CN103066865A - 三相无桥功率因数校正交流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及交流-直流转换技术。本发明公开了一种三相无桥功率因数校正交流-直流变换器。本发明的技术方案包括A相变换器、B相变换器和C相变换器及其控制系统，各相变换器均采用具有相同结构的无桥双升压功率因数校正变换器，其交流输入端分别连接A相相线和中线、B相相线和中线、C相相线和中线，其直流输出正端和直流输出负端分别相连，作为三相无桥PFC交流-直流变换器的直流输出端，用于连接负载为负载提供直流电流。本发明的电路设计不但降低了三个单相变换器之间的相互干扰和影响，还实现了变换器的冗余特性，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，极大地增强了系统的鲁棒性，非常适合三相大功率应用场合。

Description

三相无桥功率因数校正交流-直流变换器

技术领域

本发明涉及交流-直流转换技术，特别涉及一种三相无桥功率因数校正（PFC）交流-直流变换器。

背景技术

在中高功率（几个千瓦以上）应用场合，由于单相交流电最大输入功率的限制，电器设备的输入多采用三相电压。而传统直流用电设备大多采用不可控整流滤波后直接用于负载，造成输入电流断续，电流总谐波失真（THD）高，功率因数低，严重影响了供电质量，不仅使电网损耗增大，同时还可以造成某些设备的损坏。为实现高功率因数（PF）和低谐波失真，以电力电子技术为基础的功率因数校正（PFC）技术大量用于交流-直流（AC-DC）功率转换中，构成了具有功率因数校正功能的交流-直流变换器，通过控制交流-直流变换器中的开关导通和关断时间（即调整控制信号的脉冲参数），对输出电压和输入电流进行控制。

三相无桥功率因数校正交流-直流变换器是由单相无桥功率因数校正交流-直流变换器衍生而来。它采用三个独立的单相无桥双升压功率因数校正（DBPFC）变换器在输出端并联而成，输出电容由三个变换器共享，并且在平衡条件时，输出电容两端的电压没有低频纹波。目前，尽管三相无桥功率因数校正交流-直流变换器拓扑形式多种多样，但许多都是单开关、三开关以及六开关的基本拓扑上演化得到。其中，单开关三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，电流工作在断续模式下，输入侧的电流谐波失真大，需要较大的电磁兼容（EMI）滤波器；三开关三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，三个开关管必须是双向开关；六开关三相无桥功率因数校正交流-直流变换器虽可实现完全控制，但存在成本高，控制复杂等问题。并且现有技术三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，各相开关和电感电流的工作状态受其它两相电路共同参与和制约，任何一相的独立控制都非常困难，甚至是不可能实现的。这样的情况下，三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，各相之间的相互制约和影响，就成了中高功率交流-直流变换器的主要问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提供一种三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，通过电路的合理设计，降低三相电路之间的相互制约和影响，提高交流-直流变换器的性能。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，包括A相变换器、B相变换器和C相变换器及其控制系统，A相变换器、B相变换器和C相变换器交流输入端分别连接A相相线和中线、B相相线和中线、C相相线和中线，A相变换器、B相变换器和C相变换器的直流输出正端和直流输出负端分别相连，其特征在于，A相变换器、B相变换器和C相变换器具有相同结构，均包括第一升压电感、第二升压电感、第一二极管、第二二极管、第一开关、第二开关、第三二极管、第四二极管、第五二极管以及采样电阻；所述第一升压电感的一端与相线连接，所述第一升压电感的另一端与所述第一二极管的阳极相连，所述第二升压电感的一端与中性线相连，所述第二升压电感的另一端与所述第二二极管的阳极相连，所述第一开关一端与所述第一二极管阳极相连接；所述第二开关一端与所述第二二极管阳极相连，所述第一开关和第二开关的另一端与第五二极管的阴极连接，所述第三二极管阴极与所述第一二极管阳极连接，所述第四二极管阴极与所述第二二极管阳极连接，所述第三二极管和第四二极管的阳极均与所述采样电阻一端相连，所述采样电阻另一端与第五二极管的阴极相连，所述第一二极管和第二二极管的阴极相连作为直流输出正端，所述第五二极管的阳极为直流输出负端。

本发明针对电感耦合问题，将一个主电感分为两个电感（第一电感和第二电感）串联在主回路中，降低开关关断时各相电路间的耦合，同时增加一个功率二极管（第五二极管）阻止开关管导通时各相电路间的耦合。

进一步的，所述直流输出正端和直流输出负端还连接有输出电容和采样电路，所述输出电容和采样电路由A相变换器、B相变换器和C相变换器共享。

输出电容和采样电路由A相变换器、B相变换器和C相变换器共享，可以简化电路结构、降低成本。

优选的，所述第一开关和第二开关控制极与同一驱动信号连接。

本发明电路设计使第一开关和第二开关控制极可以采用同一驱动信号进行驱动，无须隔离驱动，大大简化了驱动电路设计。

进一步的，所述第一开关和第二开关均为单向开关。

采用单向开关可以降低成本和简化驱动电路设计。

具体的，所述单向开关为不含体二极管的场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管

随着电力电子技术的发展，特别是大功率半导体器件技术的进步，采用场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管作为开关，具有技术成熟、控制电路简单和便于与控制器接口等优点。

具体的，所述控制系统根据采集的采样电阻和采样电路信号，对A相变换器、B相变换器和C相变换器进行控制。

进一步的，所述控制系统包括3个独立的控制装置，分别控制A相变换器、B相变换器和C相变换器。

具体的，所述控制装置由模拟控制器构成。

具体的，所述控制装置由数字控制器构成。

具体的，所述第一二极管和第二二极管为快恢复二极管。

本发明的有益效果是，采用无桥结构，减小电流总谐波失真和功率损耗，实现高功率因素。电路设计不但降低了三个单相变换器之间的相互干扰和影响，还实现了变换器的冗余特性，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，极大地增强了系统的鲁棒性，非常适合用于三相大功率智能电网应用场合。

附图说明

图1是本发明结构框图；

图2是实施例的电路结构示意图；

图3a是第一开关Sa1导通模态电流关系示意图；

图3b是第一开关Sa1关断模态电流关系示意图；

图4a是第二开关Sa2导通模态电流关系示意图；

图4b是第二开关Sa2关断模态电流关系示意图。

图中：L1为A相相线；L2为B相相线；L3为C相相线；N1、N2、N3为中线；Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2、Sc2、为开关（场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管）；R1、R2、Ras、Rbs、Rcs为电阻，其中R1、R2构成采样电路，Ras、Rbs、Rcs为各相的采样电阻；Co为输出电容；Da1、Db1、Dc1、Da2、Db2、Dc2、Da3、Db3、Dc3、Da4、Db4、Dc4、Da5、Db5、Dc5为二极管，其中Da1、Db1、Dc1、Da2、Db2、Dc2为快恢复二极管，Da3、Db3、Dc3、Da4、Db4、Dc4、Da5、Db5、Dc5为大功率二极管；

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器如图1所示，包括A相变换器、B相变换器和C相变换器及其控制系统。A相变换器、B相变换器和C相变换器均采用DBPFC变换器，其交流输入端分别连接A相相线和中线、B相相线和中线、C相相线和中线，A相变换器、B相变换器和C相变换器的直流输出正端和直流输出负端分别相连，作为三相无桥PFC交流-直流变换器的直流输出端，用于连接负载为负载提供直流电流。本发明中，A相变换器、B相变换器和C相变换器都具有相同结构，以适应三相交流供电系统的平衡和对称性。图1中控制系统由3个独立的控制装置构成，分别控制A相变换器、B相变换器和C相变换器。每一相的控制装置由模拟控制器或数字控制器作为主控芯片，根据采集模块（由各相变换器中的采样电阻及直流输出端连接的采样电路构成）采集的采样电阻和采样电路信号，对A相变换器、B相变换器和C相变换器分别进行控制，调整其输出电压值的大小、总谐波失真量和功率因数值。

实施例

本例三相无桥功率因数校正交流-直流变换器电路结构如图2所示。三相四线交流电源为三相无桥功率因数校正交流-直流变换器提供交流电压，A相变换器、B相变换器和C相变换器交流输入端分别连接在A相相线L1和中线N1、B相相线L2和中线N2、C相相线L3和中线N3。中线N1、中线N2和中线N3连接到三相四线交流电源的中线N上，A相变换器、B相变换器和C相变换器的直流输出正端和直流输出负端分别相连，构成本例交流-直流变换器的直流输出端，为负载RL提供直流电流。电容Co为输出电容，由A相变换器、B相变换器和C相变换器共享。电阻R1和R2构成采样电路，对输出电压进行采样，并将采样信号分别送入三个独立的模拟控制器A、B、C，经过内部运算处理后再分别向各个变换器输出控制信号，控制变换器的工作模态。本例A相变换器、B相变换器和C相变换器为三个结构相同的DBPFC变换器，三个DBPFC变换器均为双升压无桥PFC结构，采用相同的开关周期，且各自独立工作。

图2中，A相变换器的电路结构包括第一升压电感La1、第二升压电感La2、第一二极管Da1、第二二极管Da2、第一开关Sa1、第二开关Sa2、第三二极管Da3、第四二极管Da4、第五二极管Da5以及采样电阻Ras。第一升压电感La1的一端与A相交流电相线L1连接，另一端与第一二极管Da1的阳极相连。第二升压电感La2的一端与A相交流电中性线N1相连，另一端与第二二极管Da2的阳极相连。第一开关Sa1与第一二极管Da1阳极相连接，第二开关Sa2与第二二极管Da2阳极相连，第一开关Sa1和第二开关Sa2的另一端均相连于第五二极管Da5的阴极，第一开关Sa1和第二开关Sa2的控制端连接在一起，并与模拟控制器A的同一控制信号连接。第三二极管Da3阴极与第一二极管Da1阳极相连接，第四二极管Da4阴极与第二二极管Da2阳极相连接。第三二极管Da3和第四二极管Da4的阳极均与采样电阻Ras一端相连，采样电阻Ras另一端与第五二极管Da5的阴极相连。第一二极管Da1和第二二极管Da2的阴极相连作为A相变换器的直流输出正端，第五二极管Da5的阳极为A相变换器的直流输出负端。负载RL、输出电容Co以及电阻R1和R2构成的采样电路，均连接在该直流输出正端和直流输出负端上，如图2所示。图2中，第三二极管Da3和第四二极管Da4的阳极与采样电阻Ras的连接端为A相变换器输出电流采样点，电阻R1和R2的连接点为负载RL电压采样点。这两个采样信号作为控制器A的输入信号，经过其内部运算处理，输出控制信号对第一开关Sa1和第二开关Sa2同时进行控制。

如图2所示，B相变换器的电路结构包括第一升压电感Lb1、第二升压电感Lb2、第一二极管Db1、第二二极管Db2、第一开关Sb1、第二开关Sb2、第三二极管Db3、第四二极管Db4、第五二极管Db5以及采样电阻Rbs。B相变换器的结构与A相变换器的结构相同，这些元器件的连接关系可以参见A相变换器的描述，此处从略。同样的，第三二极管Db3和第四二极管Db4的阳极与采样电阻Rbs的连接端为B相变换器输出电流采样点，电阻R1和R2的连接点为负载RL电压采样点。这两个采样信号作为模拟机控制器B的输入信号，经过其内部运算处理，输出控制信号对第一开关Sb1和第二开关Sb2同时进行控制。

参见图2，C相变换器的电路包括第一升压电感Lc1、第二升压电感Lc2、第一二极管Dc1、第二二极管Dc2、第一开关Sc1、第二开关Sc2、第三二极管Dc3、第四二极管Dc4、第五二极管Dc5以及采样电阻Rcs。C相变换器的结构与A相变换器的结构相同，这些元器件的连接关系可以参见A相变换器的描述，此处从略。与A相变换器和B相变换器一样，第三二极管Dc3和第四二极管Dc4的阳极与采样电阻Rcs的连接端为C相变换器输出电流采样点，电阻R1和R2的连接点为负载RL电压采样点。这两个采样信号作为模拟控制器C的输入信号，经过其内部运算处理，输出控制信号对第一开关Sc1和第二开关Sc2同时进行控制。

本例中，第一开关（Sa1、Sb1、Sc1）和第二开关（Sa2、Sb2、Sc2）均采用绝缘栅双极型晶体管（IGBT），栅极为其控制极，开关的另外两个电极分别为集电极和发射极。本例中，IGBT控制端的控制信号周期可以在10~100KHz范围内选择。第一二极管（Da1、Db1、Dc1）、第二二极管（Da2、Db2、Dc2）均采用高压快恢复功率二极管，以减少反复恢复损耗。第三二极管（Da3、Db3、Dc3）、第四二极管（Da4、Db4、Dc4）和第五二极管（Da5、Db5、Dc5）都选用高压大功率二极管，以满足电路的大功率要求。

本例中的模拟控制器A、B、C均采用国际整流器公司（International Rectifier，IR）单周期模拟控制器IR1150作为核心控制芯片。IR1150专用于AC-DC功率因数矫正电路，采用了最新的单周期控制技术，不仅简便可靠，而且所需外围元件少。IR1150可将功率因数提高到0.999，而整体波形失真仅4％。

本发明的控制系统除了可以采用单周期算法进行控制外，也可以采用平均电流、滞环电流及峰值电流等算法对各相变换器进行控制。

下面描述三相无桥AC-DC变换器工作原理：

由于三相无桥功率因数校正交流-直流变换器各相变换器独立工作，根据三相的对称性，现分析A，B两相。以A相为例，第一开关开关Sa1和第二开关Sa2的驱动信号相同，两个开关同时导通和关断，对于工频交流输入的正负半周期而言，A相电路可以等效为两个电源电压相反的Boost PFC电路的组合。

在A相电源输入电压正半周期内，电感电流为正，如图3a、3b所示。在该阶段可分为两个工作模态：第一开关Sa1开通时，电流路径为L1-La1-Sa1-Ras-Da4-La2-N1，电感La1和La2储能，输出电容Co向负载RL供电。由于第五二极管Da5的存在，阻止了电感电流耦合到B相和C相，如图3a所示。当第一开关Sa1关断时，第一二极管Da1导通，电流有两条路径，一条是L1-La1-Da1-RL-Da5-Ras-Da4-La2-N1，或者由L1-La1-Da1-RL-Db5-Rbs-Db4-Lb2-N1，电感La1，La2和输入电源共同给负载RL供电，同时向输出电容Co充电，电感La1，La2储能减小。此时，虽然存在两条路径，但由于电感Lb2的作用，可以大大降低电路之间的耦合，如图3b。

同样，当A相输入电压为负半周期时，电感电流为负，如图4a、4b所示，当第二开关Sa2导通时，电流通过路径N1-La2-Sa2-Ras-Da3-La1-L1给电感La1和La2储能，输出电容Co向负载RL供电。同时由于第五二极管Da5的存在，阻止了电感电流耦合到B相和C相，如图4a所示。当第二开关Sa2关断时，第二二极管Da2导通，电流存在两条路径，一条是N1-La2-Da2-RL-Da5-Ras-Da3-La1-L1，或者由N1-La2-Da2-RL-Db5-Ras-Db3-Lb1-L2，电感La1，La2和输入电源共同给负载RL供电，同时向输出电容Co充电，电感La1，La2储能减小。此时，虽然存在两条路径，但由于电感的Lb1作用，可以大大降低电路之间的耦合，如图4b所示。

由于增加了两个二极管Da3和Da4，工作过程中输出端通过Da3和Da4与输入电源建立联系，共模干扰可以大大减小。

同时两个开关管Sa1与Sa2的栅极电位相同，所以无须隔离驱动，大大简化了驱动电路设计。

在Da3与Da4和Sa1与Sa2之间加一采样电阻Ras可以方便进行电感电流采样，可大大减化电感电流检测电路。

Claims (10)

1.三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，包括A相变换器、B相变换器和C相变换器及其控制系统，A相变换器、B相变换器和C相变换器交流输入端分别连接A相相线和中线、B相相线和中线、C相相线和中线，A相变换器、B相变换器和C相变换器的直流输出正端和直流输出负端分别相连，其特征在于，A相变换器、B相变换器和C相变换器具有相同结构，均包括第一升压电感、第二升压电感、第一二极管、第二二极管、第一开关、第二开关、第三二极管、第四二极管、第五二极管以及采样电阻；所述第一升压电感的一端与相线连接，所述第一升压电感的另一端与所述第一二极管的阳极相连，所述第二升压电感的一端与中性线相连，所述第二升压电感的另一端与所述第二二极管的阳极相连，所述第一开关一端与所述第一二极管阳极相连接；所述第二开关一端与所述第二二极管阳极相连，所述第一开关和第二开关的另一端与第五二极管的阴极连接，所述第三二极管阴极与所述第一二极管阳极连接，所述第四二极管阴极与所述第二二极管阳极连接，所述第三二极管和第四二极管的阳极均与所述采样电阻一端相连，所述采样电阻另一端与第五二极管的阴极相连，所述第一二极管和第二二极管的阴极相连作为直流输出正端，所述第五二极管的阳极为直流输出负端。

2.根据权利要求1所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述直流输出正端和直流输出负端还连接有输出电容和采样电路，所述输出电容和采样电路由A相变换器、B相变换器和C相变换器共享。

3.根据权利要求1所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述第一开关和第二开关控制极与同一驱动信号连接。

4.根据权利要求1所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述第一开关和第二开关均为单向开关。

5.根据权利要求4所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述单向开关为不含体二极管的场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。

6.根据权利要求1所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述控制系统根据采集的采样电阻和采样电路信号，对A相变换器、B相变换器和C相变换器进行控制。

7.根据权利要求6所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述控制系统包括3个独立的控制装置，分别控制A相变换器、B相变换器和C相变换器。

8.根据权利要求7所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述控制装置由模拟控制器构成。

9.根据权利要求7所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述控制装置由数字控制器构成。

10.根据权利要求1所述的三相无桥功率因数校正交流-直流变换器，其特征在于，所述第一二极管和第二二极管为快恢复二极管。

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