WO2012081493A1 - 回転電機制御装置 - Google Patents

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WO2012081493A1
WO2012081493A1 PCT/JP2011/078424 JP2011078424W WO2012081493A1 WO 2012081493 A1 WO2012081493 A1 WO 2012081493A1 JP 2011078424 W JP2011078424 W JP 2011078424W WO 2012081493 A1 WO2012081493 A1 WO 2012081493A1
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WO
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pulse
modulation
fixed
phase
rotating electrical
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/078424
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
村田和紀
サハスブラタ
Original Assignee
アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation

Definitions

  • the present invention relates to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and 3-phase AC power to drive the rotating electrical machine.
  • DPWM is often used in two-phase modulation in which one of the three phases is partially fixed at a high level or low level and the other two phases are modulated. Further, a control method called rectangular wave control (one-pulse control) in which two-phase modulation is further expanded so that each phase pulse becomes one pulse in one cycle of the electrical angle is also used.
  • rectangular wave control one-pulse control
  • these various modulation methods are applied to the rotational speed of the rotating electrical machine and the rotating electrical machine. There is a case where it is appropriately selected according to the required output torque.
  • a switching modulation pulse is generated by SVPWM or the like in a phase other than a phase that is partially fixed at a high level or a low level in one electrical angle cycle.
  • the phase that is partially fixed to the high level or the low level in the two-phase modulation is set to a length that is common to all three phases, for example, ⁇ / 3 radians, and a fixed pulse is generated.
  • the pulse width of the modulation pulse is determined by the relationship between the voltage command and the carrier.
  • a two-phase modulation pulse is generated by mixing a fixed pulse with a modulation pulse using such a modulation method
  • a voltage command having an amplitude equal to or larger than the carrier amplitude is set through a predetermined fixed period, and the voltage A fixed pulse is generated based on the command and the carrier. That is, the fixed pulse is generated as a modulation pulse having a long pulse width.
  • control devices that generate switching pulses are often configured using a microcomputer or the like.
  • a microcomputer executes a program according to a predetermined control cycle, and generates a pulse by switching between a high level and a low level of the pulse. Therefore, there is a case where the pulse width of the fixed pulse cannot be accurately controlled due to the relation with the resolution of the control cycle, and the length (phase) of the fixed period of the fixed pulse may be different from the set value. If an imbalance occurs in the fixed period of the fixed pulse, the symmetry of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is lost, and the stability of the control of the rotating electrical machine may be reduced, such as pulsation in the current supplied to the rotating electrical machine. There is sex.
  • At least one of the three phases is fixed to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and the three phases are stable even when switching control of the inverter by two-phase modulation that modulates the other phases It is desirable to generate a biphasic modulation pulse so that alternating current is excited.
  • the characteristic configuration of the rotating electrical machine control device is a rotating electrical machine that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and three-phase AC power and drives the rotating electrical machine.
  • a control device that fixes at least one of three phases to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and generates a two-phase modulation pulse for controlling the switching of the inverter by two-phase modulation for modulating the other phase
  • a two-phase modulation pulse generator that generates a fixed pulse in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine, and performs pulse width modulation in a period other than the fixed period. The point is to generate a modulation pulse.
  • the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine, and the modulation pulse is generated by pulse width modulation in a period other than the fixed period. That is, the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine without depending on the general voltage command and the carrier, and a pulse corresponding to the voltage command and the carrier is generated outside the fixed period. As a result, a fixed pulse is accurately generated with respect to the electrical angle. As a result, the fixed period of the fixed pulse does not cause an imbalance, and the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is also stabilized.
  • the relationship between the modulation pulse generated between the fixed period and the fixed period and the fixed pulse generated during the fixed period may not be determined. There is. If the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is not fixed and the two-phase modulation pulse is not stable, the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation may be impaired. Therefore, it is preferable to further improve the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation by defining the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse.
  • the rotating electrical machine control device includes a synchronous carrier generating unit that generates a synchronous carrier that is synchronized with the rotation of the rotating electrical machine in a period other than the fixed period for each of the three phases.
  • the two-phase modulation pulse generation unit may generate the modulation pulse as a quasi-synchronization modulation pulse that is at least indirectly synchronized with the rotation of the rotating electrical machine based on the synchronization carrier.
  • the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine.
  • the carrier of the pulse width modulation becomes a synchronous carrier synchronized with the rotation of the rotating electrical machine
  • the relationship between the quasi-synchronized modulation pulse generated based on the synchronous carrier and the fixed pulse is also defined by the rotation of the rotating electrical machine. Become. Therefore, the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is stabilized, and the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is also improved.
  • the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is stabilized, so that the stability of the excited three-phase alternating current is also improved.
  • the pulse width of the fixed pulse may differ from the set value. In other words, a fixed pulse fixed in the high state and a quasi-synchronous modulation pulse in the high state are continuously generated, or a fixed pulse fixed in the low state and the quasi-synchronous modulation pulse in the low state are continuously generated. If generated, the fixed period of the apparent fixed pulse becomes longer. In this case, the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation may be impaired. Therefore, it is preferable to stabilize the pulse width of the fixed pulse and further improve the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation.
  • the synchronous carrier may be generated as follows.
  • the synchronization carrier generation unit generates the synchronization carrier of a triangular wave whose peak or bottom coincides at the end and start of the fixed period of the fixed pulse, and the fixed pulse is high.
  • the fixed pulse is applied to the peak and the bottom so that the quasi-synchronous modulation pulse starts from the low state and ends in the high state.
  • the quasi-synchronous modulation pulse starts from the high state and starts in the low state during the period from the end of the fixed period in which the fixed pulse is in the low state to the start of the fixed period in the high state.
  • a fixed pulse having a stable fixed period is generated without interference between the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse particularly at the rising and falling timings of the fixed pulse.
  • the fixed period of the fixed pulse in the two-phase modulation is not uniform and is preferably changed according to the modulation rate indicating the ratio of the three-phase AC power to the DC power.
  • the switching control of the inverter includes a method called rectangular wave control in which two-phase modulation is expanded and a pulse of each phase becomes one pulse during one cycle of the electrical angle.
  • the two-phase modulation pulse generation unit of the rotating electrical machine control device has a modulation rate indicating a ratio of the three-phase AC power to the DC power, and a voltage between the positive and negative electrodes of the DC power.
  • the fixed period of the fixed pulse may be expanded according to the modulation rate.
  • the basic sine wave waveform (a waveform corresponding to a three-phase voltage command) differs depending on the modulation method.
  • SPWM sine wave pulse width modulation
  • the basic sine wave is a sine wave with almost no distortion, and the maximum modulation rate is about 0.61. Therefore, when two-phase modulation is performed together with sinusoidal pulse width modulation, if the modulation rate is set to a value exceeding this maximum modulation rate ( ⁇ 0.61), the overmodulation region is set. It will be.
  • the sine wave that is the basic tone is a distorted wave, and the maximum modulation rate is about 0.707. Therefore, when the two-phase modulation is performed together with the space vector pulse width modulation, if the modulation rate is set to a value exceeding the maximum modulation rate ( ⁇ 0.707), the overmodulation region is set. It will be.
  • Block diagram schematically showing a configuration example of a rotating electrical machine drive device and a rotating electrical machine control device The figure which shows an example of the relationship between the request torque of a rotary electric machine, rotational speed, and a modulation mode.
  • the figure which shows an example of the relationship between a modulation rate and a modulation mode Schematic control block diagram of asynchronous control Schematic control block diagram of synchronous control Schematic control block diagram of partial synchronization control Time chart showing an example of generating a two-phase modulation pulse with a fixed period of 60 °
  • Time chart showing an example of pulse generation by two-phase modulation in an extended fixed period
  • Time chart showing an example of pulse generation using a synchronous carrier Waveform diagram showing examples of waveforms of 3-phase pulse and U-phase current Waveform diagram showing symmetry (stability) in the amplitude direction of U-phase current
  • the figure which shows the other example of the relationship between a modulation rate and a modulation mode The figure which shows the other example of the relationship between a modulation rate and
  • the rotating electrical machine 5 of the present embodiment is an AC motor that operates by three-phase AC, and operates as an electric motor or a generator as necessary.
  • the rotating electrical machine 5 is, for example, a synchronous motor having an embedded magnet structure (IPMSM: interior permanent magnet synchronous motor).
  • the driving device (rotating electrical machine driving device) 2 includes an inverter 4 that is interposed between a DC power source 3 and the rotating electrical machine 5 and converts power between DC power and AC power. .
  • the DC power supply 3 is configured to be able to supply electric power to the rotating electrical machine 5 via the inverter 4 and to be able to store the electric power obtained by the rotating electrical machine 5 generating electric power.
  • the DC power source 3 is a battery constituted by various secondary batteries such as a nickel hydride secondary battery and a lithium ion secondary battery.
  • the DC power supply 3 may be configured by a capacitor or a combination of a secondary battery and a capacitor.
  • the inverter 4 converts DC power having the system voltage Vdc into AC power and supplies it to the rotating electrical machine 5.
  • the inverter 4 is configured as a bridge circuit having three lines corresponding to each phase of U, V, and W, each having one line composed of a series circuit of a pair of switching elements including an upper arm and a lower arm. Power conversion is performed between DC power and three-phase AC.
  • an IGBT insulated gate bipolar transistor
  • As the switching element power transistors having various structures such as a bipolar type, a field effect type, and a MOS type can be used in addition to the IGBT.
  • Each switching element is connected in parallel with a free wheel diode.
  • Each switching element of the inverter 4 operates in accordance with an inverter control signal S (S1 to S6) output from the inverter control unit 19 of the control device (rotating electrical machine control device) 1.
  • the inverter control signals S1 to S6 are switching control signals for turning on / off each switching element, more specifically, a gate drive signal for driving the gate of each IGBT.
  • the inverter 4 converts DC power into AC power and supplies it to the rotating electrical machine 5, and causes the rotating electrical machine 5 to output a torque corresponding to the target torque (torque command) T * .
  • the inverter control unit 19 generates and outputs inverter control signals S1 to S6 according to a control mode such as a pulse width modulation control mode or a rectangular wave control mode.
  • a control mode such as a pulse width modulation control mode or a rectangular wave control mode.
  • Each IGBT performs a switching operation corresponding to each control mode in accordance with the inverter control signals S1 to S6.
  • the inverter 4 converts AC power obtained by power generation into DC power and regenerates it to the DC power source 3.
  • the control device 1 performs feedback control based on the target torque T * , the rotation speed ⁇ and the rotation angle (electrical angle) ⁇ , which are rotation information of the rotor, and the phase currents Iu, Iv, Iw flowing through the stator coil of the rotating electrical machine 5. Do. In the present embodiment, the control device 1 performs current feedback control using a vector control method, and controls the rotating electrical machine 5 via the inverter 4.
  • the target torque T * is input to the control device 1 as a request signal from another control device such as a vehicle control device (not shown).
  • the current command determination unit 11 of the control device 1 calculates current commands id * and iq * based on the system voltage Vdc, the target torque T * , and the modulation factor M.
  • the modulation factor M is an index indicating the ratio of three-phase AC power to DC power.
  • the current command id * is a current command (d-axis current command) in the d-axis direction that is one axis of the orthogonal vector space in the vector control.
  • the current command iq * is a current command (q-axis current command) in the q-axis direction that is the other axis of the orthogonal vector space.
  • the voltage command determination unit 12 of the control device 1 determines the current commands id * , iq * and the currents Iu, Iv, Iw flowing through the stator coils of the U, V, W phases of the rotating electrical machine 5 based on the rotation angle ⁇ .
  • Two-phase voltage commands vd * and vq * are calculated by performing proportional integral control (PI control) and proportional calculus control (PID control) on the deviation from the two-phase current converted into the vector space.
  • the modulation factor / voltage command phase calculator 13 calculates the modulation factor M and the voltage command phase ⁇ v * based on the two-phase voltage commands vd * and vq * .
  • the inverter control unit 19 reconverts it into three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * (not shown in FIG. 1) for each phase of U, V, and W, and an inverter control signal that performs switching control of the IGBT of the inverter 4 S1 to S6 are generated.
  • the vector control has been described in a bird's-eye view. However, the vector control is a well-known technique, and the detailed description above is omitted.
  • the rotation angle ⁇ of the rotor of the rotating electrical machine 5, that is, the magnetic pole position at each time point is detected by the rotation sensor 10, and the control device 1 acquires the detection result.
  • the rotation sensor 10 is configured by, for example, a resolver.
  • the currents Iu, Iv, and Iw flowing through the stator coils of the U, V, and W phases are detected by the current sensor 9, and the control device 1 acquires the detection results.
  • a current is detected in a non-contact manner by detecting a magnetic field generated when the current flows through a conductor such as a bus bar.
  • a configuration is shown in which currents in all three phases are detected. However, since the three phases are in an equilibrium state and the sum of instantaneous current values is zero, only the currents in two phases are detected and controlled. In the apparatus 1, the remaining one-phase current may be obtained by calculation.
  • the inverter control unit 19 schematically includes a three-phase modulation pulse generation unit 14, an asynchronous carrier generation unit 15, a two-phase modulation pulse generation unit 16, a synchronous carrier generation unit 17, and a rectangular wave control. And a pulse generation unit 18. That is, in the present embodiment, the control device 1 drives and controls the rotating electrical machine 5 at least in the three-phase modulation mode, the two-phase modulation mode, and the rectangular wave control mode.
  • the three-phase modulation mode is a modulation mode in which the U, V, and W phases are subjected to pulse width modulation.
  • the two-phase modulation mode is a modulation mode in which at least one of the three phases is fixed to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and the other phases are subjected to pulse width modulation. When the fixed period is lengthened, two of the three phases are partially fixed, and the other one phase may be subjected to pulse width modulation, which is also included in the two-phase modulation.
  • the rectangular wave control mode is a control in which the pulses of the U, V, and W phases become one pulse during one electrical angle cycle, and is also referred to as one-pulse control.
  • a pulse is generated by the relationship between the waveform of the voltage commands vu * , vv * , vw * and the carrier without being synchronized (asynchronously) with the rotation of the rotating electrical machine 5, but the pulse of the rectangular wave control Is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5. Therefore, pulse width modulation using a carrier is also called asynchronous control, and rectangular wave control is also called synchronous control.
  • a system called multi-pulse control that generates two or more pulses synchronized with the rotation of the rotating electrical machine instead of one pulse during one cycle of the electrical angle has been put into practical use. Except for the number of pulses, the core part is controlled by pulses synchronized with the rotation of the rotating electrical machine. Therefore, in the present embodiment, the rectangular wave control in a broad sense includes multi-pulse control.
  • pulse width modulation is executed.
  • pulse width modulation is performed based on the asynchronous carrier generated by the asynchronous carrier generation unit 15.
  • pulse width modulation is performed based on the synchronization carrier generated by the synchronization carrier generation unit 17. Details of the pulse width modulation using the asynchronous carrier and the synchronous carrier will be described later.
  • the modulation method of pulse width modulation in the three-phase modulation mode is space vector PWM (SVPWM).
  • the modulation method of pulse width modulation in the two-phase modulation mode is discontinuous PWM (DPWM).
  • FIG. 2 schematically shows a region where SVPWM, DPWM, and rectangular waves (one pulse / multiple pulse) are applied, with the required torque on the vertical axis and the rotational speed on the horizontal axis.
  • SVPWM is employed in the low rotation region
  • DPWM is employed in the medium rotation region
  • rectangular waves one pulse / multiple pulse
  • the inverter control unit 19 selectively adopts one of the three-phase modulation mode, the two-phase modulation mode, and the rectangular wave control mode based on the required torque and the rotation speed and further considering the modulation rate. Then, pulses that become the inverter control signals S1 to S6 are generated.
  • a pulse is generated depending on the relationship between the voltage commands vu * , vv * , vw * and the carrier, but the frequency of this carrier may be switchable.
  • the carrier frequency is changed according to the required torque and the rotation speed.
  • FIG. 3 schematically shows the relationship between the modulation factor M and the control mode.
  • the upper part of FIG. 3 shows an example of a transition mode of the control mode employed by the control device 1 of the present embodiment, and the lower part of FIG. 3 shows an example of a transition form of a general control mode.
  • the modulation rate is an index indicating the ratio of the effective value of the three-phase AC power to the DC power.
  • the maximum modulation rate in the case of modulating sine wave pulse width modulation based on a sine wave having almost no distortion as a modulation based on a sine wave having a peak value of Vdc as a direct current power having a voltage between positive and negative electrodes of Vdc About 0.61. That is, the effective value of the modulated three-phase AC interphase voltage is 0.61 Vdc.
  • the maximum modulation rate is about 0.707.
  • the modulation factor M can theoretically be increased to a maximum of 0.78.
  • the inverter 4 is switching-controlled by one-pulse control.
  • the modulation factor M3 shown in FIG. 3 is approximately 0.707, and the modulation factor M4 is 0.78.
  • the region from the modulation factor M3 to the modulation factor M4 is an overmodulation region.
  • multipulse control is applied in this overmodulation region.
  • two-phase modulation may be performed using the DPWM method in this overmodulation region. Two-phase modulation in the overmodulation region in the present embodiment will be described later with reference to FIGS.
  • modulation is performed by the SVPWM method or the DPWM method.
  • M1 0.509 as an example
  • a general control device performs two-phase modulation by asynchronous control using the DPWM method as shown in the lower part of FIG.
  • the control device 1 according to the present embodiment performs two-phase modulation by partial synchronization control partially synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
  • a voltage command having an amplitude that is greater than or equal to the carrier amplitude is set through a predetermined fixed period, and based on the voltage command and the carrier A fixed pulse is generated. Outside the fixed period, the amplitude of the voltage command changes below the carrier amplitude, so that a modulation pulse is generated based on the voltage command and the carrier. That is, the fixed pulse is generated as a modulation pulse having a long pulse width by asynchronous control using the DPWM method.
  • the control device 1 of the present embodiment that performs two-phase modulation by partial synchronization control partially synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 generates a fixed pulse synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
  • the control device 1 provides a high fixed period and a low fixed period by 60 ° ( ⁇ / 3) in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 in each phase, and a fixed pulse is supplied during this period. Generate.
  • the control device 1 generates a modulation pulse using a voltage command and a carrier during a period excluding these fixed periods. That is, the control device 1 performs two-phase modulation by the “DPWM (60 ° fixed)” method.
  • multi-pulse control which is one of rectangular wave control in a broad sense from two-phase modulation, also in this embodiment, as in a general control device.
  • the control shifts to one-pulse control that is rectangular wave control in a narrow sense.
  • modulation is performed based on a carrier of a predetermined frequency without synchronizing with the rotation angle (rotor magnetic pole position) ⁇ of the rotating electrical machine 5, and a control pulse is generated. That is, asynchronous control is performed in which pulses are generated asynchronously with the rotation of the rotating electrical machine 5. From the modulation rate M2 to the modulation rate M3, partial synchronization control is performed in which a fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 at least during a fixed period. After the modulation factor M3, synchronous control synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed by multi-pulse control or one-pulse control.
  • the present invention is characterized in that synchronous control in which a pulse is generated at least partially in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed in the two-phase modulation by DPWM.
  • two-phase modulation is performed in DPWM control that is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
  • DPWM control that is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
  • a fixed period is forcibly created in the pulse width modulation, and two-phase modulation is performed.
  • the fixed pulse is not generated in synchronism with the rotation of the rotating electrical machine 5, but is generated asynchronously with respect to the rotation, and therefore asynchronous control is continued even in the two-phase modulation.
  • a pulse is generated at least partially in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 even in the case of two-phase modulation in a region where the modulation factor is relatively high (here, the modulation factor M2 or more).
  • Synchronous control is performed. That is, partial synchronization control for generating a fixed pulse in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed at least in a fixed period. Therefore, it is possible to generate a fixed pulse with high accuracy without determining the relationship between the carrier and the three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * . Since the fixed period of the fixed pulse is stabilized, the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is stabilized, the current supplied to the rotating electrical machine 5 is stabilized, and the control of the rotating electrical machine 5 is stabilized.
  • FIG. 4 is a control block diagram of asynchronous control
  • FIG. 5 which is a control block unit of synchronous control.
  • the partial synchronization control will be described with reference to FIG. 6 which is a control block diagram of two-phase modulation combining asynchronous control and synchronous control.
  • Asynchronous control is executed with the three-phase modulation pulse generator 14, the asynchronous carrier generator 15, and the two-phase modulation pulse generator 16 shown in FIG. 1 as the core.
  • an output pulse is generated by SVPWM or DPWM by known vector control.
  • the outline of vector control has been described above with reference to FIG.
  • the voltage phase calculation unit 21 calculates the voltage phase ⁇ v based on the rotation angle ⁇ , the voltage command phase ⁇ v *, and the change amount ⁇ of the rotation angle in a predetermined period.
  • the predetermined period with respect to the rotation angle change amount ⁇ is, for example, 1.5 periods of the carrier of pulse width modulation.
  • the PWM mode setting unit (mode setting unit) 22A is a functional unit that sets the pulse width modulation method based on the required torque T * , the rotational speed ⁇ , and the modulation factor M, as described above with reference to FIGS. It is. In the present embodiment, one of SVPWM and DPWM is selected.
  • a PWM mode setting unit (mode setting unit) ) 22A can be said to be a functional unit that selects either three-phase modulation (SVPWM) or two-phase modulation (DPWM).
  • Asynchronous two-phase modulation mode is two-phase modulation in a region where the modulation factor M is relatively low, as shown in FIG.
  • the low modulation rate may be supported while the fixed period is kept at 60 °.
  • the three-phase voltage command determining unit 23 is a functional unit that determines the three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * according to the set modulation method using the modulation factor M and the voltage phase ⁇ v.
  • the asynchronous carrier generation unit 15 determines the carrier frequency of the pulse width modulation based on the required torque T * and the rotation speed ⁇ , Generate. Since this carrier is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5, it is referred to as an asynchronous carrier here.
  • the modulation pulse generator 24 generates output pulses Su, Sv, Sw of each phase based on the three-phase voltage commands vu * , vv * , vw * and asynchronous carriers. Since it is generated based on the asynchronous carrier, the output pulses Su, Sv, Sw are asynchronous pulses. Further, the control of the inverter 4 using these output pulses Su, Sv, Sw is asynchronous control.
  • the control block for synchronization control includes a voltage phase calculation unit 21, a synchronization control mode setting unit (mode setting unit) 22C, and a synchronization pulse generation unit 25C.
  • the voltage phase calculation unit 21 is a functional unit that calculates the voltage phase ⁇ v.
  • the synchronization control mode setting unit 22C is a functional unit that sets a synchronization control method (modulation method) based on the rotational speed ⁇ , the modulation factor M, and the field weakening command fw * . In the present embodiment, one of multi-pulse control and one-pulse control is selected.
  • the field weakening command fw * is a command for weakening the field of the rotating electrical machine 5 to suppress the induced power when the rotating electrical machine 5 rotates at a high speed, and is provided as an adjustment value of the d-axis current id.
  • the synchronization pulse generator 25C generates the output pulses Su, Sv, Sw of each phase according to the set synchronization control method (modulation method) using the voltage phase ⁇ v.
  • the three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * are not referred to, and the phase is adjusted (offset) based on the voltage phase ⁇ v and output as a synchronous pulse synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
  • Pulses Su, Sv, Sw are generated.
  • the partial synchronization control is executed with the two-phase modulation pulse generation unit 16 and the synchronization carrier generation unit 17 shown in FIG. 1 as the core. Similar to the asynchronous control and the synchronous control, the voltage phase calculator 21 calculates the voltage phase ⁇ v. Similar to the asynchronous control, the three-phase voltage command determination unit 23 determines the three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * based on the modulation factor M and the voltage phase ⁇ v.
  • the PWM mode setting unit (mode setting unit) 22A sets which modulation method to use between SVPWM and DPWM, and the three-phase voltage command determination unit 23 determines the voltage according to the result.
  • the commands vu * , vv * , vw * were determined.
  • setting of the modulation method by the mode setting unit is not essential.
  • a two-phase modulation mode setting unit (mode setting unit) 22B which will be described later, may newly set that the modulation method for generating the voltage commands vu * , vv * , vw * is DPWM.
  • the DPWM set by the PWM mode setting unit (mode setting unit) 22A is the “asynchronous two-phase modulation mode”, but the DPWM set by the two-phase modulation mode setting unit (mode setting unit) 22B is “Partial synchronous two-phase modulation mode” is set.
  • the voltage commands vu * , vv * , and vw * corresponding to DPWM are the same in the “asynchronous two-phase modulation mode” and the “partial synchronous two-phase modulation mode”. But there is no problem.
  • a synchronization pulse is generated based on the modulation factor M and the voltage phase ⁇ v as in the synchronization control.
  • This synchronization pulse corresponds to a fixed pulse in the two-phase modulation.
  • the synchronization signal generation unit 25A and the fixed pulse generation unit 25B in FIG. 6 correspond to the synchronization pulse generation unit 25C in FIG.
  • the synchronization signal generation unit 25A generates the respective phase synchronization signals U sync , V sync , and W sync that are synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 and generates the synchronization pulses, and provides them to the fixed pulse generation unit 25B.
  • the fixed pulse generator 25B generates a fixed pulse based on the phase synchronization signals U sync , V sync , and W sync .
  • the synchronization signal generation unit 25A is also involved in generation of a modulation pulse in a period other than the fixed period.
  • the synchronization carrier generation unit 17 generates a synchronization carrier synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 based on the phase synchronization signals U sync , V sync , and W sync .
  • the modulation pulse generator 24 generates a modulation pulse (quasi-synchronous modulation pulse) for each phase based on the three-phase voltage commands vu * , vv * , vw * and the synchronization carrier. That is, the modulation pulse generated based on the synchronization carrier is at least indirectly synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 and thus becomes a quasi-synchronization modulation pulse.
  • the pulse synthesizing unit 27 synthesizes the fixed pulse generated by the fixed pulse generating unit 25B and the modulation pulse (quasi-synchronized modulation pulse) generated by the modulation pulse generating unit 24, and outputs each phase as a two-phase modulation pulse. Output pulses Su, Sv, Sw.
  • the synchronization signal generation unit 25A generates the phase synchronization signals U sync , V sync , and W sync according to the two-phase modulation mode set by the two-phase modulation mode setting unit (mode setting unit) 22B.
  • Two-phase modulation is a modulation method in which at least one of the three phases is fixed to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and the other phases are modulated.
  • the synchronization signal generation unit 25A is set by the two-phase modulation mode setting unit (mode setting unit) 22B.
  • the synchronization signals U sync , V sync , and W sync are generated according to the mode (fixed period mode). Details of the extended fixed mode in which the fixed period is “60 ° ⁇ fixed period ⁇ 180 °” will be described later.
  • Each control block described with reference to FIGS. 4 to 6 includes a functional unit in which some or all of the functions overlap as illustrated with the same reference numerals. Therefore, the inverter control unit 19 is constructed on a smaller scale by selectively using or integrating each functional unit in each control mode without having all the functional blocks of FIGS. 4 to 6 individually. Is possible.
  • the functional units indicated by the same reference numerals in FIGS. 4 to 6 can be clearly shared.
  • the PWM mode setting unit 22A, the two-phase modulation mode setting unit 22B, and the synchronous control mode setting unit 22C are constructed as one “mode setting unit” having three functions because the inputs are substantially equivalent. May be.
  • the synchronization signal generation unit 25A, the fixed pulse generation unit 25B, and the synchronization pulse generation unit 25C can also be constructed as one integrated functional unit. Further, in the case of asynchronous control, a pulse by synchronous control is not generated, and in the case of synchronous control, a pulse by asynchronous control is not generated. For this reason, in the asynchronous control and the synchronous control, even if the output pulses Su, Sv, Sw are output via the pulse synthesizer 27, only one is output as it is. Therefore, it is clear that there is no problem even if the output pulses Su, Sv, Sw are output via the pulse synthesizer 27 in all of asynchronous control, partial synchronous control, and synchronous control.
  • FIG. 8 is a time chart showing an example of a pulse by partial synchronous two-phase modulation in the extended fixed mode of “60 ° ⁇ fixed period ⁇ 180 °”.
  • one of the output pulses Su, Sv, Sw is represented as an example as the output pulse SP.
  • the amplitude of the carrier for pulse width modulation is Vdc / 2.
  • the voltage command V * has a phase in which the command value oscillates (inverts) during the transition from high to low and from low to high.
  • DPWM pulse width modulator
  • V * voltage command
  • V * by adding a minute amplitude away from the positive and negative of the DC voltage before and after the sine wave peak is a fundamental wave voltage command V * (and bottom).
  • correction is performed by subtracting the correction value from two phases other than the phase whose amplitude has been adjusted to reduce the amplitude. Since the top and bottom of the three-phase voltage command appear a total of six times during one cycle, the polarity of this correction value changes every 60 degrees.
  • the phase of the change point coincides with the phase in which the voltage command V * changes its polarity beyond the amplitude center.
  • the modulation factor M is relatively low (when the modulation factor is lower than the overmodulation region), the voltage command V * and the correction value have different polarities, so that the voltage command V * is inverted as shown in FIG. To do.
  • the modulation factor M is relatively high (in the case of an overmodulation region), the voltage command V * and the correction value have the same polarity, so that the voltage command V * is inverted as shown in FIG. do not do. Since the waveform of the voltage command V * is well known, the detailed description above is omitted.
  • the two-phase modulation pulse generator 16 fixes at least one of the three phases to a high state or a low state for a predetermined fixed period TF as shown in FIGS.
  • a two-phase modulation pulse (output pulse SP) for switching control of the inverter 4 is generated by two-phase modulation for modulating the phase. 7 to 9, the fixed period to the high state is indicated by TFH, and the fixed period to the low state is indicated by TFL.
  • the two-phase modulation pulse generation unit 16 generates a fixed pulse by synchronizing the fixed period TF with the rotation of the rotating electrical machine 5, and generates a modulation pulse by pulse width modulation in a period TM other than the fixed period TF. To do.
  • a period TM1 indicates a period from the end of the fixed period TFH in which the fixed pulse is in the high state to the start of the fixed period TFL in the low state.
  • the period TM2 indicates a period from when the fixed pulse ends the fixed period TFL in the low state to when the fixed period TFH in the high state starts.
  • the fixed period TFH to the high state and the fixed period TFL to the low state are both determined by the synchronization signal generation unit 25A based on the voltage phase ⁇ v resulting from the rotation angle ⁇ . Since the fixed pulse is generated by the fixed pulse generator 25B based on these fixed periods TF (TFH, TFL), the pulse width of the fixed pulse is stabilized. In a period TM other than the fixed period TF, a modulation pulse is generated by pulse width modulation. As shown in FIGS. 7 and 8, the modulation pulse is generated symmetrically with respect to the fixed pulse. That is, the modulation pulse is generated so that the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is stabilized and the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is further improved.
  • the synchronization carrier generation unit 17 In order to generate the modulation pulse in this way, the synchronization carrier generation unit 17 generates a synchronization carrier synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 for each of the three phases in a period other than the fixed period TF. Then, the modulation pulse generation unit 24 generates a modulation pulse as a quasi-synchronization modulation pulse synchronized at least indirectly with the rotation of the rotating electrical machine 5 based on these synchronization carriers. If the fixed period TF and the carrier for pulse width modulation are asynchronous, the relationship between the modulation pulse generated in the period TM between the fixed period TF and the fixed period TF and the fixed pulse may not be stable.
  • the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation may be impaired.
  • the relationship between the fixed pulse and the modulation pulse is regulated with respect to the rotation state of the rotating electrical machine 5, and the relative relationship between the two pulses is stabilized. As a result, the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is further improved.
  • a quasi-synchronous modulation pulse in the low state is generated before and after the fixed period TFH to the high state, that is, before and after the fixed pulse in the high state
  • a quasi-synchronous modulation pulse in the high state is generated before and after the fixed period TFL to the low state, that is, before and after the fixed pulse in the low state.
  • the pulse width of the fixed pulse may be different from the set value. Even if the quasi-synchronous modulation pulse is generated symmetrically with respect to the fixed pulse and the relative relationship between the quasi-synchronous modulation pulse and the fixed pulse is stable, if the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse interfere with each other, two-phase modulation is performed. The effective value of the three-phase alternating current excited by may be different from the voltage command V * . For this reason, in this embodiment, the synchronous carrier is generated so that the pulse width of the fixed pulse is further stabilized and the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is improved.
  • the synchronization carrier generation unit 17 generates a synchronization carrier in the following manner, as indicated by a one-dot chain line in FIG. That is, the synchronization carrier generation unit 17 generates a triangular wave synchronization carrier whose peak and bottom coincide at the end and start of the fixed period TF of the fixed pulse. That is, the voltage command V * is set to a value equal to or larger than the amplitude of the synchronization carrier in the fixed period TF, and one of the peak and bottom of the triangular wave synchronization carrier is made to coincide at the end and start of the fixed period TF of the fixed pulse. ing. Specifically, synchronous carriers are generated in the period TM1 and the period TM2 as follows.
  • the synchronous carrier generation unit 17 starts the quasi-synchronous modulation pulse from the low state and ends in the high state. Furthermore, the triangular wave synchronization carrier is generated by matching the peak and bottom at the end and start of the fixed pulse.
  • the quasi-synchronous modulation pulse starts from the high state and ends in the low state.
  • the synchronous carrier generation unit 17 fixes the high state in the period TM1 from the end of the fixed period TFH in which the fixed pulse is in the high state to the start of the fixed period TFL in the low state.
  • a triangular wave synchronization carrier is generated that starts at the peak at the end of the period TFH and ends at the bottom at the start of the fixed period TFL in the low state.
  • the synchronous carrier generation unit 17 determines that at the end of the fixed period TFL in the low state in the period TM2 from when the fixed pulse ends the fixed period TFL in the low state to when the fixed pulse TFH starts in the high state.
  • a triangular wave synchronization carrier is generated starting at the bottom and ending at the top at the beginning of the fixed period TFH in the high state.
  • FIG. 9 shows quasi-synchronous modulation in the case where such synchronous carriers are generated for 1.5 periods / 2.5 periods / 3.5 periods in the period TM between the fixed period TF and the fixed period TF. Shows a pulse.
  • the frequency of the synchronization carrier is preferably as high as possible within a range that can be set from the calculation cycle of the control device 1 and noise tolerance. Through experimental analysis by the inventors, it has been confirmed that the motor current is more stable when the carrier frequency including the synchronous carrier is higher.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing a waveform example of a three-phase pulse and a U-phase current Iu.
  • Su, Sv, and Sw indicate output pulses SP that are sources of U-phase, V-phase, and W-phase inverter control signals, respectively.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing the stability of the U-phase current Iu.
  • FIGS. 10A and 11A illustrate the case where the frequency of the carrier is 5 kHz
  • FIGS. 10B and 11B show that the carrier is a synchronous carrier and the frequency is 10 kHz. The case of is illustrated. Referring to FIGS.
  • the fixed period When the fixed period reaches 180 °, there is only one pulse in one cycle of the electrical angle, so that one-pulse control is inevitably performed. Therefore, according to this embodiment, it is possible to smoothly shift from the two-phase modulation in the basic fixed period to the one-pulse control via the flexible two-phase modulation in the extended fixed period. If the fixed period is long, two of the three phases may be partially fixed and the other one may be pulse-width modulated. However, as described above, this is also the two-phase modulation in the present invention. include.
  • SVPWM and DPWM are used as the pulse width modulation method in the asynchronous control, and the modulation factor M1 is modulated by SVPWM, and the modulation factor M1.
  • modulation is performed by DPWM.
  • the present invention is not limited to two types of modulation schemes, and pulse width modulation may be performed up to modulation factor M2 using one type of modulation scheme, and pulse width modulation may be performed up to modulation factor M2 using three or more types of modulation schemes. You can go.
  • partial synchronization control may be performed after the modulation factor M1. Specifically, as shown in FIG.
  • the triangular wave synchronization carrier is generated such that one of the peak and the bottom coincides at the end and start of the fixed period TF of the fixed pulse. It is not limited to. If the symmetry of the modulation pulse is high with respect to the fixed pulse, the current of the rotating electrical machine 5 is stabilized to some extent. If the stability of the current is ensured within a desired range, the peak and bottom of the synchronization carrier may not coincide with the start and end of the fixed pulse fixed period TF.
  • a modulation pulse is generated by pulse width modulation based on a synchronous carrier in a period other than the fixed period
  • the present invention is not limited to this configuration. Since the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5, the fixed pulse is generated with high accuracy without causing an imbalance in the fixed period. Therefore, the symmetry of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is improved, and the current of the rotating electrical machine 5 is stabilized to some extent.
  • the carrier may be an asynchronous carrier that is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 as long as the current stability is ensured within a desired range.
  • the drive device 2 and the control device 1 that drive and control one rotating electrical machine have been described as examples.
  • the present invention is not limited to such a configuration, and can be applied to a configuration having a drive device and a control device that drive and control a plurality of rotating electrical machines.
  • the present invention can be applied to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and 3-phase AC power and drives the rotating electrical machine.

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Abstract

　２相変調によりインバータ（２）をスイッチング制御する際にも安定した３相交流が励起されるように、２相変調パルスを生成する。３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間（ＴＦ）の間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する２相変調によりインバータ（２）をスイッチング制御する２相変調パルスを出力パルス（ＳＰ）として生成する２相変調パルス生成部（１６）は、固定期間（ＴＦ）を回転電機（５）の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、固定期間（ＴＦ）以外の期間（ＴＭ）ではパルス幅変調により変調パルスを生成する。

Description

回転電機制御装置
　本発明は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。
　近年、駆動源として、回転電機を用いた電気自動車や、回転電機と内燃機関とを併用したハイブリッド自動車が実用化されている。回転電機は、これらの自動車に搭載されたバッテリなどの直流電源から供給される直流電力をインバータにより交流電力に変換して駆動される。インバータによる直流交流変換に際しては、多くの場合、インバータのスイッチング素子がパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御によりスイッチング制御される。ＰＷＭには、正弦波ＰＷＭ（ＳＰＷＭ：sinusoidal PWM）、空間ベクトルＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ：space vector PWM）、不連続ＰＷＭ（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）などの種々の種類がある。ＤＰＷＭは、３相の内の１相のパルスを部分的にハイレベル又はローレベルに固定して、他の２相を変調する２相変調の際に利用されることも多い。また、２相変調をさらに拡張して、各相のパルスが電気角の１周期の間に１パルスとなる矩形波制御（１パルス制御）という制御方法も用いられている。特開２００９－１１８５４４号公報（特許文献１）の図７や図８、第４９～５２段落等に記載されているように、これら種々の変調方式は、回転電機の回転速度や、回転電機に求められる出力トルクに応じて適宜選択される場合がある。
　２相変調においても、電気角１周期の内、部分的にハイレベル又はローレベルに固定される位相以外の位相では、ＳＶＰＷＭなどによってスイッチング用の変調パルスが生成される。２相変調において部分的にハイレベル又はローレベルに固定される位相は、例えばπ／３ラジアンなど、３相の全てに共通する長さに設定されて固定パルスが生成される。多くの場合、変調パルスのパルス幅は、電圧指令とキャリアとの関係で定まる。このような変調方式を用いて、変調パルスに固定パルスを混在させて２相変調パルスを生成する場合には、所定の固定期間を通じてキャリア振幅以上となる振幅を有する電圧指令が設定され、当該電圧指令とキャリアとに基づいて固定パルスが生成される。つまり、固定パルスは、パルス幅の長い変調パルスとして生成されることになる。
　ところで、スイッチング用のパルスを生成する制御装置は、マイクロコンピュータ等を用いて構成される場合が多い。一般的にマイクロコンピュータは所定の制御周期に応じてプログラムを実行し、パルスのハイレベルとローレベルとを切り換えてパルスを生成する。従って、制御周期の分解能との関係で、固定パルスのパルス幅を精度良く制御できない場合があり、固定パルスの固定期間の長さ（位相）が設定値と異なってしまう可能性がある。固定パルスの固定期間に不均衡が生じると、２相変調によって励起される３相交流の対称性が崩れ、回転電機に供給する電流に脈動を生じるなど回転電機の制御の安定性も低下する可能性がある。
特開２００９－１１８５４４号公報
　上記背景に鑑みて、３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する２相変調によりインバータをスイッチング制御する際にも安定した３相交流が励起されるように、２相変調パルスを生成することが望まれる。
　上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する２相変調により前記インバータをスイッチング制御する２相変調パルスを生成する２相変調パルス生成部を備え、前記２相変調パルス生成部は、前記固定期間を前記回転電機の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、当該固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスを生成する点にある。
　この構成によれば、固定パルスが回転電機の回転に同期して生成され、固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスが生成される。つまり、固定パルスは、一般的な電圧指令とキャリアとに依存することなく回転電機の回転に同期して生成され、固定期間以外では電圧指令とキャリアとに応じたパルスが生成される。これにより、電気角に対して精度よく固定パルスが生成されることになる。その結果、固定パルスの固定期間が不均衡を生じることがなく、２相変調によって励起される３相交流も安定する。
　ここで、固定期間とパルス幅変調のキャリアとが非同期であると、固定期間と固定期間との間に生成される変調パルスと、固定期間に生成される固定パルスとの関係が定まらない可能性がある。変調パルスと固定パルスとの関係が定まらず、２相変調パルスが安定しないと、２相変調によって励起される３相交流の安定性も損なわれる可能性がある。そこで、変調パルスと固定パルスとの関係を規定し、２相変調によって励起される３相交流の安定性をさらに向上させると好適である。好適な一態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記固定期間以外の期間において前記回転電機の回転に同期する同期キャリアを３相各相に対して生成する同期キャリア生成部を備え、前記２相変調パルス生成部が、前記同期キャリアに基づいて前記変調パルスを前記回転電機の回転に少なくとも間接的に同期した準同期変調パルスとして生成するとよい。上述したように、固定パルスは、回転電機の回転に同期して生成される。パルス幅変調のキャリアが回転電機の回転に同期した同期キャリアとなることで、同期キャリアに基づいて生成される準同期変調パルスと固定パルスとの関係も、回転電機の回転によって規定されることになる。従って、変調パルスと固定パルスとの関係が安定し、２相変調によって励起される３相交流の安定性も向上する。
　準同期変調パルスを生成する上記の態様によれば、変調パルスと固定パルスとの関係が安定するので励起される３相交流の安定性も向上する。但し、固定パルスの先頭及び末尾と、準同期変調パルスとが干渉すると、固定パルスのパルス幅が設定値と異なってしまう可能性がある。つまり、ハイ状態に固定された固定パルスとハイ状態となる準同期変調パルスとが連続して生成されたり、ロー状態に固定された固定パルスとロー状態となる準同期変調パルスとが連続して生成されたりした場合、見かけ上の固定パルスの固定期間が長くなる。このようになると、２相変調によって励起される３相交流の安定性が損なわれる可能性がある。従って、固定パルスのパルス幅を安定させ、２相変調によって励起される３相交流の安定性をさらに向上させると好適である。
　具体的には、同期キャリアが以下のように生成されるとよい。好適な一態様として、前記同期キャリア生成部は、前記固定パルスの固定期間の終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致する三角波の前記同期キャリアを生成するものであり、前記固定パルスがハイ状態の前記固定期間を終了してからロー状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させ、前記固定パルスがロー状態の前記固定期間を終了してからハイ状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させる。この態様によれば、固定パルスと準同期変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することなく、安定した固定期間を有する固定パルスが生成される。
　尚、２相変調における固定パルスの固定期間は、一律ではなく、直流電力に対する３相交流電力の割合を示す変調率に応じて変更されると好適である。上述したように、インバータのスイッチング制御には、２相変調を拡張させ、各相のパルスが電気角の１周期の間に１パルスとなる矩形波制御という方式もある。２相変調における固定期間を変調率の上昇に応じて延長していくことで、２相変調から矩形波制御への遷移を円滑に実現することができる。好適な一態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記２相変調パルス生成部は、前記直流電力に対する前記３相交流電力の割合を示す変調率が、前記直流電力の正負両極間電圧を波高値とする正弦波を基調とする変調における最大変調率を超える過変調領域に設定されているとき、前記固定パルスの前記固定期間を前記変調率に応じて拡大させるとよい。
　尚、基調となる正弦波の波形（３相電圧指令に相当する波形）は、変調方式によって異なるものである。例えば、公知の正弦波パルス幅変調（ＳＰＷＭ）方式では、基調となる正弦波がほぼ歪みのない正弦波であり、最大変調率は約０．６１である。従って、正弦波パルス幅変調と共に２相変調が実施される場合には、変調率がこの最大変調率（≒０．６１）を超える値に設定されていると、過変調領域に設定されていることになる。また、公知の空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）方式では、基調となる正弦波が歪み波であり、最大変調率は約０．７０７となる。従って、空間ベクトルパルス幅変調と共に２相変調が実施される場合には、変調率がこの最大変調率（≒０．７０７）を超える値に設定されていると、過変調領域に設定されていることになる。
回転電機駆動装置及び回転電機制御装置の構成例を模式的に示すブロック図 回転電機の要求トルク及び回転速度と変調モードとの関係の一例を示す図 変調率と変調モードとの関係の一例を示す図 非同期制御の模式的な制御ブロック図 同期制御の模式的な制御ブロック図 部分同期制御の模式的な制御ブロック図 固定期間が６０°での２相変調パルスの生成例を示すタイムチャート 拡張固定期間での２相変調によるパルスの生成例を示すタイムチャート 同期キャリアを用いたパルスの生成例を示すタイムチャート ３相のパルス及びＵ相電流の波形例を示す波形図 Ｕ相電流の振幅方向の対称性（安定性）を示す波形図 変調率と変調モードとの関係の他の例を示す図 変調率と変調モードとの関係の他の例を示す図
　以下、電気自動車やハイブリッド自動車の駆動力源となる回転電機を駆動する駆動装置を制御する制御装置に本発明を適用した場合を例とし、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。本実施形態の回転電機５は、３相交流により動作する交流電動機であり、必要に応じて電動機としても発電機としても動作する。また、回転電機５は、例えば埋込磁石構造の同期電動機（IPMSM : interior permanent magnet synchronous motor）である。
　図１に示すように、駆動装置（回転電機駆動装置）２は、直流電源３と回転電機５との間に介在されて直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータ４を備えている。直流電源３は、インバータ４を介して回転電機５に電力を供給可能であると共に、回転電機５が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。好適な態様として、直流電源３は、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池により構成されるバッテリである。この他、直流電源３は、キャパシタや、二次電池とキャパシタとの組み合わせにより構成されてもよい。
　インバータ４は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を交流電力に変換して回転電機５に供給する。インバータ４は、上段アーム及び下段アームからなる一対のスイッチング素子の直列回路により構成される１回線のレッグを、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応して３回線有したブリッジ回路として構成され、直流電力と３相交流との間で電力変換を行う。本実施形態では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる例を示している。スイッチング素子としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。また、各スイッチング素子には、それぞれフリーホイールダイオードが並列接続されている。
　インバータ４のそれぞれのスイッチング素子は、制御装置（回転電機制御装置）１のインバータ制御部１９から出力されるインバータ制御信号Ｓ（Ｓ１～Ｓ６）に従って動作する。本実施形態では、インバータ制御信号Ｓ１～Ｓ６は、各スイッチング素子をオン／オフするスイッチング制御信号、より詳しくは、各ＩＧＢＴのゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、インバータ４は、直流電力を交流電力に変換して回転電機５に供給し、目標トルク（トルク指令）Ｔ＊に応じたトルクを回転電機５に出力させる。この際、インバータ制御部１９は、パルス幅変調制御モードや矩形波制御モード等の制御モードに従ったインバータ制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成して出力する。各ＩＧＢＴは、インバータ制御信号Ｓ１～Ｓ６に従って、各制御モードに応じたスイッチング動作を行う。また、インバータ４は、回転電機５が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換して直流電源３に回生する。
　制御装置１は、目標トルクＴ＊、ロータの回転情報である回転速度ω及び回転角度（電気角）θ、回転電機５のステータコイルを流れる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてフィードバック制御を行う。本実施形態では、制御装置１は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ４を介して回転電機５を制御する。目標トルクＴ＊は、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置１に入力される。制御装置１の電流指令決定部１１は、システム電圧Ｖｄｃ、目標トルクＴ＊、変調率Ｍに基づいて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を演算する。変調率Ｍは、直流電力に対する３相交流電力の割合を示す指標である。電流指令ｉｄ＊は、ベクトル制御における直交ベクトル空間の一方の軸であるｄ軸方向の電流指令（ｄ軸電流指令）である。電流指令ｉｑ＊は、直交ベクトル空間の他方の軸であるｑ軸方向の電流指令（ｑ軸電流指令）である。
　制御装置１の電圧指令決定部１２は、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊と、回転電機５のＵ，Ｖ，Ｗの各相のステータコイルを流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを回転角度θに基づいてベクトル空間へ変換した２相電流との偏差に対して比例積分制御（ＰＩ制御）や比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を行って２相電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算する。変調率・電圧指令位相演算部１３は、２相電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊に基づいて、変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖ＊を演算する。インバータ制御部１９は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊（図１では不図示）に再変換して、インバータ４のＩＧＢＴをスイッチング制御するインバータ制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。以上、ベクトル制御について俯瞰的に説明したが、ベクトル制御は公知技術であり、上述した以上の詳細な説明は省略する。　　　　
　回転電機５のロータの回転角度θ、即ち各時点での磁極位置は、回転センサ１０により検出されて、検出結果を制御装置１が取得する。回転センサ１０は、例えばレゾルバ等により構成される。Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のステータコイルを流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは電流センサ９により検出され、その検出結果を制御装置１が取得する。本実施形態では、電流がバスバーなどの導体を流れる際に生じる磁界を検出することによって、非接触で電流を検出する例を示している。尚、本例では、３相全ての電流を検出する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流を検出し、制御装置１において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。
　インバータ制御部１９は、本実施形態では、模式的に、３相変調パルス生成部１４と、非同期キャリア生成部１５と、２相変調パルス生成部１６と、同期キャリア生成部１７と、矩形波制御パルス生成部１８とを有して構成される。即ち、本実施形態において、制御装置１は、少なくとも、３相変調モードと、２相変調モードと、矩形波制御モードとにより回転電機５を駆動制御する。３相変調モードは、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相をパルス幅変調する変調モードである。２相変調モードは、３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相をパルス幅変調する変調モードである。尚、固定期間が長くなると、部分的に３相の内の２相が固定され、他の１相がパルス幅変調される場合もあるが、これも２相変調に含まれる。矩形波制御モードは、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のパルスが電気角の１周期の間に１パルスとなる制御であり、１パルス制御とも称される。
　パルス幅変調では、回転電機５の回転とは同期せずに（非同期に）電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の波形とキャリアとの関係によってパルスが生成されるが、矩形波制御のパルスは、回転電機５の回転に同期して生成される。従って、キャリアを用いたパルス幅変調は非同期制御とも呼ばれ、矩形波制御は同期制御とも呼ばれる。また、同期制御には、電気角の１周期の間に１パルスではなく、回転電機の回転に同期した２つ以上のパルスを生成する多パルス制御という方式も実用化されている。パルス数を除けば、回転電機の回転に同期するパルスにより制御するという核心部分が共通するため、本実施形態においては、広義の矩形波制御に多パルス制御も含むものとして説明する。
　３相変調モード及び２相変調モードでは、パルス幅変調が実行される。本実施形態では、３相変調モードにおいては非同期キャリア生成部１５により生成される非同期キャリアに基づいてパルス幅変調される。また、２相変調モードにおいては同期キャリア生成部１７により生成される同期キャリアに基づいてパルス幅変調される。これら、非同期キャリア、同期キャリアを用いたパルス幅変調の詳細については後述する。
　本実施形態において３相変調モードにおけるパルス幅変調の変調方式は、空間ベクトルＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ）である。また、２相変調モードにおけるパルス幅変調の変調方式は、不連続ＰＷＭ（ＤＰＷＭ）である。図２は、要求トルクを縦軸に、回転速度を横軸に取り、SＶＰＷＭ、ＤＰＷＭ、矩形波（１パルス・多パルス）が適用される領域を模式的に示している。主に、ＳＶＰＷＭは、低回転領域で採用され、ＤＰＷＭは、中回転領域で採用され、矩形波（１パルス・多パルス）は、高回転領域で採用される。インバータ制御部１９は、要求トルクと回転速度とに基づいて、さらには変調率も考慮して、３相変調モードと、２相変調モードと、矩形波制御モードとの何れかを選択的に採用し、インバータ制御信号Ｓ１～Ｓ６となるパルスを生成する。
　尚、ＳＶＰＷＭやＤＰＷＭでは、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊とキャリアとの関係によってパルスが生成されるが、このキャリアの周波数は切り換え可能となっていてもよい。例えば、要求トルクや回転速度に応じて、キャリア周波数が変更されると好適である。　
　図３は、変調率Ｍと制御モードとの関係を模式的に示している。図３の上段は、本実施形態の制御装置１が採用する制御モードの遷移形態の一例を示しており、図３の下段は、一般的な制御モードの遷移形態の一例を示している。上述したように、変調率とは、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合を示す指標である。例えば、正負両極間電圧がＶｄｃの直流電力を、Ｖｄｃを波高値とする正弦波を基調とする変調として、ほぼ歪みのない正弦波に基づいて正弦波パルス幅変調する場合における最大変調率は、約０．６１である。即ち、変調された３相交流の相間電圧の実効値は０．６１Ｖｄｃである。同様の直流電力を歪みのある正弦波を基調とする変調に相当するＳＶＰＷＭ方式で変調する場合の最大変調率は約０．７０７である。
　変調方式に応じた最大変調率を超える変調率で３相交流に変調される場合は、過変調と称される。変調率Ｍは、理論的には最大０．７８まで高めることができ、この場合には１パルス制御によりインバータ４がスイッチング制御される。図３に示す変調率Ｍ３は概ね０．７０７であり、変調率Ｍ４は０．７８である。変調率Ｍ３から変調率Ｍ４までの領域は、過変調領域である。図３に示した例では、この過変調領域において多パルス制御が適用される。しかし、この過変調領域においてＤＰＷＭ方式を用いて２相変調されてもよい。本実施形態における過変調領域での２相変調については、図８や図１２を用いて後述する。
　本実施形態においても、一般的な制御装置と同様に、変調率Ｍが低い領域では、ＳＶＰＷＭ方式やＤＰＷＭ方式により変調される。ここでは、本実施形態及び一般的な制御装置の双方とも、変調率ＭがＭ１（一例としてＭ１＝０．５０９）まではＳＶＰＷＭ方式で変調され、変調率ＭがＭ３（一例としてＭ３＝０．７０７）まではＤＰＷＭ方式で変調される例を示している。ここで、変調率ＭがＭ２（一例としてＭ２＝０．６）～Ｍ３の領域では、一般的な制御装置が図３の下段に示すように、ＤＰＷＭ方式を用いた非同期制御により２相変調を行うのに対して、本実施形態の制御装置１は部分的に回転電機５の回転に同期した部分同期制御により２相変調を行う。
　具体的には、ＤＰＷＭ方式を用いた非同期制御により２相変調を行う際には、所定の固定期間を通じてキャリア振幅以上となる振幅を有する電圧指令が設定され、当該電圧指令とキャリアとに基づいて固定パルスが生成される。固定期間以外では、電圧指令の振幅がキャリア振幅未満で変化するので、当該電圧指令とキャリアとに基づいて変調パルスが生成される。つまり、固定パルスは、ＤＰＷＭ方式を用いた非同期制御によりパルス幅の長い変調パルスとして生成されることになる。
　一方、部分的に回転電機５の回転に同期した部分同期制御により２相変調を行う本実施形態の制御装置１は、回転電機５の回転に同期した固定パルスを生成する。具体的には、制御装置１は、各相において回転電機５の回転に同期させて６０°（π／３）ずつ、ハイ固定の期間とロー固定の期間とを設け、この期間に固定パルスを生成する。一方、制御装置１は、これらの固定期間を除く期間は電圧指令とキャリアとを用いて変調パルスを生成する。即ち、制御装置１は、「ＤＰＷＭ（６０°固定）」の方式により２相変調を実施する。
　変調率ＭがＭ３＝０．７０７に達して過変調領域となると、本実施形態においても、一般的な制御装置と同様に、２相変調から広義の矩形波制御の１つである多パルス制御へと移行する。さらに、変調率ＭがＭ４に達すると、狭義の矩形波制御である１パルス制御に移行する。
　本実施形態においては、変調率Ｍ２までは、回転電機５の回転角度（ロータの磁極位置）θに同期することなく、所定周波数のキャリアに基づいて変調され、制御パルスが生成される。つまり、回転電機５の回転に対して非同期にパルスが生成される非同期制御が実施される。変調率Ｍ２から変調率Ｍ３までは、少なくとも固定期間において回転電機５の回転に同期させて固定パルスを生成する部分同期制御が実施される。変調率Ｍ３以降では、多パルス制御や１パルス制御により、回転電機５の回転に同期した同期制御が実施される。本発明は、ＤＰＷＭによる２相変調において、少なくとも部分的に回転電機５の回転に同期してパルスが生成される同期制御が実施される点に特徴がある。
　一般的には、図３の下段に示すように、２相変調の際にも、回転電機５の回転に同期しないＤＰＷＭ制御の中で２相変調が実施される。上述したように、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の一部の区間をキャリアの振幅以上の振幅とすることで、パルス幅変調の中で強制的に固定期間を作り出して２相変調を行う。つまり、固定パルスは、回転電機５の回転に同期して生成されるものではなく、回転に対して非同期に生成されるので、２相変調においても非同期制御が継続されることになる。このような非同期制御では、キャリアと電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊との関係を判定してパルスを生成する際の制御遅れにより、高い精度で固定パルスを生成できない場合がある。このため、固定パルスの固定期間の長さ（位相）が設定値と異なってしまう可能性がある。固定パルスの固定期間が不均衡を生じると、２相変調によって励起される３相交流が安定性を欠き、回転電機５に供給する電流に脈動を生じるなど、回転電機５の制御が不安定となる場合がある。
　一方、本発明においては、変調率が比較的高い領域（ここでは変調率Ｍ２以上）においては、２相変調の際にも、少なくとも部分的に回転電機５の回転に同期してパルスを生成する同期制御が実施される。つまり、少なくとも固定期間において回転電機５の回転に同期させて固定パルスを生成する部分同期制御が実施される。従って、キャリアと３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊との関係を判定することなく、精度良く固定パルスを生成することができる。固定パルスの固定期間が安定するので、２相変調によって励起される３相交流が安定し、回転電機５に供給する電流も安定して回転電機５の制御も安定する。
　非同期制御、同期制御についての理解を容易にするために、非同期制御の制御ブロック図である図４、同期制御の制御ブロック部である図５を利用して、両制御について説明する。また、非同期制御と同期制御とを組み合わせた２相変調の制御ブロック図である図６を利用して、部分同期制御について説明する。
　非同期制御は、図１に示した３相変調パルス生成部１４、非同期キャリア生成部１５、及び２相変調パルス生成部１６を中核として実行される。本実施形態では、公知のベクトル制御により、ＳＶＰＷＭやＤＰＷＭにより出力パルスが生成される。ベクトル制御の概要については図１を利用して上述したので、簡単に説明する。図４に示すように、電圧位相演算部２１は、回転角度θと、電圧指令位相θｖ＊と、所定期間における回転角度の変化量Δθとに基づいて、電圧位相θｖを演算する。電圧指令位相θｖ＊は、２相の電圧指令ｖｄ＊とｖｑ＊が表す電圧ベクトルの位相角であり、「θｖ＊＝ｔａｎ－１（ｖｑ＊／ｖｄ＊）」で求められる。回転角度の変化量Δθに対する所定期間は、例えばパルス幅変調のキャリアの１．５周期である。
　ＰＷＭモード設定部（モード設定部）２２Ａは、図２及び図３を用いて上述したように、要求トルクＴ＊と回転速度ωと変調率Ｍとに基づいてパルス幅変調方式を設定する機能部である。本実施形態では、ＳＶＰＷＭとＤＰＷＭとの内の一方を選択する。ＤＰＷＭが３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相をパルス幅変調する２相変調を実施する場合には、ＰＷＭモード設定部（モード設定部）２２Ａは、３相変調（ＳＶＰＷＭ）と２相変調（ＤＰＷＭ）との何れかを選択する機能部であるということもできる。尚、この場合の２相変調は、後述する部分同期制御による２相変調とは異なるので、非同期２相変調モードと称する。非同期２相変調モードは、図３に示すように、比較的変調率Ｍが低い領域における２相変調である。当然ながら、固定期間以外の期間における電圧指令（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）の振幅を小さくすることによって、固定期間を６０°としたままで低変調率に対応させてもよい。
　３相電圧指令決定部２３は、変調率Ｍ及び電圧位相θｖを用いて、設定された変調方式に従って、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を決定する機能部である。上述したように、パルス幅変調のキャリア周波数が可変となっている場合、非同期キャリア生成部１５は、要求トルクＴ＊と回転速度ωとに基づき、パルス幅変調のキャリア周波数を決定し、キャリアを生成する。このキャリアは、回転電機５の回転に同期するものではないので、ここでは非同期キャリアと称する。変調パルス生成部２４は、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と非同期キャリアとに基づいて各相の出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。非同期キャリアに基づいて生成されるので、出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗは非同期パルスとなる。また、これらの出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを利用したインバータ４の制御は非同期制御となる。
　同期制御は、図１に示した矩形波制御パルス生成部１８を中核として実行される。図５に示すように、同期制御の制御ブロックは、電圧位相演算部２１と、同期制御モード設定部（モード設定部）２２Ｃと、同期パルス生成部２５Ｃとを有して構成される。電圧位相演算部２１は、上述したように、電圧位相θｖを演算する機能部である。同期制御モード設定部２２Ｃは、回転速度ω、変調率Ｍ、弱め界磁指令ｆｗ＊に基づいて、同期制御方式（変調方式）を設定する機能部である。本実施形態では、多パルス制御と１パルス制御との内の一方を選択する。尚、弱め界磁指令ｆｗ＊は、回転電機５が高回転する際に、回転電機５の界磁を弱めて誘起電力を抑制するための指令であり、ｄ軸電流ｉｄの調整値として提供される場合がある。同期パルス生成部２５Ｃは、電圧位相θｖを用いて、設定された同期制御方式（変調方式）に従って、各相の出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。同期制御においては、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は参照されず、電圧位相θｖに基づいて位相調整されて（オフセットされて）、回転電機５の回転に同期した同期パルスとして出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。
　次に、図６のブロック図を参照して、部分同期制御による２相変調について説明する。部分同期制御は、図１に示した２相変調パルス生成部１６及び同期キャリア生成部１７を中核として実行される。非同期制御、同期制御と同様に、電圧位相演算部２１により、電圧位相θｖが演算される。そして、非同期制御と同様に、３相電圧指令決定部２３は、変調率Ｍ及び電圧位相θｖに基づいて、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を決定する。
　非同期制御の際には、ＰＷＭモード設定部（モード設定部）２２Ａが、ＳＶＰＷＭとＤＰＷＭとの内、何れの変調方式を採用するかを設定し、その結果に従って３相電圧指令決定部２３が電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を決定した。本実施形態では、部分同期制御の際のパルス幅変調にはＤＰＷＭ方式のみを用いるため、モード設定部による変調方式の設定は必須でない。しかし、後述する２相変調モード設定部（モード設定部）２２Ｂにより、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成する変調方式がＤＰＷＭであることが改めて設定されてもよい。上述したようにＰＷＭモード設定部（モード設定部）２２Ａにより設定されるＤＰＷＭは「非同期２相変調モード」であったが、２相変調モード設定部（モード設定部）２２Ｂにより設定されるＤＰＷＭは「部分同期２相変調モード」となる。ただし、これは出力パルスの生成方法による違いであるから、ＤＰＷＭに対応する電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、「非同期２相変調モード」と「部分同期２相変調モード」とで同一であっても問題はない。また、詳細は後述するが、２相変調モード設定部（モード設定部）２２Ｂは、「固定期間＝６０°」となる基本固定モードと、「６０°＜固定期間＜１８０°」となる拡張固定モードとの２つのモード（固定期間モード）を選択可能に構成されていてもよい。
　電圧位相演算部２１により電圧位相θｖが演算されると、同期制御と同様に、変調率Ｍと電圧位相θｖとに基づいて、同期パルスが生成される。この同期パルスは、２相変調では、固定パルスに相当する。図６における同期信号生成部２５Ａ及び固定パルス生成部２５Ｂは、図５における同期パルス生成部２５Ｃに対応する。同期信号生成部２５Ａは、同期パルスを生成するために、回転電機５の回転に同期した各相同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃを生成して、固定パルス生成部２５Ｂに提供する。固定パルス生成部２５Ｂは、これら各相同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃに基づいて固定パルスを生成する。
　また、同期信号生成部２５Ａは、固定期間以外の期間における変調パルスの生成にも関与する。同期キャリア生成部１７は、各相同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃに基づいて、回転電機５の回転に同期した同期キャリアを生成する。変調パルス生成部２４は、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と同期キャリアとに基づいて各相の変調パルス（準同期変調パルス）を生成する。即ち、同期キャリアに基づいて生成される変調パルスは、少なくとも間接的に回転電機５の回転に同期するので、準同期変調パルスとなる。パルス合成部２７は、固定パルス生成部２５Ｂにより生成された固定パルスと、変調パルス生成部２４により生成された変調パルス（準同期変調パルス）とを合成して、２相変調パルスとしての各相の出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。
　尚、同期信号生成部２５Ａは、２相変調モード設定部（モード設定部）２２Ｂにより設定された２相変調モードに応じて各相同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃを生成する。２相変調は、３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する変調方式である。本実施形態では、部分同期２相変調モードとしてこの固定期間が６０°（＝π／３）に固定される基本固定モードと、６０°を超え１８０°未満の間で変動する拡張固定モードとの２つのモードを選択可能に構成されている。当然ながら、固定期間の位相長さによって同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃは異なるものとなるので、同期信号生成部２５Ａは、２相変調モード設定部（モード設定部）２２Ｂにより設定されたモード（固定期間モード）に応じて同期信号Ｕｓｙｎｃ，Ｖｓｙｎｃ，Ｗｓｙｎｃを生成する。固定期間が、「６０°＜固定期間＜１８０°」となる拡張固定モードの詳細については、後述する。
　図４から図６を参照して説明した各制御ブロックには、同一符号を付して例示したように、機能の一部又は全てが重複する機能部が含まれている。従って、インバータ制御部１９は、図４から図６の機能ブロックを全て個別に有することなく、各制御モードにおいて各機能部を選択的に用いたり、統合したりすることによって、より小規模に構築可能である。例えば、図４から図６において同一符号で示した機能部は明らかに共用可能である。また、例えば、ＰＷＭモード設定部２２Ａ、２相変調モード設定部２２Ｂ、同期制御モード設定部２２Ｃは、入力がほぼ等価であるから、３つの機能を備えた１つの「モード設定部」として構築されてもよい。同様に、同期信号生成部２５Ａ、固定パルス生成部２５Ｂ、同期パルス生成部２５Ｃも、統合された１つの機能部として構築可能である。さらに、非同期制御の場合には同期制御によるパルスが生成されず、同期制御の場合には非同期制御によるパルスが生成されない。このため、非同期制御及び同期制御において、パルス合成部２７を介して出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力しても一方がそのまま出力されるだけである。従って、非同期制御、部分同期制御、同期制御の全てにおいてパルス合成部２７を介して出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力するように構成されても問題ないことは明らかである。
　以下、具体的なパルスの生成例について波形図も参照しながら説明する。図７は、「固定期間＝６０°」の基本固定モードでの部分同期２相変調によるパルスの一例を示すタイムチャートである。図８は、「６０°＜固定期間＜１８０°」の拡張固定モードでの部分同期２相変調によるパルスの一例を示すタイムチャートである。ここでは、出力パルスＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗの何れかを代表して、出力パルスＳＰとして例示する。また、３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の何れかを代表して電圧指令Ｖ＊として例示する。パルス幅変調のキャリアの振幅は、Ｖｄｃ／２とする。
　尚、図７において電圧指令Ｖ＊は、ハイからロー、ローからハイへの遷移の途中に指令値が振動する（反転する）位相を有している。ＤＰＷＭでは、電圧指令Ｖ＊の基本波である正弦波のピーク（及びボトム）の前後において直流電圧の正負両極から離間する分の振幅を加えて電圧指令Ｖ＊を生成している。３相の電圧指令を平衡させ、瞬時値をゼロとするために、振幅を調整された相以外の２相から補正値を差し引き、振幅を縮小する補正が実施される。３相電圧指令のトップ及びボトムは１周期の間に合計６回出現するから、６０度ごとにこの補正値の極性が変化することになる。この変化点の位相は、電圧指令Ｖ＊が振幅中心を超えて極性が変わる位相に一致する。変調率Ｍが相対的に低い場合（過変調領域よりも低い変調率の場合）には、電圧指令Ｖ＊と補正値との極性が異なるため、図７に示すように電圧指令Ｖ＊が反転する。一方、変調率Ｍが相対的に高い場合（過変調領域の場合）には、電圧指令Ｖ＊と補正値との極性が同極性となるため、図８に示すように電圧指令Ｖ＊が反転しない。このような電圧指令Ｖ＊の波形については、公知であるから、上述した以上の詳細な説明は省略する。
　上述したように、２相変調パルス生成部１６は、３相の内の少なくとも１相を図７～図９に示すように所定の固定期間ＴＦの間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する２相変調によりインバータ４をスイッチング制御する２相変調パルス（出力パルスＳＰ）を生成する。図７～図９では、ハイ状態への固定期間をＴＦＨで示し、ロー状態への固定期間をＴＦＬで示している。具体的には、２相変調パルス生成部１６は、固定期間ＴＦを回転電機５の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、固定期間ＴＦ以外の期間ＴＭではパルス幅変調により変調パルスを生成する。図７～図９では、期間ＴＭ１は、固定パルスがハイ状態の固定期間ＴＦＨを終了してからロー状態の固定期間ＴＦＬを開始するまでの期間を示す。また、期間ＴＭ２は、固定パルスがロー状態の固定期間ＴＦＬを終了してからハイ状態の固定期間ＴＦＨを開始するまでの期間を示す。
　上述したように、ハイ状態への固定期間ＴＦＨ、ロー状態への固定期間ＴＦＬは共に回転角度θに起因する電圧位相θｖに基づいて、同期信号生成部２５Ａにより決定される。そして、これらの固定期間ＴＦ（ＴＦＨ，ＴＦＬ）に基づいて固定パルス生成部２５Ｂにより固定パルスが生成されるので、固定パルスのパルス幅は安定する。固定期間ＴＦ以外の期間ＴＭではパルス幅変調により変調パルスが生成されるが、図７及び図８に示すように、変調パルスは固定パルスに対して対称に生成されている。つまり、変調パルスと固定パルスとの関係を安定させ、２相変調によって励起される３相交流の安定性がさらに向上するように変調パルスが生成されている。
　このように変調パルスを生成するために、同期キャリア生成部１７は、固定期間ＴＦ以外の期間において回転電機５の回転に同期する同期キャリアを３相各相に対して生成する。そして、変調パルス生成部２４は、これら同期キャリアに基づいて、少なくとも間接的に回転電機５の回転に同期した準同期変調パルスとして変調パルスを生成する。固定期間ＴＦとパルス幅変調のキャリアとが非同期であると、固定期間ＴＦと固定期間ＴＦとの間の期間ＴＭに生成される変調パルスと、固定パルスとの関係が安定しない可能性がある。そして、変調パルスと固定パルスとの関係が安定しないと、２相変調によって励起される３相交流の安定性も損なわれる可能性がある。しかし、本実施形態においては、同期キャリアを用いることによって、固定パルスと変調パルスとの関係が共に回転電機５の回転状態に対して規定され、両パルスの相対関係が安定する。その結果、２相変調によって励起される３相交流の安定性がさらに向上する。
　本実施形態では、図７及び図８に示すように、さらに好適に、ハイ状態への固定期間ＴＦＨの前後、つまり、ハイ状態の固定パルスの前後ではロー状態の準同期変調パルスが生成され、ロー状態への固定期間ＴＦＬの前後、つまり、ロー状態の固定パルスの前後ではハイ状態の準同期変調パルスが生成される。これにより、固定パルスと準同期変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することがない。従って、固定パルスの固定期間がさらに安定する。固定パルスの先頭及び末尾、即ち固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングにおいて、固定パルスと準同期変調パルスとが干渉すると、固定パルスのパルス幅が設定値と異なってしまう可能性がある。仮に、準同期変調パルスが固定パルスに対して対称に生成され、準同期変調パルスと固定パルスとの相対関係が安定していても、固定パルスと準同期変調パルスとが干渉すると、２相変調によって励起される３相交流の実効値が電圧指令Ｖ＊と異なってしまう可能性がある。このため、本実施形態では、さらに固定パルスのパルス幅を安定させ、２相変調によって励起される３相交流の安定性が向上するように同期キャリアが生成されている。
　具体的には、同期キャリア生成部１７は、図９において一点鎖線で示すように、以下の要領で同期キャリアを生成する。即ち、同期キャリア生成部１７は、固定パルスの固定期間ＴＦの終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致する三角波の同期キャリアを生成するものである。つまり、電圧指令Ｖ＊は、固定期間ＴＦにおいて同期キャリアの振幅以上の値に設定されており、固定パルスの固定期間ＴＦの終了時及び開始時に三角波の同期キャリアのピーク及びボトムの一方を一致させている。具体的には、期間ＴＭ１及び期間ＴＭ２において次のように同期キャリアが生成される。
　同期キャリア生成部１７は、固定パルスがハイ状態の固定期間ＴＦＨを終了してからロー状態の固定期間ＴＦＬを開始するまでの期間ＴＭ１では、準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、ピーク及びボトムを固定パルスの終了時及び開始時に一致させて三角波の同期キャリアを生成する。一方、固定パルスがロー状態の固定期間ＴＦＬを終了してからハイ状態の固定期間ＴＦＨを開始するまでの期間ＴＭ２では、準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、ピーク及びボトムを固定パルスの終了時及び開始時に一致させて三角波の同期キャリアを生成する。従って、固定パルスと変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することなく、安定した固定パルスが生成される。
　本実施形態では、キャリアに対して電圧指令Ｖ＊の方が小さい場合にはロー状態の変調パルスが生成され、キャリアに対して電圧指令Ｖ＊の方が大きい場合にはハイ状態の変調パルスが生成される。このような比較論理の場合には、同期キャリア生成部１７は、固定パルスがハイ状態の固定期間ＴＦＨを終了してからロー状態の固定期間ＴＦＬを開始するまでの期間ＴＭ１では、ハイ状態の固定期間ＴＦＨの終了時においてピークから始まり、ロー状態の固定期間ＴＦＬの開始時においてボトムで終わる三角波の同期キャリアを生成する。図９に示すように、固定期間ＴＦＨの終了後、電圧指令Ｖ＊はキャリアのピークであるＶｄｃよりも小さい値となる。これにより、準同期変調パルスは、ロー状態から始まる。また、固定期間ＴＦＬの開始前、電圧指令Ｖ＊はキャリアのボトムである０よりも大きい値となる。これにより、準同期変調パルスは、ハイ状態で終わる。同様の考え方により、同期キャリア生成部１７は、固定パルスがロー状態の固定期間ＴＦＬを終了してからハイ状態の固定期間ＴＦＨを開始するまでの期間ＴＭ２では、ロー状態の固定期間ＴＦＬの終了時においてボトムから始まり、ハイ状態の固定期間ＴＦＨの開始時においてトップで終わる三角波の同期キャリアを生成する。これにより、期間ＴＭ２において、準同期変調パルスは、ハイ状態から始まりロー状態で終わることになる。　
　図９には、このような同期キャリアが、固定期間ＴＦと固定期間ＴＦとの間の期間ＴＭにおいて、１．５周期／２．５周期／３．５周期分生成される場合の準同期変調パルスを示している。同期キャリアの周波数は、制御装置１の演算周期や、ノイズ耐性などから設定可能な範囲で、できるだけ高い周波数であると好適である。発明者らによる実験解析により、同期キャリアを含めキャリアの周波数が高い方が、モータ電流が安定することが確かめられている。
　ここで、本発明により生成される２相変調パルス（出力パルスＳＰ）の効果をシミュレーションにより確認した結果を示す。図１０は、３相のパルス及びＵ相電流Ｉｕの波形例を示す波形図である。図中、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインバータ制御信号の元となる出力パルスＳＰを示す。図１１は、Ｕ相電流Ｉｕの安定性を示す波形図である。図１０（ａ）及び図１１（ａ）は、キャリアの周波数が５ｋＨｚの場合を例示しており、図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）は、キャリアが同期キャリアであり、その周波数が１０ｋＨｚの場合を例示している。図１０（ａ）及び図１０（ｂ）を参照すると、同期キャリアを用いた図１０（ｂ）では図１０（ａ）に比べて出力パルスＳＰの対称性が高い。さらに、キャリアの周波数も高いので、ＰＷＭ変調による変調パルスの分解能も高くなっている。その結果、図１１（ａ）及び（ｂ）の比較により明らかなように、Ｕ相電流Ｉｕ（回転電機電流）が安定する。
〔他の実施形態〕
（１）上述した実施形態においては、図３に例示したように、変調率Ｍが高くなるに従って、部分同期制御によるＤＰＷＭ、即ち部分同期２相変調から多パルス制御を経由して１パルス制御に移行する場合を例示した。この場合、部分同期２相変調における固定期間は、基本固定期間（＝６０°）であり、一定の値である。しかし、本発明は、この形態に限定されるものではない。図１２に示すように、変調率Ｍ３から変調率Ｍ４の過変調領域において、図８に例示したように拡張固定期間（６０°＜固定期間＜１８０°）による２相変調を実施してもよい。尚、固定期間が１８０°に達すると、電気角の１周期においてパルスが１つだけとなるので、必然的に１パルス制御となる。従って、この形態によれば、基本固定期間による２相変調から、拡張固定期間によるフレキシブルな２相変調を経由して、円滑に１パルス制御へ移行することができる。尚、固定期間が長くなると、部分的に３相の内の２相が固定され、他の１相がパルス幅変調される場合も生じるが、既に述べたようにこれも本発明における２相変調に含まれる。
（２）図３及び図１２を用いて例示した上記各実施形態においては、非同期制御におけるパルス幅変調の方式として、ＳＶＰＷＭとＤＰＷＭとを用い、変調率Ｍ１まではＳＶＰＷＭにより変調し、変調率Ｍ１以降はＤＰＷＭにより変調する場合を例示した。しかし、２種類の変調の方式に限定されることなく、１種類の変調方式により変調率Ｍ２までパルス幅変調を行っても良いし、３種類以上の変調方式により変調率Ｍ２までパルス幅変調を行っても良い。また、ＳＶＰＷＭを用いて非同期制御を実施した場合において、変調率Ｍ１以降、部分同期制御を実施してもよい。具体的には、図１３に示すように、非同期制御においてはＳＰＷＭのみを実施し、ＤＰＷＭを実施する際には部分同期制御を行ってもよい。また、この際、部分同期制御を開始する変調率Ｍは、図１３に例示する変調率Ｍ１に限定されることなく、Ｍ＝Ｍ２であってもよい。
（３）上記実施形態においては、三角波の同期キャリアが固定パルスの固定期間ＴＦの終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致するように生成される例を示したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。固定パルスに対して変調パルスの対称性が高ければ、ある程度回転電機５の電流は安定する。所望の範囲内で電流の安定性が確保されるのであれば、同期キャリアのピーク及びボトムと、固定パルスの固定期間ＴＦの始端及び終端とが一致していなくてもよい。
（４）上記実施形態においては、固定期間以外の期間では、同期キャリアに基づき、パルス幅変調により変調パルスが生成される例を示したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。固定パルスは、回転電機５の回転に同期して生成されることにより、固定期間に不均衡を生じることなく精度よく生成される。従って、２相変調によって励起される３相交流の対称性が向上し、ある程度回転電機５の電流は安定する。所望の範囲内で電流の安定性が確保されるのであれば、キャリアは回転電機５の回転に対して同期していない非同期キャリアであってもよい。
（５）上記実施形態においては、図１に示すように、１つの回転電機を駆動制御する駆動装置２並びに制御装置１を例として説明した。しかし、本発明はそのような構成に限定されることなく、複数の回転電機を駆動制御する駆動装置並びに制御装置を有する構成であっても、適用することができる。
　本発明は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
１：回転電機制御装置
２：回転電機駆動装置
４：インバータ
５：回転電機
１６：２相変調パルス生成部
１７：同期キャリア生成部
Ｍ：変調率
ＴＦ，ＴＦＨ，ＴＦＬ：固定期間
ＴＦＨ：ハイ状態の固定期間
ＴＦＬ：ロー状態の固定期間
ＴＭ，ＴＭ１，ＴＭ２：固定期間以外の期間
ＴＭ１：ハイ状態の固定期間を終了してからロー状態の固定期間を開始するまでの期間
ＴＭ２：ロー状態の固定期間を終了してからハイ状態の固定期間を開始するまでの期間
Ｖｄｃ：直流電力の正負両極間電圧

Claims (4)

  1. 　直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
    　３相の内の少なくとも１相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する２相変調により前記インバータをスイッチング制御する２相変調パルスを生成する２相変調パルス生成部を備え、
    　前記２相変調パルス生成部は、前記固定期間を前記回転電機の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、当該固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスを生成する回転電機制御装置。
  2. 　前記固定期間以外の期間において前記回転電機の回転に同期する同期キャリアを３相各相に対して生成する同期キャリア生成部を備え、
    　前記２相変調パルス生成部は、前記同期キャリアに基づいて前記変調パルスを前記回転電機の回転に少なくとも間接的に同期した準同期変調パルスとして生成する請求項１に記載の回転電機制御装置。
  3. 　前記同期キャリア生成部は、前記固定パルスの固定期間の終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致する三角波の前記同期キャリアを生成するものであり、
    　前記固定パルスがハイ状態の前記固定期間を終了してからロー状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させ、
    　前記固定パルスがロー状態の前記固定期間を終了してからハイ状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させる請求項２に記載の回転電機制御装置。
  4. 　前記２相変調パルス生成部は、前記直流電力に対する前記３相交流電力の割合を示す変調率が、前記直流電力の正負両極間電圧を波高値とする正弦波を基調とする変調における最大変調率を超える過変調領域に設定されているとき、前記固定パルスの前記固定期間を前記変調率に応じて拡大させる請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
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