１の期間と、各巻線への印加電圧の総和がゼロとされる第２の期間とを交互に繰り返し生成することで、０軸電流を所定値に制御する。
　本発明によれば、オープン巻線型モータのモータ駆動装置において、０軸電流を所望値に制御することができる。
図１は、本発明の一実施形態に係る駆動装置を示す図である。 図２は、単相インバータおよび独立巻線の電気構成を示す図である。 図３は、ゲート信号と巻線電圧の関係を示す図である。 図４は、αβ軸上における空間ベクトルの分布を示す図である。 図５は、空間ベクトルと０軸電圧との関係を示す図である。 図６は、０軸の電気特性の回路イメージを示す図である。 図７は、０軸電流定常波の電気特性を示す図である。 図８は、０軸電流オフセット量の電気特性を示す図である。 図９は、１キャリア周期中の０軸オフセット量の推移を示す図である。 図１０は、０軸電流定常波の抑制を説明する図である。 図１１は、制御器の主要構成を示す図である。 図１２は、d軸電流補償器ブロックの処理を説明する図である。 図１３は、q軸電流補償器ブロックの処理を説明する図である。 図１４は、０軸電流オフセット目標生成器の動作を説明する図である。 図１５は、０軸電流オフセット目標生成器の動作を説明する図である。 図１６は、０軸電流オフセット目標生成器の内部構成を示す図である。 図１７は、０軸電流オフセット量のステップ入力応答を示す図である。 図１８は、電圧時間積換算ブロックの内部構成を示す図である。 図１９は、PWM信号発生器ブロックの内部構成を示す図である。 図２０は、Carrier Generatorの出力仕様を示す図である。 図２１は、比較値とゲート信号の対応関係を示す図である。 図２２は、αβ軸での電圧の代表例を示す図である。 図２３は、電圧ベクトルを空間ベクトルに展開する方法を説明する図である。 図２４は、αβ軸の領域と回転角、対応空間ベクトルを示す図である。 図２５は、１キャリア周期中でのZCMM用空間ベクトルの作用期間を説明する図である。 図２６は、１キャリア周期中でのZCMM用空間ベクトルと非ZCMM用空間ベクトルの作用期間を説明する図である。 図２７は、１キャリア周期中の空間ベクトルと、各モータ巻線の電圧の関係を説明する図である。 図２８は、巻線電圧とゲート信号との関係を示す図である。
　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置を示す図である。図１において、交流モータ（以下、単にモータと称する）２００は各相の固定子巻線が互いに独立した独立巻線となっているオープン巻線型モータである。モータ２００は、インバータ装置１００によって駆動される。
　インバータ装置１００は、Ｐ母線端子１を介して不図示のバッテリ（すなわち、直流電源）の正極側に接続されるＰ母線１０１と、Ｎ母線端子２を介してバッテリの負極側に接続されるＮ母線１０２とを有している。バッテリにより、Ｐ母線１０１とＮ母線１０２の間に直流電圧Edが供給される。また、インバータ装置１００とバッテリの間で直流電力が相互にやり取りされる。なお、インバータ装置１００とバッテリの間に、システムの動作状態に応じてオンオフを切り替えるための不図示のリレーを設けてもよい。
　インバータ装置１００は、モータ２００と接続するためのＡＣ端子３，４，５，６，７および８を有している。ＡＣ端子３～８を介して、インバータ装置１００とモータ２００との間で直流電力が相互にやり取りされる。モータ２００は機械出力軸３００を備えており、この機械出力軸３００に不図示の負荷が接続されることで、モータ２００と負荷の間で機械出力が相互にやり取りされる。
　インバータ装置１００のＰ母線１０１とＮ母線１０２との間には、母線電流Idを平滑化するための平滑キャパシタ１１０が接続されている。平滑キャパシタ１１０の下流側には、３つの単相インバータ１６０，１７０および１８０がＰ母線１０１とＮ母線１０２の間に接続されている。Ｐ母線１０１およびＮ母線１０２において、平滑キャパシタ１１０から単相インバータ１６０に分岐されるまでの部分は、単相インバータ１６０，１７０および１８０に対して共通に用いられる。各単相インバータ１６０～１８０とＰ母線１０１およびＮ母線１０２との間で、インバータ電流Idu，Idv，Idwがそれぞれやり取りされる。なお、インバータ電流Idu，Idv，Idwの極性は、図１に示したように、Ｐ母線１０１からＮ母線１０２に向かう方向を正極性とし、これと逆方向を負極性として定められている。
　モータ２００の固定子には、３相の独立巻線２１０，２２０，２３０が設けられている。Ｕ相の独立巻線２１０は、ＡＣ端子３，４を介して単相インバータ１６０と接続される。Ｖ相の独立巻線２２０は、ＡＣ端子５，６を介して単相インバータ１７０と接続される。Ｗ相の独立巻線２３０は、ＡＣ端子７，８を介して単相インバータ１８０と接続される。なお、独立巻線２１０，２２０および２３０は、互いに電気的な接続がなく、相互に電流が流出入しない巻線である。すなわち、モータ２００内で各独立巻線を経由した電流は、他の独立巻線を経由することなく、モータ２００の外に流れ出る。
　単相インバータ１６０とＡＣ端子４との間には、電流センサ１４１が設けられている。単相インバータ１７０とＡＣ端子６との間には、電流センサ１４２が設けられている。単相インバータ１８０とＡＣ端子８との間には、電流センサ１４３が設けられている。電流センサ１４１，１４２，１４３は、モータ２００の各独立巻線２１０，２２０，２３０に流れる巻線電流Iu，Iv，Iwをそれぞれ測定し、その電流測定値Iu^，Iv^，Iw^を制御器１５０にそれぞれ出力する。
　制御器１５０は、図示しない上位の制御装置から入力されるモータ２００の運転指令τ*と、電流センサ１４１，１４２，１４３からの電流測定値Iu^，Iv^，Iw^と、図示しない回路から入力されるモータ位相θおよびモータ回転数ωとに基づいて、ゲート信号Gu，Gv，Gwを生成する。ゲート信号Gu，Gv，Gwは対応する単相インバータ１６０，１７０，１８０にそれぞれ出力される。なお、制御器１５０では、運転指令に応じたゲート信号Gu，Gv，Gwを生成する際に、後述するような０軸電流を制御するための処理が行われる。
（単相インバータの動作）
　図２は、単相インバータ１６０および独立巻線２１０の電気構成を示す図である。なお、単相インバータ１７０と独立巻線２２０との関係、および単相インバータ１８０と独立巻線２３０との関係についても、単相インバータ１６０および独立巻線２１０の場合と同様の電気構成となっている。したがって以下では、図２に示した単相インバータ１６０および独立巻線２１０の電気構成を代表例に用いて、単相インバータ１６０，１７０，１８０の動作について説明する。
　単相インバータ１６０は、スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4と、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4にそれぞれ接続された帰還ダイオード１２１，１２２，１２３，１２４とを有している。これらにより、図２に示すようなブリッジ回路が構成されている。このブリッジ回路は、独立巻線２１０の両端子間に接続されており、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態に応じて、独立巻線２１０に電圧Vuが印加される。なお、電圧Vuの極性は、図に示すような向きとする。
　制御器１５０から出力されたゲート信号Guは、単相インバータ１６０内の信号セパレータ１２６により、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4に対するゲート信号G1u，G2u，G3u，G4uに分解される。各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態は、ゲート信号G1u，G2u，G3u，G4uによってそれぞれ決定される。
　図３に示す一覧表は、図２に示したブリッジ回路におけるスイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態と、独立巻線２１０への印加電圧Vuの関係を示している。図３では、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の取り得る状態の組み合わせを、スイッチモード（ＳＷモード）M0，M1，M2，M3，M4として表している。また、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4のオンオフ状態は、「０」でオフ状態が表され、「１」でオン状態が表される。スイッチモードM1またはM2が選択されている期間は、いわゆる非還流期間である。一方、スイッチモードM3またはM4が選択されている期間は、還流期間である。スイッチモードM3およびM4は、どちらか一方が選択される。
　図２に示した仮想グランド電位１２５は、Ｐ母線１０１の電位が＋Ed/2、Ｎ母線１０２の電位が－Ed/2となるように仮想的に定められた基準電位である。この仮想グランド電位１２５を基準に、独立巻線２１０の図示左側、すなわちスイッチ素子Q1とスイッチ素子Q2との間の電位を電圧Vulとする。同様に、独立巻線２１０の図示右側、すなわちスイッチ素子Q3とスイッチ素子Q4との間の電位を電圧Vurとする。これらの電圧と独立巻線２１０の印加電圧Vuとの間には、次式（２）の関係が成立する。
　　Vu　＝　Vul　－　Vuｒ　　・・・（２）
　電源電圧をEdとした場合、ＰＷＭ制御では、図３に示すように、独立巻線２１０の電圧Vuを＋EdにするためにスイッチモードM1が使用される。また、電圧VuをゼロにするためにスイッチモードM3またはスイッチモードM4が使用される。さらに、電圧Vuを－EdとするためにスイッチモードM2が使用される。
　このように、オープン巻線型のモータ２００の各独立巻線２１０，２２０，２３０への印加電圧は｛＋Ed，0，－Ed｝の3レベルであって、モータ２００の3相巻線への印加電圧のパターンは２７パターンある。この２７パターンを次式（３）にてαβ０軸電圧に変換し、空間ベクトルとしてαβ平面に丸印で表現したものが図４である。ここで、U相巻線への印加電圧をVu，同じくV相巻線とW相巻線への印加電圧をVv，Vwとした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、図４において、空間ベクトルを表す丸印が複数接している場合には、それぞれの空間ベクトルのαβ平面上の座標が等しいものである。例えば、空間ベクトルP12およびMM2のαβ座標は互いに等しい。また、空間ベクトルZ0，PPP0，MMM0のαβ座標は互いに等しく、それらの丸印はαβ座標の原点に位置する。
　各空間ベクトルを表す符号の最初の記号、例えば、PPP0のアルファベットの記号PPPは、その空間ベクトルの０軸方向の電圧の大きさを表している。各空間ベクトルの０軸電圧Vzは、図５に示す通りである。図４，５において、記号Pは０軸電圧がプラス電圧であることを意味しており、PPPが付く空間ベクトルの０軸電圧は（＋３／√３）・Ed、PPが付く空間ベクトル（例えば、PP1）の０軸電圧は（＋２／√３）・Ed、Pが付く空間ベクトル（例えば、P11）の０軸電圧は（＋１／√３）・Edである。一方、記号Mは０軸電圧がマイナス電圧であることを意味しており、MMMが付く空間ベクトルの０軸電圧は（－３／√３）・Ed、MMが付く空間ベクトル（例えば、MM1）の０軸電圧は（－２／√３）・Ed、Mが付く空間ベクトル（例えば、M11）の０軸電圧は（－１／√３）・Edである。また、記号Zは０軸電圧がゼロであることを意味しており、７つの空間ベクトルZ0～Z6の０軸電圧（Vz）は全て０である。
　ここで、０軸電流（Iz）とはAC電流の総和値に正比例する量と定義する。本発明では説明を統一する必要から、０軸電流（Iz）を次式（４）で定義する。式（４）における比例定数１／√３は、説明を統一するために導入したもので、‘１’など別の正の定数を使っても良い。非特許文献１に記載の制御方法では、モータ印加電圧に使う空間ベクトルを、この7つに制限することを提案し、この手法をZCMM（Zero Common Mode Modulation）と称している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図６は、０軸の電気特性の回路イメージを示したものである。図６に記載の回路は、図７に記載の回路と図８に記載の回路の重ね合わせで表現できる。図６の回路の電流をIz、図７の回路の電流をIz_stable、図８の回路の電流をIz_offsetとすると、次式（５）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　Iz_stableはモータ固有の波形であり、Id,Iqとモータ位相で決まる。Iz_stableは０軸電流定常波を示している。一方、Iz_offsetは、制御で管理することができる０軸電流オフセット量を示す。図７における０軸電圧Vzを適切に定めることにより、Iz_offsetをIz_stableの凡そ反極性とすることで、即ち、次式（６）に示すIz_offset*のように設定することで、０軸電流Izをゼロに近い値に制御できる。また、０軸電流Izの目標値Iz*を明示し、０軸電流Izを任意の値に制御したい場合は、同様の考え方によりIz_offsetを次式（７）に示すIz_offset*とすることで０軸電流Izを任意値に制御できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　次に０軸電圧Vzの定め方について説明する。０軸電圧Vzに正の電圧を与えたいときには、図５に示した空間ベクトルの内、以下に記載の空間ベクトルを所定時間だけ使用する。（０軸電圧Vzに正の電圧を与える空間ベクトル）
　　　P11，P12，P13，P21，P22，P23
　　　PP1，PP2，PP3
　　　PPP0
　また、Vzに負の電圧を与えたいときには、以下に記載の空間ベクトルを所定時間だけ使用する。
（０軸電圧Vzに負の電圧を与える空間ベクトル）
　　　M11，M12，M13，M21，M22，M23
　　　MM1，MM2，MM3
　　　MMM0
（非ZCMM用空間ベクトル使用時の所定時間の説明）
　次に、非ZCMM用空間ベクトルを使用する際の所定時間について説明する。次式（８）は、時刻t0に電圧ステップを与えた時の、Iz_offsetの時間応答を表す式である。この場合、Vzに正の電圧を与えるにしろ、負の電圧を与えるにしろ、形態としては電圧パルスとなる。従って、どの空間ベクトルを使えば何秒後にIz_offsetが望みの値に一致するか式（８）にて決定することができる。時刻t0からIz_offsetが望みの値に一致した時刻t1までの時間がパルス幅、つまり非ZCCM用空間ベクトルの所定時間である。Iz_offsetが所望値Iz_offset*に一致した後は、ZCMM用空間ベクトル、つまり、０軸電圧Vzがゼロの空間ベクトルに切り替えれば、Iz_offsetは次式（９）に従い自然減衰する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図９は、上述のように制御した場合のIz_offsetの時間変化を示したものである。簡単のためt0とIz_offset(to)をゼロとすると、式（８）から定まるIz_offsetの概略波形は時刻0でゼロ、時刻τで最終値Vz／ｒ（A）に至る。EV・HEV用のモータを想定して1例を挙げると通常、ｄ軸ｑ軸の時定数は数１０ms、これに対し０軸インダクタンスがｄ軸ｑ軸に比して極めて小さいことに由来して０軸電流の時定数τzは１ms程度であり、巻線抵抗はmΩオーダーである。EV・HEV用モータの駆動装置として仮にVz＝400Vとすると、1ms当たり400,000（A）の傾きで０軸電流が立ち上がる。Iz_offsetの所望値Iz_offset*を100Aオーダーとすると上げ下げに要する時間は数μsオーダーである。
　Iz_offsetが所望値Iz_offset*に至った後は、ZCMM用空間ベクトルに切り替え、Iz_offsetを自然減衰させる。このとき、自然減衰の時定数は1msオーダーである。キャリア周期をEV・HEV用モータの駆動装置のキャリア周期でよく使われる100μsとすると、次のキャリア周期が始まるまでIz_offsetの所望値Iz_offset*の約９０％（＝exp（－100μs／１ms）が保持される。そのため、Iz_offsetの波形を巨視的にみるならば、１キャリア周期ではごく短時間に所望値Iz_offset*に達し、以後そのレベルを維持する階段状とみなして良い。
　上述した非ZCMM用空間ベクトルの内、空間ベクトルPPP0およびMMM0はα軸方向およびβ軸方向の大きさがゼロであって、残りの空間ベクトルはα軸方向およびβ軸方向の少なくとも一方の大きさがゼロでない。上述したように、非ZCMM用空間ベクトルを使用する時間は数μs程度であるので、d軸電流Idおよびq軸電流Iqの制御に多大な影響を与えるわけではないため、空間ベクトルPPP0およびMMM0以外の非ZCMM用空間ベクトルを使用することができる。しかしながら、α軸方向およびβ軸方向への影響を完全に排除できる点で、より望ましくは空間ベクトルPPP0，MMM0を優先して使う方が良い。
　図１０は、０軸電流Izをゼロに制御する場合のIz_offsetを説明する図である。図９に示したようにIz_offsetが所望値Iz_offset*に達するまでに数μs要し、その後はIz_offsetが自然減衰するが、図１０ではそれらの詳細を省略してIz_offsetを階段状波形の連なりで示した。なお、Izの所望値がゼロでない場合というのは、単に所望値がオフセットしている状態ととらえることができ、以下の説明と同様の説明が成り立つ。
　図１０では、時刻ｋ＝０以後で本発明の提案する制御を実施した場合を示している。時刻ｋの数値が一つ上がるまでの期間が１キャリア周期Tsである。太線は０軸電流Izを、一点鎖線はIz_stableを、破線はIz_offsetを示している。IzS[0]，IzS[1]，IzS[2]は、それぞれ時刻k＝0、ｋ＝１、ｋ＝２となった瞬間のIz_stableの値を示す。IzSの波形は予め求めておき、テーブルや関数等の形式で波形の状態を記憶しておく。IzO[0]、IzO[1]は、それぞれ時刻ｋ＝0、ｋ＝１となった瞬間のIz_offsetの値を示す。Iz[0]、Iz[1]は、それぞれ時刻ｋ＝0、ｋ＝１となった瞬間のIzの値を示す。
　時刻ｋ＝０となったときのIz_offsetを、IzO[0]＝－（IzS[0]＋IzS[1]）／2と設定する。０軸電流IzはIz_stableとIz_offsetとの和であるので、時刻ｋ＝０における０軸電流Izは、Iz[0]＝IzS[0]＋IzO[0]＝－（IzS[1]－IzS[0]）／２となる。さらに、時刻ｋ＝１になるとIz_stableがIzS[0]からIzS[1]に変化するので、Iz[1]＝Iz[0]＋（IzS[1]－IzS[0]）＝＋（IzS[1]－IzS[0]）／２となる。時刻ｋ＝０と時刻ｋ＝１との中間時刻における０軸電流Izの値は、時間経過が非常に短いので、Iz[0]とIz[1]とのほぼ中間となる。すなわち、中間時刻における０軸電流Izはほぼゼロとなり、０軸電流Izの変化量（すなわち、Iz_stableの変化量）がX軸に対して按分される。よって、このキャリア周期中の０軸電流Izの平均値はほぼゼロにできる。
　時刻ｋ＝１では、IzO[1]＝－（IzS[1]＋IzS[2]）／2と設定される。時刻ｋ＝１の０軸電流Izは、Iz[1]＝IzS[1]＋IzO[1]＝－（IzS[2]－IzS[1]）／2となる。さらに、時刻ｋ＝２になるとIz_stableがIzS[1]からIzS[2]に変化するので、Iz[2]＝Iz[1]＋（IzS[2]－IzS [1]）＝＋（IzS[2]－IzS[1]）／２となる。すなわち、このキャリア周期期間中のIz_stableの変化量がX軸に対して按分され、このキャリア周期中の０軸電流Izの平均値はほぼゼロにできる。
　時刻ｋ＝１以降も同様にIz_offsetが設定される。すなわち、IzO[k]＝－（IzS[k]＋IzS [k＋1]）／2のように設定される。その結果、各々のキャリア周期でのIz_Stableの変化量がX軸に対して按分され、０軸電流Izがゼロに制御される。なお、Iz_Stableが単純な正弦波でない場合には、キャリア周期期間中の最大値IzS[max]と最小値IzS[min]とを使って、Iz_offset＝－（IzS[max]＋IzS[min]）／２のように定めるのが好ましい。
　なお、インバータのスイッチ損を低減するために、スイッチング数は可能であれば減らした方が良い。図１０に示す例では、時刻ｋ＝２および３と時刻ｋ＝１１および１２においては、０軸電流Izは十分にゼロに近い。また、各々のキャリア周期中のIz_stableの変化量も極小である。従って、この区間では上述した非ZCMM用空間ベクトルを使う期間を省略しても、０軸電流Izはゼロから大きく離れることはない。すなわち、非ZCMM用空間ベクトルを使う期間は、全キャリア周期で行う必要はなく、インバータ損と０軸電流Izによる損失を評価してより有利になるように、非ZCMM用空間ベクトルを適宜間引いた方がより好適である。
　上述した一連の手法を本実施形態ではスライス制御と呼ぶことにする。なお、１キャリア周期を幾つかに分割して、２つの期間（ZCMM用空間ベクトルを用いる期間と、非ZCMM用空間ベクトルを用いる期間）のセットを複数使っても良い。また、Iz_offsetが所望値に十分近い場合には、非ZCMM用空間ベクトルの期間を省略しても良い。
（制御器内の主要部）
　以上の説明では本実施の形態におけるスライス制御の要点を説明したが、以下では、スライス制御が行われる制御器１５０の構成について、ｄ軸電流Idとｑ軸電流Iqを制御しつつ並行して０軸電流Izを制御可能であることを説明する。図１１は、制御器１５０の主要構成を示す図である。UVW／dq変換ブロック４０１には、U相，V相，W相の電流測定値Iu^，Iv^，Iw^およびモータ位相θが入力される。UVW／dq変換ブロック４０１は、次式（１０）に基づいて、電流測定値Iu^，Iv^，Iw^をdq軸電流に変換し、d軸電流検出値Id^，q軸電流検出値Iq^および０軸電流計測値Iz^を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　d軸電流補償器ブロック４０２は、図示しないブロックで生成されたd軸電流指令Id*と、UVW／dq変換ブロック４０１から出力されたd軸電流検出値Id^及びq軸電流検出値Iq^と、図示しない回路を介して得られるモータ回転数ωとを受け取り、d軸電圧指令Vdを出力する。q軸電流補償器ブロック４０３は、図示しないブロックで生成されたq軸電流指令Iq*と、UVW／dq変換ブロック４０１から出力されたd軸電流検出値Id^及びq軸電流検出値Iq^と、モータ回転数ωとを受け取り、d軸電圧指令Vdを出力する。d軸電流補償器ブロック４０２およびq軸電流補償器ブロック４０３の処理の詳細は後述する。
　dq／αβ変換ブロック４０４は、d軸電流補償器ブロック４０２からのd軸電流指令Vdと、q軸電流補償器ブロック４０３からのq軸電流指令Vqと、図示しない回路を介して得られるモータ位相θとを受け取り、次式（１１）に基づいてdq／αβ変換処理を行い、α軸電圧指令Vαとβ軸電圧指令Vβを出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　なお、UVW／dq変換ブロック４０１、d軸電流補償器ブロック４０２、q軸電流補償器ブロック４０３、dq／αβ変換ブロック４０４はプログラムであって、マイコン内において所定周期で実行される。本実施形態では、プログラムの実行周期はキャリア周期Tsと同一として説明する。
　０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１は、モータ位相θ、モータ回転数ω、d軸電流検出値Id^およびq軸電流検出値Iq^を受け取ると共に、図示しないブロックから0軸電流目標値Iz*を受けとり、０軸電流オフセット目標値IzO*を出力する。０軸電流オフセット目標値IzO*の生成処理の詳細は後述する。
　電圧時間積換算ブロック４１２は、０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１からの０軸電流オフセット目標値IzO*と、UVW／dq変換ブロック４０１からの０軸電流検出値Iz^とに基づいて、非ZCMM用空間ベクトルの作用時間（作用期間の時間幅）ztimeを出力する。なお、電圧時間積換算ブロック４１２における作用時間ztimeの算出処理の詳細は後述する。SV展開期ブロック４１３は、dq／αβ変換ブロック４０４からのα軸電圧指令Vαとβ軸電圧指令Vβと、電圧時間積換算ブロック４１２からの作用時間ztimeとに基づいて、Ｕ相カウンタ情報VALu，Ｖ相カウンタ情報VALvおよびＷ相カウンタ情報VALwを出力する。
　なお、０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１、電圧時間積換算ブロック４１２、SV展開器ブロック４１３はプログラムであって、マイコン内において所定周期で実行される。本実施形態では、プログラムの実行周期はキャリア周期Tsと同一として説明する。
　Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１は、SV展開期ブロック４１３からのＵ相カウンタ情報VALuに基づいてゲート信号Guを出力する。Ｖ相PWM信号生成器ブロック４２２は、SV展開期ブロック４１３からのＶ相カウンタ情報VALvに基づいて、ゲート信号Gvを出力する。Ｗ相PWM信号生成器ブロック４２３は、SV展開期ブロック４１３からのＷ相カウンタ情報VALwに基づいてゲート信号Gwを出力する。Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１、Ｖ相PWM信号生成器ブロック４２２およびＷ相PWM信号生成器ブロック４２３は、ハードウェアとして構成される。
　以下では、図１１に示した各ブロックの詳細について説明する。
（電流補償器ブロック４０２，４０３の説明）
　まず、d軸電流補償器ブロック４０２およびq軸電流補償器ブロック４０３の処理の詳細について説明する。図１２はd軸電流補償器ブロック４０２の処理を説明する図である。d軸PI補償器ブロック５０２には、d軸電流指令Id*からd軸電流検出値Id^を減算した信号がd軸偏差用加減器５０１から入力される。d軸PI補償器ブロック５０２は、d軸電流指令Id*からd軸電流検出値Id^を減算した信号にPI補償を行ってd軸PI補償値を出力する。d軸PI補償器ブロック５０２は、d軸電流指令Id*とd軸電流検出値Id^との間に差があると、この差を埋めるべくd軸PI補償値を生成する。そのため、時間の経過とともにd軸検出値Id^がd軸電流指令Id*に近づく。
　d軸PI補償器ブロック５０２の処理と並行して、d軸速度起電力補償器ブロック５０３は、q軸電流検出値Iq^とモータ回転数ωとに基づいてd軸速度起電力補償値を算出する。d軸速度起電力補償器ブロック５０３は、q軸電流による干渉電圧を相殺するべくd軸速度起電力電圧値を生成するので、d軸電流の応答が改善される。そして、d軸電圧用加減器５０４によりd軸PI補償値とd軸速度起電力補償値とを合わせることで、d軸電圧指令Vdを得る。ここでは、d軸速度起電力補償値を求めるのにq軸電流検出値Iq^を使ったが、q軸電流目標値Iq*を使っても良い。
　図１３はq軸電流補償器ブロック４０３の処理を説明する図である。q軸PI補償器ブロック５０６には、q軸電流指令Iq*からq軸電流検出値Iq^を減算した信号がq軸偏差用加減器５０５から入力される。q軸PI補償器ブロック５０６は、q軸電流指令Iq*からq軸電流検出値Iq^を減算した信号にPI補償を行ってq軸PI補償値を出力する。q軸PI補償器ブロック５０６は、q軸電流指令Iq*とq軸電流検出値Iq^との間に差があると、この差を埋めるべくq軸PI補償値を生成する。そのため、時間の経過とともにq軸検出値Iq^がq軸電流指令Id*に近づく。
　q軸PI補償器ブロック５０６の処理と並行して、q軸速度起電力補償器ブロック５０７は、d軸電流検出値Id^とモータ回転数ωとに基づいてq軸速度起電力補償値を算出する。q軸速度起電力補償器ブロック５０７は、d軸電流による干渉電圧を相殺すると共に基本波誘起電圧を相殺するべくq軸速度起電力電圧値を生成するので、q軸電流のが改善される。そして、q軸電圧用加減器５０８によりq軸PI補償値とq軸速度起電力とを合わせることで、q軸電圧指令Vqを得る。ここでは、q軸速度起電力補償値を求めるのに、d軸電流検出値Id^を使ったが、d軸電流目標値Id*を使っても良い。
（０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１の説明）
　図１４～１６は、０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１における目標値生成処理を説明する図である。図１４は、横軸をモータ位相θとしたときの、０軸電流定常波Iz_stableの波形を示す図である。０軸電流定常波Iz_stableの波形はモータに固有のものであり、d軸電流およびq軸電流を定めると一意に定まる。モータ位相θ、及び、モータ回転数ωが分かると、キャリア周期Ts中においてモータ位相が現在のモータ位相θからどこまで進むか把握でき、キャリア周期Tsにおけるモータ位相の範囲は［θ～θ＋ω・Ts］にて定まる。図１４では、縦の２つの破線がこれを示す。
　０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１は、このモータ位相範囲［θ～θ＋ω・Ts］での０軸電流定常波Iz_stableの最大値Iz_maxと最小値Iz_minとを検索し、それらの中央値Iz_equidを得る。そして、０軸電流目標値Iz*と中央値Iz_equidとの差を、０軸電流オフセット目標値IzO*とする。後述する手順よりIz_offsetを０軸電流オフセット目標値IzO*に一致させることで、図1５に示すように、０軸電流目標値Iz*に対して、０軸電流の変化分（０軸電流定常波Iz_stableの変化分）が目標値の上下に１／２ずつ按分される。
　図１６は、以上の目標値生成処理の流れをまとめたものである。０軸電流定常波Iz_stableのパターンは、０軸電流定常波テーブルセット５１１としてテーブル化されて保持される。０軸電流定常波Iz_stableは上述のようにd軸電流およびq軸電流によって決まるため、必要な精度が出るようにdq軸電流毎にテーブルを複数枚用意する。０軸電流オフセット目標生成器ブロック４１１の最初の処理は、dq軸電流検出値Id^，Iq^に対応したテーブルを選択することである。選択されたテーブルから最大値Iz_maxおよび最小値Iz_minが検索され、それらが０軸電流定常波中央値算出ブロック５１２に入力される。０軸電流定常波中央値算出ブロック５１２は、最大値Iz_maxおよび最小値Iz_minから中央値Iz_equidを算出する。そして、０軸電流オフセット目標算出差分器５１３により、０軸電流目標値Iz*と中央値Iz_equidとの差分を算出することにより０軸電流オフセット目標値IzO*が得られる。なお、ここでは、０軸電流定常波Iz_stableのデータ保持をテーブル形式としたが関数化して保持しても良い。
（電圧時間積換算ブロック４１２の説明）
　次いで、電圧時間積換算ブロック４１２における処理について詳しく説明する。電圧時間積換算ブロック４１２では、０軸電流オフセット量（Iz_offset）を０軸電流オフセット目標値IzO*に一致させるために、非ZCMM用空間ベクトルの作用時間がどれだけ必要か計算する。この場合、式（８）において、「Iz_offset」を「IzO*」で置き換え、「Iz_offset(t0)」を「Iz^」で置き換え、「t－t0」をztimeで置き換えて、その式を解いて得られるztimeを作用時間としても良い。このとき、作用時間ztimeは式（１２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　しかしながら、「関数log」などをプログラムで実装するのは煩雑であるので、以下のように作用時間ztimeを定めても良い。図１７の一点鎖線で示す曲線L１は、式（８）において、「Iz_offset(t0)」を「Iz^」で置き換えて、t0＝0とした場合の応答波形を示す。ｔ＝0ではIz^となり、ｔ≫τzではほぼVz／rとなる。ここでは、応答波形L1を、直線L21およびL22で表される応答波形L2で近似する。0≦t≦τzにおける直線L21は座標（0，Iz^）と座標（τz，Vz／r）とを結ぶ線分であり、その傾きは（Vz／r－Iz^）／τzである。また、τz≦ｔにおける直線L22は、座標（0，Vz／r）通り横軸に平行な直線を表している。
　ここで、Vz／r≫Iz^なので、直線L21の傾きをVz／（r・τz）と近似することができる。その場合、（IzO*－Iz^）／ztime＝Vz／（r・τz）が成り立つ。よって、IzO*とIz^の差を把握すれば、この式からztimeを定めることができる。なお、前述したように、０軸電流の時定数τzは１ms程度であり、Iz_offsetを０軸電流オフセット目標値IzO*に一致させるための作用時間ztimeは数μsのオーダーなので、波形L1と波形L2との乖離は非常に小さい。
　図１８は上述の換算処理をまとめたものであり、電圧時間積換算ブロック４１２の内部構成を示す図である。非ZCMM作用時間算出ブロック５１５に示した波形L3は、図１７に示した波形L2に対応している。ただし、縦軸と横軸とを入れ替えており、また、縦軸をztime、横軸をdIzO（＝IzO*－Iz^）で置き換えている。そのため、－Vz／r≦dIzO≦＋Vz／rにおける直線は、ztime＝dIzO・τz／（Vz／r）のように表される。
　０軸電流移動量算出用差分器５１４において、０軸電流オフセット目標IzO*から０軸電流検出値Iz^を減算して差dIzOを求める。そして、非ZCMM作用時間算出ブロック５１５において作用時間ztimeに換算する。作用時間ztimeが正の値となるときは、前述した０軸電圧Vzに正の電圧を与える非ZCMM用空間ベクトルのリスト内の空間ベクトルを用いることを示す。逆に作用時間ztimeが負の値となるときには、０軸電圧Vzに負の電圧を与える非ZCMM用空間ベクトルのリスト内の空間ベクトルを用いることを示す。
　本実施形態では、非ZCMM用空間ベクトルを使用する際に、正の０軸電圧Vzを与える空間ベクトルとしてPPP0、また、負の０軸電圧Vzを与える空間ベクトルとしてMMM0を想定している。しかしながら、前述した２つのリストにまとめた他の空間ベクトルの使用を排除するものではない。他の空間ベクトルを使う際は０軸電圧Vzの大きさが変わることに注意するだけでよい。
（Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１の説明）
　次に、図１９を用いて、Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１について説明する。信号の名称が異なるだけで、Ｖ相PWM信号生成器ブロック４２２とＷ相PWM信号生成器ブロック４２３も同一構造となる。なお、図１９に示すCarrier Generator４５１は、Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１とＶ相PWM信号生成器ブロック４２２とＷ相PWM信号生成器ブロック４２３とで同期させる必要がある。Ｕ相PWM信号生成器ブロック４２１は、図示しない信号セパレータによって、SV展開器ブロック４１３より得たＵ相カウンタ情報VALu信号を展開し、以下の比較値を得る。
　　VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu、
　　VAL2Ru、VAL3Ru、VAL4Ru、VAL5Ru、
　図１９に示すように、比較器４５２は、Carrier Generator４５１からキャリア信号CARIを受け取り、比較値VAL2Luと比較して、（VAL2Lu－CARI）≧0の場合には１を、また（VAL2Lu－CARI）＜0の場合には０を出力する。比較器４５３～４５９についても、入力される比較値が違うのみで動作は同じとなる。論理素子４６０，４６１，４６２および論理素子４７０，４７１，４７２は２つの入力に対し、排他的論理和を出力する。論理素子４６３、４７３は入力の否定を出力する。
　以上の構成で、ゲート信号G1u，G2u，G3u，G4uを得る。実際には、G1u，G2uを生成する前には非オーバーラップ時間を設けるためのDead Time付与回路があるが、図１９ではこれを図示していない。同じく実際には、G3u，G4uを生成する前には非オーバーラップ時間を設けるためのDead Time付与回路があるが図１９ではこれを図示していない。また、図示しない回路でゲート信号G1u，G2u，G3u，G4uを統合し、信号Guを得る。
　図２０にCarrier Generator４５１の出力するキャリア信号CARIの信号仕様を示す。キャリア信号CARIはキャリア周期Tｓで、０～１００％を推移する三角波信号である。
　図１９，２０の回路構成を踏まえ、各比較値と回路の出力について説明する。回路は図１９に示した２つの破線ブロック480，481が基本単位である。破線ブロック４８０と破線ブロック４８１とは、入出力の信号名称が異なるのみで入力の比較値に対する応答出力は同一となるため、以下では破線ブロック４８０について説明する。さらに、基本的にG1u信号の否定がG2u信号であることから、入力である各比較値に対するG1u信号に説明を限定する。
　図２１の上側のグラフは、図２０に示したキャリア信号CARIに対する比較値を示したものである。図２１の下側のグラフは、比較値VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Luに対する信号G1uの出力を示す。各比較値VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Luがキャリア信号CARIに一致する時刻が下側のグラフの信号変化時刻に一致する。本実施形態では、図２１に示すように、１キャリア周期Tsの間で、2つのオン期間を設けることができる点が特徴である。
　図２１を具体的に説明する。０＜ｔ≦ｔ１では、VAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Luは全てCARI以上なので、比較器４５２～４５５の出力は全て１となる。そのため、論理素子４６０，４６１からはいずれも０が出力され、論理素子４６２からは０が出力される。よって、信号G1uは０となる。ｔ１＜ｔ≦ｔ２では、VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5LuはCARI以上となり、かつ、VAL2Lu＜CARIなので、比較器４５２の出力は０、比較器４５３～４５５の出力は全て１となる。そのため、論理素子４６０からは１が、論理素子４６１からは０が出力され、論理素子４６２からは１が出力される。よって、信号G1uは１となる。
　ｔ２＜ｔ≦ｔ３では、VAL3Lu，VAL5LuはCARI以上で、かつ、VAL2Lu，VAL4LuはCARI未満なので、比較器４５２，４５４の出力は０、比較器４５３，４５５の出力は１となる。そのため、論理素子４６０，４６１のいずれからも１が出力され、論理素子４６２からは０が出力される。よって、信号G1uは０となる。ｔ３＜ｔ≦ｔ４では、VAL3Lu≧CARI 、かつ、VAL2Lu，VAL4Lu，VAL5LuはCARI未満なので、比較器４５２，４５４，４５５の出力は０、比較器４５３の出力は１となる。そのため、論理素子４６０からは１が、論理素子４６１からは０が出力され、論理素子４６２からは１が出力される。ｔ４＜ｔ≦ｔ５では、VAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Luは全てCARI未満なので、比較器４５２～４５５の出力は全て０となる。そのため、論理素子４６０，４６１からはいずれも０が出力され、論理素子４６２からは０が出力される。よって、信号G1uは０となる。
（SV展開器ブロック４１３の説明）
　次に、SV展開器ブロック４１３について説明する。
（第１ステップ）
　まず、α軸電圧指令Vαとβ軸電圧指令Vβを直近のZCMM用空間ベクトルに展開する第１のステップについて説明する。図２２に示すように領域１～６を定めた場合、αβ軸電圧指令Vα、Vβが領域２にある場合を例に説明する。この場合、直近の空間ベクトルはZ2， Z3，Z0の３つである。領域１～６はそれぞれが回転対称となっている。そのため、αβ軸電圧指令Vα、Vβが領域１～６のどこにあった場合でも、回転処理によって領域１に重ねることで、処理を共通にできる。その場合、対応する空間ベクトルの番号が変わるだけなので、図２３に示すように、空間ベクトルをZ0，Zs，Zdと置き換えることで一般化できる。
　図２４は、図２３の空間ベクトルZs，Zdと領域毎の空間ベクトルとの対応を表にまとめたものである。なお、各領域を一般化領域に重ねるための回転角度θpも併記した。この回転角度θpを使用し、次式（１３）で各領域のαβ軸電圧指令Vα，Vβに持ってくることができる。一般領域に移した後のαβ軸電圧指令を、Va，Vbとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、空間ベクトルへの展開とは、図２３に示すLenAとLenBを求め、図示のLenとの比を求めることである。それぞれの比は、幾何計算により式（１４）、（１５）で定まる。なお、式（１６）に示すように、１から比LenA／LenおよびLenB／Lenを除いた余りが空間ベクトルZ0の時間割合である。ここで、式（１４）～（１６）の値をそれぞれ、Br[1]，Br[2] ，Br[3]と定義すると、Va，Vbの空間ベクトル展開式は式（１７）となる。式（１７）中の空間ベクトルZs，Zdを、図２４に示す表を使って読み換えれば、αβ軸電圧指令Vα、Vβの空間ベクトル展開式となる。また、Br[1]、Br[2]、Br[3]にキャリア周期Tsを掛けると各々の空間ベクトルを作用させる時間B[1]、B[2]、B[3]になる。これを式（１８）にまとめる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　１キャリア周期中の空間ベクトルの作用時間のイメージを図２５に示す。図２５では、1キャリア周期中にZs，Zd，Z0の順番で空間ベクトルを記したが、順番は自由度であってどの順番としても良い。
（第２ステップ）
　次に第２のステップとして、非ZCMM用空間ベクトルを、図２５に示した空間ベクトルのシーケンスに挿入する。図２６は、非ZCMM用空間ベクトルとして空間ベクトルMMM0を加えた時の例である。空間ベクトルPPP0を使った場合は、０軸電圧Vzに正の電圧が作用する。また、空間ベクトルMMM0を使った場合は、０軸電圧Vzに負の電圧が作用する。空間ベクトルPPP0を使うか、空間ベクトルMMM0を使うかは、非ZCMM用空間ベクトルの作用時間ztimeの符号で判別できる。図２５に示す例では、これらの空間ベクトルPPP0，MMM0をキャリア周期の開始時に挿入したので、非ZCMM用空間ベクトルの作用時間が尽きると０軸電流は自然に減衰し、意図した０軸電流波形を実現できる。
　ここで、非ZCMM用空間ベクトルの作用時間ztimeを加えたので、空間ベクトルZs，Zd，Z0の作用時間を調整する必要がある。非ZCMM用空間ベクトルの作用時間ztimeは元々微小な時間であるので、空間ベクトルZs，Zd，Z0のどの作用時間を削っても大きな影響はない。しかしながら、より好適には空間ベクトルZ0の作用時間を時間調整するのが合理的である。なぜならば、空間ベクトルPPP0，MMM0はαβ軸方向の電圧成分がなく、空間ベクトルZ0もαβ軸方向の電圧成分がない。よって、空間ベクトルPPP0，MMM0の挿入による時間調整の影響がｄ軸電流Idとｑ軸電流Iqの制御に全くでないからである。
（第３ステップ）
　次に第３のステップとして、モータ巻線の印加電圧の決定方法について、図２２に示したαβ軸電圧Vα、Vβの状態を例に説明する。ここまでは一般領域での空間ベクトル記号Zs，Zdを用いてきたが、ここでは、具体例を説明する必要から、図２２に示した空間ベクトルを用いて説明する。即ち、図２２の状態は、図２４に示す表に基づき、Zsの代わりにZ2を、また、Zdの代わりにZd3を用いる。αβ軸電圧Vα、Vβの空間ベクトル展開式は式
（１９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　図２７は、図２５，２６と同様の記載形式で、式（１９）の場合における1キャリア周期内の空間ベクトルの順番と作用時間を表記したものである。図２７では、合わせて、モータ巻線への印加電圧Vu、Vv、Vwを記載した。さらに、０軸電圧Vzの電圧も表記した。図２７に示すようにztimeの期間は空間ベクトルとしてMMM0を使う。MMM0は、モータ巻線に次式（２０）に示す電圧を与える空間ベクトルである。すなわち、印加電圧Vu，Vv，Vwの総和はゼロとならない。空間ベクトルMMM0の０軸電圧Vzは、図５に示したように、（－３／√３）・Edである。
　　（Vu，Vv，Vw）＝（－Ed，－Ed，－Ed）　　・・・（２０）
　図２７のztime期間に続くB[1]の期間は、空間ベクトルとしてZ2を使う。空間ベクトルZ2はモータ巻線に式（２１）に示す電圧を与える空間ベクトルである。すなわち、印加電圧Vu，Vv，Vwの総和はゼロとなる。空間ベクトルZ2の０軸電圧Vzはゼロである。
　　（Vu，Vv，Vw）＝（＋Ed，０，－Ed）　　・・・（２１）
　B[1]期間に続くB[2]期間は、空間ベクトルとしてZ3を使う。空間ベクトルZ3はモータ巻線に式（２２）に示す電圧を与える空間ベクトルである。すなわち、印加電圧Vu，Vv，Vwの総和はゼロとなる。空間ベクトルZ3の０軸電圧Vzはゼロである。
　　（Vu，Vv，Vw）＝（０，＋Ed，－Ed）　　・・・（２２）
　B[2]期間に続く（B[3]－ztime）の期間は空間ベクトルとしてZ0を使う。空間ベクトルZ0は、モータ巻線に式（２３）に示す電圧を与える空間ベクトルである。この場合も印加電圧Vu，Vv，Vwの総和はゼロであり、空間ベクトルZ0の０軸電圧Vzはゼロである。
　　（Vu，Vv，Vw）＝（０，０，０）　　・・・（２３）
　ゆえに、モータのＵ相巻線電圧Vuの時間推移は、１キャリア周期Tsの開始からztimeまでを－Ed、ztimeから（ztime＋B[1]）までを＋Ed、（ztime＋B[1]）から１キャリア周期Tsの終わりまでを０とする。また、モータのＶ相巻線電圧Vvの時間推移は、１キャリア周期Tsの開始からztimeまでを－Ed、ztimeから（ztime＋B[1]）までを０、（ztime＋B[1]）から（ztime＋B[1]＋B[2]）までを＋Ed、（ztime＋B[1]＋B[2]）から１キャリア周期Tsの終わりまでを０とする。また、モータのＷ相巻線電圧Vwの時間推移は、１キャリア周期Tsの開始から（ztime＋B[1]＋B[2]）までを－Ed、（ztime＋B[1]＋B[2]）から１キャリア周期Tsの終わりまでを０とする。ここで、０軸電圧Vzの波形を確認すると、所望の通り、１キャリア周期Tsの開始からztimeまでの期間だけ負の値となり、作用時間ztimeが経過した後は、１キャリア周期Tsの終わりまで０となっていることがわかる。
（第４ステップ）
　次に、第４のステップでは、第３のステップで決めたモータ巻線の電圧通りの印加状態となるように、ＰＷＭゲート信号を生成するための比較値を決定する。図２７に示したVu、Vv、Vwの内、Vuを例に説明する。図２８の上段には、図２７のVuの波形を示した。ここでは、Vuの電圧波形を作るためのゲート信号について考える。図２８の中段および下段には、ゲート信号G1uおよびG3uの波形を示した。なお、ゲート信号G2uとG4uはそれぞれゲート信号G1uとG3uの否定であるので説明を省略する。
　キャリア周期Tsの開始から作用時間ztimeの終了までは、Ｕ相電圧Vuとして－Edが要求される。図３の表に従うと、印加電圧が－Ｅdとなる組合せは、｛Q１、Q２、Q３、Q４｝＝｛０、１、１、０｝である。従って、この期間におけるゲート信号G1uは０、ゲート信号G3uは１としなければならない。
　続いて、ztime期間の終了から（ztime＋B[1]）までの期間は、Ｕ相電圧Vuとして＋Edが要求される。図３の表より、｛Q１、Q２、Q３、Q４｝＝｛１、０、０、１｝であって、この期間におけるゲート信号G1uは１、ゲート信号G3uは０としなければならない。
　次に、（ztime＋B[1]）期間の終了からキャリア周期Tsの終わりまでの期間は、Ｕ相電圧Vuとして０が要求される。図３の表より、この場合に選択できる組合せは、次の２通りである。
｛Q１、Q２、Q３、Q４｝＝｛１、０、１、０｝
｛Q１、Q２、Q３、Q４｝＝｛０、１、０、０｝
この２つはどちらを選択しても良い。図２８では、上記２通りの内、最初の組み合わせを選択した。従って、この期間におけるゲート信号G1uは１、ゲート信号G3uは１となる。
　前述した図２１の説明、すなわち、VAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Luと生成信号の対応関係を参考にすると、図２８に示すゲート信号G1uを生成するには、次式（２４）のようにVAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Luを設定すれば良い。VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5LuにセットしたTs×２は、コンペアマッチを起こさないようキャリア周期Tsを振切るように設定した値であり、大きな値であれば他の値でも良い。
　VAL2Lu＝ztime、VAL3Lu＝Ts×２、VAL4Lu＝Ts×２、VAL5Lu＝Ts×２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２４）
　一方、ゲート信号G3uを生成するには、次式（２５）のようにVAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Luを設定すれば良い。この場合、図２８の下段に示すGu3の波形のように、ゲート信号G3uは１キャリア周期Tsで２回オン信号を生成する必要がある。これを可能とするためには、図１９に示すPWM信号生成器の構成とする必要がある。
　VAL2Lu＝0、VAL3Lu＝ztime、VAL4Lu＝ztime＋B[1]、VAL5Lu＝Ts×２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２５）
　以上説明したように、本実施の形態では、オープン巻線型モータ２００のＵ，Ｖ，Ｗ相の独立巻線２１０，２２０，２３０に個別に電圧を印加する単相インバータ１６０，１７０，１８０と、それらを制御する制御器１５０とを備える。そして、図２７に示したように非ZCMM用空間ベクトルを使用することで、各巻線２１０，２２０，２３０への印加電圧Vu，Vv，Vwの総和がゼロ以外の値となるように制御して、各巻線の電流の総和に正比例する量として定義される０軸電流Izをオフセットさせる第１の期間（ztime期間）と、ZCMM用空間ベクトルを使ってd軸電流Idおよびq軸電流Iqを制御する第２の期間（B[1]＋B[2]＋（B[3]－ztime）で表される期間）とでモータ制御が行われる。そして、第１の期間と第２の期間とを交互に繰り返し生成することで、dq軸電流を制御しつつ、０軸電流を所望値に制御することが可能となる。
　例えば、図１０に示すように、０軸電流Izの振幅が、前記総和をゼロとした場合の０軸電流定常波Iz_stableの振幅よりも小さくなるように、第１の期間（ztime期間）におけるオフセット量（例えば、Iz[0]，Iz[1]等）を設定する。その結果、モータの誘起電圧３相不平衡分Ezがゼロでない場合であっても、０軸電流Izを抑制することができる。
　また、上述した式（６）のように、第１の期間（ztime期間）におけるオフセット量を、０軸電流定常波Iz_stableの振幅値にマイナス符号を付した値（反極性）に設定するようにしても良い。その結果、０軸電流Izを、ほぼゼロに近い値に制御することができ、上述した従来のような問題の発生を防止することができる。
　さらに、図１０や図１５に示すように、１キャリア周期Tsにおける０軸電流定常波Iz_stableの最大値および最小値の中央値にマイナス符号を付した値をオフセット量に設定することによって、１キャリア周期Ts（すなわち、第１の期間の開始から次の第２の期間の終了まで）における０軸電流Izの振幅変化が、所望値（例えば、図１５の０軸電流目標値Iz*）の上下に按分される。その結果、その期間の０軸電流Izはほぼゼロとなる。
　また、図１０に示すように、０軸電流定常波Iz_stableの振幅が大きく変化する期間においては第１の期間と第２の期間とを繰り返す制御を行い、振幅変化が十分小さい期間（例えば、図１０の時刻ｋ＝１からｋ＝３までの期間）においては、第１の期間の制御を省略する。時刻ｋ＝１からｋ＝３までの期間では０軸電流定常波Iz_stableの振幅変化が十分小さいので、第１の期間の制御を省略しても、０軸電流Izはゼロから大きく離れることはない。
　さらに、第１の期間におけるU相，V相およびW相の巻線の印加電圧が全て＋Edとなるように制御することにより、すなわち、０軸電流Izを制御する非ZCMM用空間ベクトルをPPP0に限定することで、α軸電圧およびβ軸電圧の発生を除去し、より効果的にdq軸電流の制御を行うことができる。また、０軸電流Izを制御する非ZCMM用空間ベクトルをMMM0に限定することで、第１の期間におけるU相，V相およびW相の巻線の印加電圧が全て－Edとなるように制御した場合も、同様の作用効果を奏する。
　なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。
　１００…インバータ装置、１５０…制御器、１６０，１７０，１８０…単相インバータ、２００…モータ、２１０，２２０，２３０…独立巻線、４０１…UVW／dq変換ブロック、４０２…d軸電流補償器ブロック、４０３…ｑ軸電流補償器ブロック、４０４…dq／αβ変換ブロック、４１１…０軸電流オフセット目標生成器ブロック、４１２…電圧時間積換算ブロック、４１３…SV展開器ブロック、４２１…U相PWM信号発生器ブロック、４２２…Ｖ相PWM信号発生器ブロック、４２３…Ｗ相PWM信号発生器ブロック、４５１…Carrier Generator、５０１…d軸偏差用加減器、５０２…d軸PI補償器ブロック、５０３…ｄ軸速度起電力補償器ブロック、５０４…d軸電圧用加減器、５０５…q軸偏差用加減器、５０６…q軸PI補償器ブロック、５０７…q軸速度起電力補償器ブロック、５０８…q軸電圧用加減器、５１１…０軸電流定常波テーブルセット、５１２…０軸電流定常波中央値算出ブロック、５１３…０軸電流オフセット目標算出差分器、５１４…０軸電流移動量算出用差分器。５１５…非ZCMM作用時間算出ブロック

Claims (7)

  1. 　固定子巻線が３相の独立した巻線で構成されたオープン巻線型モータのモータ駆動装置であって、
    　前記巻線毎に設けられ、対応する巻線に個別に電圧を印加する複数の単相インバータと、
    　前記巻線毎に設けられた単相インバータをそれぞれ制御する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、
    　各巻線への印加電圧の総和をゼロ以外の値にして０軸電流をオフセットさせる第１の期間と、各巻線への印加電圧の総和がゼロとされる第２の期間とを交互に繰り返し生成することで、０軸電流を所定値に制御する、モータ駆動装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ駆動装置において、
    　０軸電流の振幅が、前記総和をゼロとした場合の０軸電流定常波の振幅よりも小さくなるように、前記第１の期間におけるオフセット量を設定する、モータ駆動装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ駆動装置において、
    　前記第１の期間におけるオフセット量を、前記０軸電流定常波の振幅値にマイナス符号を付した値に設定する、モータ駆動装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記第１の期間の開始から次の前記第２の期間の終了までの０軸電流の振幅の変化が前記所定値の上下に按分されるように、前記第１の期間におけるオフセット量を設定する、モータ駆動装置。
  5. 　請求項４に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御部は、前記第２の期間においてd軸電流およびq軸電流を制御する、モータ駆動装置。
  6. 　請求項４に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御部は、前記第１の期間と前記第２の期間とを繰り返す制御期間を所定周期で生成する、モータ駆動装置。
  7. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記各単相インバータに供給される直流電源の電圧をEdとした場合に、
    　前記制御部は、前記第１の期間におけるU相，V相およびW相の巻線の印加電圧が全て＋Edとなるように制御するか、または、全て－Edとなるように制御する、モータ駆動装置。
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