CN108282098A - 一种新型级联型变频器功率解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及级联多电平变频器领域，涉及一种新型级联型变频器功率解耦控制方法，尤其是通过解耦控制算法实现抑制变频器直流侧功率波动，该解耦控制算法基于利用三相级联链中波动功率固有的平衡性，通过在三相级联单元的有源整流前端引入合适频率的负序电流分量，将各相中的波动功率转移到整流侧变压器中相互抵消。该方法不增加额外的硬件，不引起网侧和电机侧的电流电压畸变，可极大的减小功率单元直流电容承受的功率波动，在稳定直流侧电压的同时，较小直流侧电容需求，降低成本，减小体积，增加设备寿命。

Description

一种新型级联型变频器功率解耦控制方法

技术领域

本发明涉及级联多电平变频器领域，涉及一种抑制四象限级联多电平变频器直流侧功率波动的方法，尤其是通过解耦控制算法实现抑制变频器直流侧功率波动。

背景技术

中高压变频驱动变流器在轨道交通、矿产、供水等众多领域有广泛应用，是节能减排和提高电机工作性能的重要手段。现有的中高压变频器拓扑包括：钳位型多电平、级联多电平(cascaded H-bridge,CHB)、模块化多电平(module multilevel converter,MMC)。钳位型多电平变换器由于扩展性较差，主要用于三电平场合；MMC应用于中高压变频驱动还处于探讨研究阶段。另外随着宽禁带电力电子器件的发展，高压高频器件构成的两电平变换器成为可能，但器件制造工艺等问题还有待研究。因此在较长一段时间内，多绕组变压器+CHB变换器仍是中高压变频器的主流方案。早期的CHB变频器使用的是二极管整流前端，只能实现两象限运行，无法回馈制动能量，能效低，电机制动性能差。近年来，随着IGBT器件价格的下降，配备PWM整流有源前端的四象限变频器得到广泛关注，其可实现制动能量的回馈，同时在整流侧提供了更多控制自由度，便于实现更灵活的控制目标。由于CHB变流器的功率单元逆变侧都是单相H桥，电机侧交流功率耦合会导致直流侧的二倍频功率波动，输出电流越大，频率越低，直流电压波动越严重，因此功率单元直流侧需要大容量储能电容来吸收该波动，这些储能电容占功率单元体积的大部分，成本较高。除了功率耦合外，阻抗谐振和控制环等也会引起直流电压震荡，但可通过有源阻尼等控制方法抑制。消除或转移该功率波动的方法被称为功率解耦方法，其作为降低成本、减小体积的主要手段，受到高度关注和广泛研究，涌现出多种有源功率解耦技术。现有技术均是通过增加额外的开关器件将二倍频波动能量转移到额外的储能器件(电容或电感)。这类方案主要的弊端是需要增加器件，特别是在中高压应用中，增加的中高压器件成本高、体积大。

本发明基于将A,B,C三相的耦合功率进行相互抵消的思路，结合四象限CHB变频器的结构特性，提出了一种新型功率解耦方法。通过三相PWM整流桥输出合适频率的负序电流，将单元的二倍频能量波动引入到多绕组变压器，在磁芯内实现三相能量波动的相互抵消。本发明不增加额外的硬件，不引起网侧和电机侧的电流电压畸变，可极大的减小功率单元直流电容承受的二倍频功率波动，在稳定直流侧电压的同时，减小直流侧电容需求，降低成本，减小体积，增加设备寿命。

发明内容

本发明的目的是提供一种抑制四象限级联多电平变频器直流侧功率波动的方法。由于PWM整流器的优良谐波特性和控制灵活性，四象限CHB变频器的多绕组变压器可不采用延边三角形接法，图1(a)是一种典型ΔY接法。假设每相有n个单元级联，则每相铁芯柱有3n个相同的副边绕组。则每个功率单元的整流侧输入交流电压相同，设为：

其中ω₁为电网频率，U₁是副边绕组相电压峰值。整流侧进行单位功率因数控制，因此副边绕组电流为(2)，其中I₁是副边绕组相电流峰值。

另外设电机侧总输出电压和电流分别为：

其中ω₂为电机驱动频率，δ是电机侧电压与电网侧电压的初始相角差，是电机侧功角，U₂是电机侧相电压峰值，I₂是电机侧相电流峰值。单个功率单元逆变侧H桥输出电压是U₂对应项的1/n，输出电流与I₂对应项相同。

稳态下，整流侧三相半桥输入功率等于逆变侧H桥输出的有功功率的平均值。而H桥输出功率中的2倍频波动分量由直流侧储能电容吸收，因此直流侧电容上会产生2ω₂频率的功率波动，且三相单元相位呈负序对称规则，分别为：

本发明解决上述二倍频能量波动的具体技术方案是：在三相整流桥引入合适的功率解耦电流分量如式(6)(该分量用下标3来标记)，将功率单元直流侧二倍频波动转移到变压器铁芯柱内，进行三相波动能量抵消。

其中和分别代表了A、B、C三相不同CHB链中的各单元整流器对应的功率解耦电流表达式。

可见三相CHB链中的各单元的功率解耦电流指令值拥有相同的幅值和频率，但相序呈负序分布。将变压器所有副边绕组上的功率解耦电流相位进行整理，可得下表：

表1变压器绕组中引入的负序电流I₃相位

由于每增加一个电平，增加的三个功率单元即可自行实现磁势抵消和波动功率平衡，因此上述规律对任意单元数n都适用。

在实际控制系统实现过程中，根据功率解耦电流I₃的表达式(6)设计了如下控制方法：

令变压器副边绕组三相电压经过PLL获得的实时相位为θ₁(t)，则有

θ₁(t)＝ω₁t (7)

令电机侧输出三相电压经过PLL获得的实时相位为θ₂(t)，则

θ₂(t)＝ω₂t+δ (8)

将功率解耦电流分量的实时相位表示为θ₃(t)

解耦电流分量指令值可由θ₃(t)、U₁、I₂、U₂通过dq/abc变换获得。本发明所提方法不需要改变电机侧逆变器的控制算法，仅需在PWM整流器的控制算法中加入对应的负序电流谐波指令即可。

本发明功率解耦控制优点在于：不改变变压器原边电流，副边绕组中的功率解耦电流分量不会传递到原边绕组，不会对原边绕组和电网造成影响等。

附图说明

图1a是级联多电平拓扑结构图。

图1b为每个单元结构图。

图1c是多绕组变压器的一种接线方式示例。

图2为本发明涉及的加入功率解耦的整流侧控制框图。

图3a为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(电机转速)。

图3b为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(电机侧相电压)。

图3c为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(电机侧电流)。

图3d为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(单元直流电压)。

图3e为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(原边电压)。

图3f为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(原边电流)。

图3g为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(副边电压)。

图3h为本发明传统控制下采用10000uF大电容时的仿真结果(副边电流)。

图4a为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(电机转速)。

图4b为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(电机侧相电压)。

图4c为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(电机侧电流)。

图4d为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(单元直流电压)。

图4e为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(原边电压)。

图4f为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(原边电流)。

图4g为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(副边电压)。

图4h为本发明传统控制下采用3000uF小电容时的仿真结果(副边电流)。

图5a为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果(解耦电流分量指令)。

图5b为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果电机转速)。

图5c为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果电机侧相电压)。

图5d为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果电机侧电流)。

图5e为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果单元直流电压)。

图5f为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果原边电压)。

图5g为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果原边电流)。

图5h为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果副边电压)。

图5i为本发明功率解耦控制下采用1000uF小电容的仿真结果副边电流。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

图1是一个典型的四象限CHB变频器拓扑结构图，其中，图1(a)是级联多电平拓扑结构图，变压器副边有A,B,C三相，其中每一相有n个单元，图1(b)为每个单元结构图，整流侧为三相半桥拓扑，逆变侧为单相全桥拓补。需要强调的是，图1(c)中的变压器绕组接线方式只是一个示例，本发明所提控制方法在其他各种对称的变压器绕组接线方法下均可达到同样效果。

图2是本发明专利的控制方式实现框图。本文所提方法不需要改变电机侧逆变器的控制算法，仅需在PWM整流器的控制算法中加入对应的负序电流谐波指令即可。整流侧进行单位功率因数控制，整流器的控制算法的电压外环采用了经典的PI控制，电流内环采用了P控制。图2解耦控制器中如式(6)的解耦功率控制电流I₃作为指令值注入到电流内环控制中，实现了本文提出的功率解耦控制。

图3、图4、和图5是在仿真系统中搭建验证模型的出来的传统控制方法运行效果和本发明提出的控制方法运行效果的对比。

仿真系统基于MATLAB/simulink搭建，每相三个单元级联，每个单元直流电压参考值为1100V，级联输出星形连接带3kV额定电压的电机，电机极对数为2，转动惯量为20kg·m²，电网电压为3kV，多绕组变压器原边绕组三角形连接，副边绕组星形连接，变比为13.6，副边绕组出口线电压为380V。逆变侧采用基础的开环恒压频比控制。仿真过程模拟电机工作的加速、恒速、减速全工况。

工况分析：

选取较大的储能电容容量，C＝10000uF，作为对照波形。电机侧输出频率稳定为40Hz，对应电机转速为1200rpm，获得仿真结果如图3所示。由于直流侧二倍频波动，导致了整流侧三相电流中的三次谐波电压，三次谐波是零序分量，在三相三柱变压器中磁阻很小，故副边绕组电流中含有较大的三次谐波畸变。

当把单元直流侧电容减小到3000uF时，若维持传统控制方式不变，仿真结果如图4所示。可见直流电压剧烈波动，导致系统失稳。当继续降低直流侧电容到1000uF时，采用本发明所提出的功率解耦控制时，仿真结果如图5所示。如图5(a)所示，当变频器输出频率接近25Hz时，功率解耦电流分量的频率将接近0。从变压器原副边电流来看，接近直流的解耦电流并未导致变压器偏磁饱和。从图5(e)可知，在不影响电机侧控制的情况下，该方法仅使用1000uF直流电容即可实现类似于10000uF电容的直流电压稳定效果。验证了本发明所提出的控制算法功率解耦效果与理论分析一致。变压器副边绕组电流中由于含有功率解耦电流分量而存在较大的畸变和三相不平衡，但是原边绕组电流仍然是三相对称的反向有功电流。另外通过图3(f)与图5(g)中变压器原边电流的对比也可见，引入功率解耦控制并不会改变变压器原边电流，副边绕组中的功率解耦电流分量并没有传递到原边绕组，验证了本发明提出的功率解耦控制方法不会对原边绕组和电网造成影响。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (1)

1.一种新型级联型变频器功率解耦控制方法，其特征在于，基于定义：三相CHB链中的各单元的功率解耦电流指令值拥有相同的幅值和频率，但相序呈负序分布；将变压器所有副边绕组上的功率解耦电流相位进行整理，针对a相铁芯柱，A1单元的绕组A1a的电流相位为A1b的电流相位为A1c的电流相位为A2单元、A3单元、……、An单元的各相绕组电流相位均与A1单元的各相绕组电流相位相同；针对b相铁芯柱，B1单元的绕组B1a的电流相位为A1b的电流相位为B1c的电流相位为B2单元、B3单元、……、Bn单元的各相绕组电流相位均与B1单元的各相电流相位相同；针对c相铁芯柱，C1单元的绕组C1a的电流相位为C1b的电流相位为C1c的电流相位为C2单元、C3单元、……、Cn单元的各相绕组电流相位均与C1单元的各相电流相位相同；

在三相整流桥引入功率解耦电流分量如式(6)，将功率单元直流侧二倍频波动转移到变压器铁芯柱内，进行三相波动能量抵消；

其中和分别代表了A、B、C三相不同CHB链中的各单元整流器对应的功率解耦电流表达式；

由于每增加一个电平，增加的三个功率单元即可自行实现磁势抵消和波动功率平衡，因此上述规律对任意单元数n都适用；

根据功率解耦电流I₃的表达式(6)进行如下控制：

令变压器副边绕组三相电压经过PLL获得的实时相位为θ₁(t)，则有

θ₁(t)＝ω₁t (7)

令电机侧输出三相电压经过PLL获得的实时相位为θ₂(t)，则

θ₂(t)＝ω₂t+δ (8)

将功率解耦电流分量的实时相位表示为θ₃(t)

解耦电流分量指令值I₃可由与θ₃(t)经过派克变换和克拉克变换得到，其中得到，U₁是副边绕组相电压峰值，U₂是电机侧相电压峰值，I₂是电机侧相电流峰值，θ₂(t)是电机侧输出三相电压经过PLL获得的实时相位，θ₁(t)是变压器副边绕组三相电压经过PLL获得的实时相位，是电机侧功角。