CN104917398A - 一种无网侧电抗器的四象限高压变频器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，其分别根据三相电网电压和移相变压器的副边绕组的输出电压确定相应的电网相位信息，并根据该两种电网相位信息进行校正处理，得到一更精确的相位信息，即校正后的相位信息，进而根据校正后的相位信息对相应的功率单元进行控制，保证了对直流母线电压和网侧电流的控制精度；因此本申请在不采用网侧电抗器的前提下即可实现能量回馈功能，相对于现有技术，本申请大大减小了四象限高压变频器的体积、重量及成本，降低了安装难度。

Description

一种无网侧电抗器的四象限高压变频器

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种无网侧电抗器的四象限高压变频器。

背景技术

在高压变频器的实际应用中，很多场合要求高压变频器具备四象限运行的能力，即既可以从电网吸收能量，又可以向电网回馈能量，以提高节电效果，减少能量损耗。

如图1所示，现有技术多采用级联式多电平型高压变频器，为使其具有能量回馈功能，构成高压变频器的功率单元110采用可控整流型拓扑结构，通过相应的功率单元控制系统和主控制装置，对功率单元中的开关器件进行控制，从而达到控制网侧电流的目的；同时，在每个功率单元110的网侧和移相变压器120的副边绕组122之间设置一网侧电抗器130，以便于精确检测功率单元侧的电网相位信息，进而根据该功率单元侧的电网相位信息对功率单元中的开关器件进行控制，保证了控制精度。上述技术方案中，网侧电抗器130的增加，虽然实现了高压变频器的能量回馈功能，但也增加了变频器的体积、重量和成本，给高压变频器的安装带来不便。

发明内容

有鉴于此，本申请目的在于提供一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，以解决现有通过增加电抗器实现能量回馈的方式使得高压变频器体积、重量及成本增加，且安装难度增大的问题。

为实现上述目的，本申请提供如下技术方案：

一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，包括移相变压器和可控整流功率单元，所述移相变压器的原边绕组与三相电网连接，所述移相变压器的副边绕组有3N个，每个所述副边绕组对应连接一个所述可控整流功率单元，输出同相电压的可控整流功率单元相互串联连接；

所述四象限高压变频器还包括：功率单元控制装置和主控制装置；

所述主控制装置的输入端接入三相电网电压，所述主控制装置的输出端通过光纤与所述功率单元控制装置的第一输入端连接；

所述功率单元控制装置与所述可控整流功率单元一一对应，所述功率单元控制装置的第二输入端接于相应的所述副边绕组，所述功率单元控制装置的输出端与相应的所述可控整流功率单元连接；

所述主控制装置用于根据所述三相电网电压确定变频器输入侧电网相位信息；所述功率单元控制装置用于根据所述副边绕组的输出电压确定功率单元输入侧电网相位信息，根据所述变频器输入侧电网相位信息对所述功率单元输入侧电网相位信息进行校正，并根据校正后的相位信息对所述可控整流功率单元进行控制。

优选的，所述主控制装置包括：采样调理电路、模数转换芯片和第一处理器；

所述采样调理电路用于对所述三相电网电压进行采样、调理，得到可供所述模数转换芯片处理的三相电压模拟信号；

所述模数转换芯片用于将所述三相电压模拟信号转换为相应的三相电压数字信号；

所述第一处理器用于根据所述三相电压数字信号进行锁相处理，得到所述变频器输入侧电网相位信息。

优选的，所述锁相处理器配置为：

对所述三相电压数字信号进行坐标变换，得到电网电压在两相旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量；

以0为参考值，对所述d轴分量进行PI调节；

对所述PI调节的输出结果进行积分运算，得到A相电网相位信息；

根据所述A相电网相位信息确定变频器输入侧电网相位信息。

优选的，所述功率单元控制装置包括：检测电路和第二处理器；

所述检测电路用于：根据所述副边绕组的输出电压得到一周期与电网周期相同的表征所述功率单元输入侧电网相位信息的方波信号；所述方波信号在所述三相副边绕组的输出电压中A相电压瞬时值最大时为高电平、在所述三相副边绕组的输出电压中A相电压瞬时值最小时为低电平；

所述第二处理器用于：当功率单元输入侧电网相位信息与所述变频器输入侧电网相位信息的差值在预设范围内时，将所述功率单元输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；当所述差值超出所述预设范围时，将所述变频器输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；根据所述校正后的相位信息生成并输出功率单元控制信号。

优选的，所述检测电路包括：同步整流电路、光耦隔离电路和整形电路；

所述光耦隔离电路包括发光二极管和光敏三极管；

所述同步整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；

所述第一二极管的阳极分别接于所述副边绕组的A相电压输出端和所述第二二极管的阴极；所述第一二极管的阴极接于所述发光二极管的阳极；

所述第三二极管的阳极分别接于所述副边绕组的B相电压输出端和所述第四二极管的阴极；

所述第五二极管的阳极分别接于所述副边绕组的C相电压输出端和所述第六二极管的阴极；

所述第三二极管的阴极和第五二极管的阴极共接，并接于所述发光二极管的阴极和负载的一端；

所述第二二极管的阳极、第四二极管的阳极和第六二极管的阳极共接，并接于负载的另一端；

所述整形电路包括第一电阻、第一电容和施密特触发器；所述第一电阻和第一电容串联接于电源和地电位之间，所述第一电阻和第一电容的公共端分别接于所述光敏三极管的集电极和所述施密特触发器的输入端；所述施密特触发器的输出端作为所述整形电路的输出端。

优选的，所述检测电路还包括：钳位电路；

所述钳位电路包括第七二极管和第二电容；所述第七二极管和第二电容并联连接，所述第七二极管与所述发光二极管反向并联。

优选的，所述移相变压器的铁芯截面积小于现有高压变频器中移相变压器的铁芯截面积，和/或，所述移相变压器的绕组匝数大于现有高压变频器中移相变压器的绕组匝数。

优选的，所述移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度大于现有高压变频器中移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度。

从上述的技术方案可以看出，本申请分别根据三相电网电压和移相变压器的副边绕组的输出电压确定相应的电网相位信息，并根据该两种电网相位信息进行校正处理，得到一更精确的相位信息，即校正后的相位信息，进而根据校正后的相位信息对相应的功率单元进行控制，保证了对直流母线电压和网侧电流的控制精度；且本申请实施例在不采用网侧电抗器的前提下即可实现能量回馈功能，相对于现有技术，其大大减小了四象限高压变频器的体积、重量及成本，降低了安装难度，解决了现有技术的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有有网侧电抗器的四象限高压变频器的拓扑结构图；

图2为本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器的拓扑结构图；

图3为本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中可控整流功率单元的一种拓扑结构图；

图4为本申请实施例提供的四象限高压变频器中主控制装置的结构框图；

图5为图4所示主控制装置中第一处理器的锁相原理框图；

图6为本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中功率单元控制装置的结构框图；

图7为图6所示功率单元控制装置中检测电路的一种结构图；

图8为图6所示功率单元控制装置中检测电路的另一种结构图；

图9为本申请实施例中移相变压器的副边绕组输出电压和功率单元控制装置中检测电路输出的方波信号Syn的时序波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本申请实施例公开了一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，以解决现有通过增加电抗器实现能量回馈的方式使得高压变频器体积、重量及成本增加，且安装难度增大的问题。

参照图2，本申请实施例提供的一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，包括：可控整流功率单元210、移相变压器220、功率单元控制装置230和主控制装置240。

具体的，移相变压器220为三相多副边绕组移相变压器，即其副边绕组有多个（一般为3的整倍数个），为便于描述，假设移相变压器220的副边绕组个数为3N个（N为正整数）；移相变压器220的原边绕组221与三相电网连接，每个副边绕组222对应连接一个可控整流功率单元210（即至少有3N个可控整流功率单元），输出同相电压的可控整流功率单元相互串联连接（即如图2所示的，输出A相电压的可控整流功率单元A1、A2……An串联，输出B相电压的可控整流功率单元B1、B2……Bn串联，输出C相电压的可控整流功率单元C1、C2……Cn串联）。

主控制装置240的输入端接入三相电网电压u_abc，主控制装置240的输出端通过光纤250与功率单元控制装置230的第一输入端连接。

功率单元控制装置230与可控整流功率单元210一一对应（即至少有3N个功率单元控制装置，图2中只示出了可控整流功率单元Cn对应的功率单元控制装置），功率单元控制装置230的第二输入端接于相应的副边绕组222，功率单元控制装置230的输出端与相应的可控整流功率单元210连接。

上述四象限高压变频器的工作电压范围一般为1KV至35KV，其工作原理如下：主控制装置240根据所述三相电网电压u_abc确定该变频器输入侧电网相位信息，并通过光纤下发至每个功率单元控制装置230；功率单元控制装置230根据其第二输入端获取的所述副边绕组的输出电压u’_abc确定功率单元输入侧电网相位信息，根据主控制装置240下发的所述变频器输入侧电网相位信息对所述功率单元输入侧电网相位信息进行校正，并根据该校正后的相位信息生成并输出相应的功率单元控制信号；通过该功率单元控制信号即可对相应的功率单元中的可控电子元件进行控制，从而达到控制网侧电流的目的。

由上述结构和工作原理可知，本申请实施例分别根据三相电网电压和移相变压器的副边绕组的输出电压确定相应的电网相位信息，并根据该两种电网相位信息确定一更精确的相位信息（即所述校正后的相位信息），保证了相位检测的精度；进而根据该更精确的相位信息对相应的功率单元进行控制，保证了对直流母线电压和网侧电流的控制精度；且本申请实施例不需要增加网侧电抗器等元件，相对于现有技术，大大减小了高压变频器的体积、重量及成本，降低了安装难度，解决了现有技术的问题。

具体的，本申请实施例中，可控整流功率单元210可采用图3所示的拓扑结构，其中整流桥电路211由可精确可控的电力电子开关器件构成，如IGBT、IEGT等。

下面分别对本申请提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中，主控制装置和功率单元控制装置的优选实施方式进行阐述。

参照图4，本申请实施例中，主控制装置240包括：采样调理电路241、模数转换芯片242和第一处理器243。

其中，采样调理电路241用于对所述三相电网电压u_abc进行采样、调理、隔离等处理，得到可供模数转换芯片242处理的三相电压模拟信号；模数转换芯片242用于将所述三相电压模拟信号转换为相应的三相电压数字信号；第一处理器243用于根据所述三相电压数字信号（U_a、U_b和U_c）进行锁相处理，得到所述变频器输入侧电网相位信息。

更具体的，第一处理器243被配置为采用软件锁相方法进行锁相，其锁相原理框图如图5所示，即：

先后通过Clark变换模块2431（由三相坐标系变换至两相静止坐标系）和Park变换模块2432（由两相静止坐标系变换至两相旋转坐标系）对所述三相电压数字信号U_a、U_b和U_c进行坐标变换，得到电网电压在两相旋转坐标系下的d轴分量U_d和q轴分量U_q；以0为参考值（即U^* _d=0），通过PI调节器2433对所述d轴分量U_d进行PI调节；所述PI调节的输出结果通过积分器2434进行积分运算，即得到A相电网相位信息；根据所述A相电网相位信息确定三相电网相位信息。

如图6所示，本申请实施例中，功率单元控制装置230包括：检测电路231和第二处理器232。

其中，检测电路231用于：根据所述副边绕组的输出电压u’_abc得到一周期与电网周期相同的表征所述功率单元输入侧电网相位信息的方波信号Syn；所述方波信号Syn在所述三相副边绕组的输出电压中A相电压瞬时值最大时为高电平、其他时刻为低电平，即该方波信号的占空比为1/3。

第二处理器232用于：当所述方波信号Syn表征的所述功率单元输入侧电网相位信息与主控制装置下发的所述变频器输入侧电网相位信息的差值在预设范围内时，将所述功率单元输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；当所述差值超出所述预设范围时，将所述变频器输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；根据所述校正后的相位信息生成并输出功率单元控制信号。

因电网波动、硬件电路检测的偏移性等因素，可能导致检测到的所述功率单元输入侧电网相位信息误差较大，从而使得其与所述变频器输入侧电网相位信息的差值较大；此时，本申请实施例将根据所述变频器输入侧电网相位信息对相应的功率单元进行控制，从而消除了上述因素对相位检测精度及功率单元控制精度的影响。

优选的，如图7所示，本申请实施例提供的检测电路包括：同步整流电路2311、光耦隔离电路2312和整形电路2313；

光耦隔离电路2312包括发光二极管D8和光敏三极管T1，二者互相耦合，当D8导通发光时，T1导通，反之D8截止不发光时，T1截止。

同步整流电路2311包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6。

第一二极管D1的阳极分别接于所述副边绕组的A相电压输出端和第二二极管D2的阴极；第一二极管D2的阴极接于发光二极管D8的阳极。

第三二极管D3的阳极分别接于所述副边绕组的B相电压输出端和第四二极管D4的阴极。

第五二极管D5的阳极分别接于所述副边绕组的C相电压输出端和第六二极管D6的阴极。

第三二极管D3的阴极和第五二极管D5的阴极共接，并接于发光二极管D8的阴极和负载R_L的一端；第二二极管D2的阳极、第四二极管D4的阳极和第六二极管D6的阳极共接，并接于负载R_L的另一端。

整形电路2313包括第一电阻R1、第一电容C1和施密特触发器（SchmittTrigger）ST；第一电阻R1和第一电容C1串联接于电源VCC和地电位GND之间，第一电阻R1和第一电容C1的公共端分别接于光敏三极管T1的集电极和施密特触发器ST的输入端；施密特触发器ST的输出端作为整形电路2313的输出端，输出整形得到的所述方波信号Syn。

为便于描述，假设U’_a为所述副边绕组的A相输出电压、U’_b为所述副边绕组的B相输出电压、U’_c为所述副边绕组的C相输出电压；上述检测电路的工作原理为：当U’_a>U’_b>U’_c时，二极管D1、D6导通，电流由D1流过D8，经过负载R_L后，至D6，此时D8点亮、T1导通，施密特触发器ST的输入端为低电平，故其输出端输出高电平，当U’_a>U’_c>U’_b时，二极管D1、D4导通，同理，D8点亮、T1导通，ST输出高电平；当U’_a<U’_b<U’_c或U’_a<U’_c<U’_b时，D8反向截止、不发光，T1截止，施密特触发器ST的输入端为高电平，故其输出端输出低电平；当U’_b<U’_a<U’_c或U’_c<U’_a<U’_b时，D8亦处于反向截止状态、不发光，T1截止，施密特触发器ST输出端输出低电平。因此上述检测电路最终得到一个周期与电网周期相同的占空比为1/3的方波信号Syn，如图9所示：当副边绕组的A相电压瞬时值U’_a同时大于B、C两相的输出电压瞬时值U’_b和U’_c时（U’_a>U’_b>U’_c或U’_a>U’_c>U’_b），方波信号Syn为正向脉冲，其上升沿即为U’_a=U’_b的时刻，此刻相位确定，即可得到所述功率单元输入侧电网相位信息。

进一步的，如图8所示，本申请其他实施例中，除同步整流电路2311、光耦隔离电路2312和整形电路2313外，检测电路还包括：钳位电路2314。

钳位电路2314包括第七二极管D7和第二电容C2；第七二极管D7和第二电容C2并联连接，同时第七二极管D7与发光二极管D8反向并联。

钳位电路2314的主要作用是，防止发光二极管D8承受反压，保护光耦隔离电路2312正常运行。

上文对本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中的主控制装置和功率单元控制装置的具体结构进行了详细阐述，以使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。

另外，为抑制高压变频器网侧电流的高频脉动，本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中，移相变压器的铁芯截面积小于现有高压变频器中移相变压器的铁芯截面积，和/或，所述移相变压器的绕组匝数大于现有高压变频器中移相变压器的绕组匝数。例如，可将移相变压器的铁芯截面积设置为现有高压变频器中移相变压器的铁芯截面积85%，在绕组匝数不变的情况下，移相变压器的铜铁比（Cu/Fe）将相应提高15%，从而提高了移相变压器的漏感，提高了对高压变频器网侧电流的高频脉动的抑制作用；若在铁芯截面积减小15%的同时，将绕组匝数设计为现有高压变频器中移相变压器的绕组匝数的115%，则移相变压器的铜铁比（Cu/Fe）将相应提高30%，从而进一步提高了移相变压器的漏感，对高频脉动的抑制作用更强。移相变压器的铁芯截面积和绕组匝数可根据实际应用需求确定。

另外，本申请实施例提供的无网侧电抗器的四象限高压变频器中，移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度大于现有高压变频器中移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度。考虑到变压器体积、用铜量（成本）等因素的限制，上述通过提高铜铁比来抑制网侧电流的高频脉动的方法可能会受到限制；此时，可通过增大移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度来提高移相变压器的漏感，进而抑制高压变频器网侧电流的高频脉动。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.一种无网侧电抗器的四象限高压变频器，包括移相变压器和可控整流功率单元，所述移相变压器的原边绕组与三相电网连接，所述移相变压器的副边绕组有3N个，每个所述副边绕组对应连接一个所述可控整流功率单元，输出同相电压的可控整流功率单元相互串联连接；

其特征在于，还包括：功率单元控制装置和主控制装置；

所述主控制装置的输入端接入三相电网电压，所述主控制装置的输出端通过光纤与所述功率单元控制装置的第一输入端连接；

所述功率单元控制装置与所述可控整流功率单元一一对应，所述功率单元控制装置的第二输入端接于相应的所述副边绕组，所述功率单元控制装置的输出端与相应的所述可控整流功率单元连接；

所述主控制装置用于根据所述三相电网电压确定变频器输入侧电网相位信息；所述功率单元控制装置用于根据所述副边绕组的输出电压确定功率单元输入侧电网相位信息，根据所述变频器输入侧电网相位信息对所述功率单元输入侧电网相位信息进行校正，并根据校正后的相位信息对所述可控整流功率单元进行控制。

2.根据权利要求1所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述主控制装置包括：采样调理电路、模数转换芯片和第一处理器；

所述采样调理电路用于对所述三相电网电压进行采样、调理，得到可供所述模数转换芯片处理的三相电压模拟信号；

所述模数转换芯片用于将所述三相电压模拟信号转换为相应的三相电压数字信号；

所述第一处理器用于根据所述三相电压数字信号进行锁相处理，得到所述变频器输入侧电网相位信息。

3.根据权利要求2所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述锁相处理器配置为：

对所述三相电压数字信号进行坐标变换，得到电网电压在两相旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量；

以0为参考值，对所述d轴分量进行PI调节；

对所述PI调节的输出结果进行积分运算，得到A相电网相位信息；

根据所述A相电网相位信息确定变频器输入侧电网相位信息。

4.根据权利要求1～3任一项所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述功率单元控制装置包括：检测电路和第二处理器；

所述检测电路用于：根据所述副边绕组的输出电压得到一周期与电网周期相同的表征所述功率单元输入侧电网相位信息的方波信号；所述方波信号在所述三相副边绕组的输出电压中A相电压瞬时值最大时为高电平、在所述三相副边绕组的输出电压中A相电压瞬时值最小时为低电平；

所述第二处理器用于：当功率单元输入侧电网相位信息与所述变频器输入侧电网相位信息的差值在预设范围内时，将所述功率单元输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；当所述差值超出所述预设范围时，将所述变频器输入侧电网相位信息作为所述校正后的相位信息；根据所述校正后的相位信息生成并输出功率单元控制信号。

5.根据权利要求4所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述检测电路包括：同步整流电路、光耦隔离电路和整形电路；

所述光耦隔离电路包括发光二极管和光敏三极管；

所述同步整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；

所述第一二极管的阳极分别接于所述副边绕组的A相电压输出端和所述第二二极管的阴极；所述第一二极管的阴极接于所述发光二极管的阳极；

所述第三二极管的阳极分别接于所述副边绕组的B相电压输出端和所述第四二极管的阴极；

所述第五二极管的阳极分别接于所述副边绕组的C相电压输出端和所述第六二极管的阴极；

所述第三二极管的阴极和第五二极管的阴极共接，并接于所述发光二极管的阴极和负载的一端；

所述第二二极管的阳极、第四二极管的阳极和第六二极管的阳极共接，并接于负载的另一端；

所述整形电路包括第一电阻、第一电容和施密特触发器；所述第一电阻和第一电容串联接于电源和地电位之间，所述第一电阻和第一电容的公共端分别接于所述光敏三极管的集电极和所述施密特触发器的输入端；所述施密特触发器的输出端作为所述整形电路的输出端。

6.根据权利要求5所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述检测电路还包括：钳位电路；

所述钳位电路包括第七二极管和第二电容；所述第七二极管和第二电容并联连接，所述第七二极管与所述发光二极管反向并联。

7.根据权利要求1所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述移相变压器的铁芯截面积小于现有高压变频器中移相变压器的铁芯截面积，和/或，所述移相变压器的绕组匝数大于现有高压变频器中移相变压器的绕组匝数。

8.根据权利要求1所述的四象限高压变频器，其特征在于，所述移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度大于现有高压变频器中移相变压器的原边绕组和副边绕组之间的气隙宽度。