CN106487256A - 一种基于自抗扰控制器的mmc环流抑制系统及方法 - Google Patents

一种基于自抗扰控制器的mmc环流抑制系统及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器将三相环流转换成在旋转两相坐标系下两轴分量并输入到自抗扰控制器中；自抗扰控制器模块根据接收到的信号获得在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量，然后将获得的在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量输入到负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器中；负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器根据坐标变换得到变换后的三相控制分量，并将得到的三相控制分量分别叠加到MMC的调制信号中，从而抑制MMC的三相中的环流。本发明还提供了基于上述系统的MMC环流抑制方法。本发明无须依赖精确的系统参数，提高了环流抑制效果。

Description

一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统及方法
技术领域
本发明属于变流器环流抑制领域，特别涉及一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统及方法。
背景技术
模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，简称MMC)由R.Marquardt教授在2001年率先提出，如图1所示，相比于传统的多电平变流器结构，模块化多电平变流器的突出优点包括：1)高度模块化，使得这种变流器可以通过级联模块去实现任何电压等级的应用；2)谐波特性好，由于相同模块的级联，电平数量多，交流输出侧可以不使用滤波器；3)冗余与容错能力强，每个模块的内部结构相同，当大量的模块级联时，每个模块之间可以相互替代，互为冗余。因此它在中压和高压领域有着非常好的应用前景，特别是在高压直流输电和中高压电机驱动领域。由于此种拓扑采用双星型结构，a，b，c相均与直流侧并联，交流输出从每相的中点引出。此种结构将导致直流侧与a，b，c相之间，以及a，b，c相内部之间均存在环流。环流的存在将会增大桥臂电流，引起额外的损耗，而且还会增大电容电压波动。因此MMC的环流抑制方法是模块化多电平变流器研究领域的一个重要课题。
MMC内部的环流成分主要包括直流分量和二倍频分量。其中，二倍频分量并不起功率传递的作用，却加剧了电容电压波动，增加了桥臂电流，引起了不必要的功率损耗。因此，环流中二倍频分量是需要被抑制的对象。目前已出现针对模块化多电平变流器环流抑制的方法主要有：
1.基于能量差的调制波补偿法。这种方法是根据上、下桥臂的能量差，以及相间能量差，经过差分能量控制器得到用于抑制环流的调制波补偿分量。将这个分量叠加到调制波上再与载波进行比较，从而得到各模块的投入和切除信号。
2.基于循环电流的旋转坐标系法。这种方法是将MMC中三相环流做负序两倍频旋转坐标变换后，变为直流分量，再通过比例积分(PI)控制，然后再通过旋转坐标逆变换成三相交流量得到用于抑制环流中二倍频分量的调制波补偿分量。将这个分量叠加到调制波上再与载波进行比较，从而得到各模块的投入和切除信号。
然而，第一类方案的控制器从能量(电压)的角度出发，并未对环流中的成分做精确的区分，限制了其控制效果；第二类方法在使用PI控制器过程中，需要使用前馈解耦控制，增加了系统的控制难度，而且前馈解耦控制依赖精确系统参数，影响了其控制效果。
发明内容
发明目的：本发明针对现有技术存在的问题，提供了一种有效提高控制效果的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统。
技术方案：本发明提供了一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，包括负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器，自抗扰控制器和负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器；其中，所述负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器将三相环流转换成在旋转两相坐标系下两轴分量并输入到自抗扰控制器中；所述自抗扰控制器模块根据接收到的信号获得在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量，然后将获得的在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量输入到负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器中；所述负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器根据坐标变换得到变换后的三相控制分量，并将得到的三相控制分量分别叠加到MMC的调制信号中，从而抑制MMC三相中的环流。
进一步，所述自抗扰控制器包括d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块。
进一步，所述d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块中均包括：最速跟踪微分器单元，扩张状态观测器单元，非线性反馈控制律单元和扰动补偿单元；所述最速跟踪微分器单元用于获得环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值及其变化率；所述扩张状态观测器单元用于获得实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；所述非线性反馈控制律单元用于获得误差反馈控制量；所述扰动补偿单元是利用扩张状态观测器中的扰动观测对非线性反馈控制律单元中得到的误差反馈控制量进行扰动补偿。
进一步，所述d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块中均包括：扩张状态观测器单元，非线性反馈控制律单元和扰动补偿单元，所述扩张状态观测器单元用于获得实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；所述非线性反馈控制律单元根据环流d轴或q轴分量期望值直接与扩张状态观测器的跟踪值输出作差比较后得到的变量获得误差反馈控制量；所述扰动补偿单元是利用扩张状态观测器中的扰动观测对非线性反馈控制律单元中得到的误差反馈控制量进行扰动补偿。
进一步，所述自抗扰控制器中包括两个相互解耦的d轴自抗扰控制器模块和q轴自抗扰控制器模块。采用两个相互解耦的d轴自抗扰控制器模块和q轴自抗扰控制器模块能够消除耦合项，改善了控制效果。
本发明还提供了采用权上述基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统的MMC环流抑制方法，包括以下步骤：
步骤1：通过桥臂电流计算得到三相环流iacir，iccir，ibcir，将其输入到负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器中，得到两个直流分量idcir和iqcir；
步骤2：一路直流分量idcir送入到d轴自抗扰控制器中，另一路直流分量iqcir送入到q轴自抗扰控制器中；d轴自抗扰控制器和q轴自抗扰控制器的另一路输入信号分别是d轴环流和q轴环流参考值，idcir_ref和iqcir_ref；d轴自抗扰控制器的输出是环流抑制的d轴控制分量udcir_ref，q轴自抗扰控制器的输出是环流抑制的q轴控制分量uqcir_ref；
步骤3：环流抑制的d轴控制分量udcir_ref和q轴控制分量uqcir_ref输入到负序二倍频的两相旋转坐标/三相静止(dq/acb)坐标变换器中，输出三相环流抑制的控制分量uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref；
步骤4：三相环流抑制的控制分量uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref分别叠加到每相的参考调制波信号中，之后与载波进行比较，对MMC中的子模块进行投入或切除操作，从而实现模块化多电平变流器的环流抑制。
进一步，所述步骤2中d轴自抗扰控制器模块或q轴自抗扰控制器模块的工作过程为：首先观测出环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值及其变化率；然后观测出实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；接着将环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值与实际环流d轴或q轴分量的跟踪值的差值作为非线性反馈控制律的输入信号，得到误差反馈控制量，最后根据扩张状态观测器的扰动观测对误差反馈控制量进行补偿得到环流抑制的d轴或q轴控制分量。
有益效果：与现有的技术相比，本发明提出了基于自抗扰控制器的模块化多电平变流器的环流抑制策略，利用自抗扰控制器中的扰动观测和补偿去实现环流抑制中的解耦控制，无须依赖精确系统参数，提高了环流抑制效果。
附图说明
图1为三相模块化多电平逆变器结构示意图；
图2为本发明提供的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统的结构示意图；
图3为d轴或q轴自抗扰控制器模块的内部结构图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做更进一步的解释。
如图2所示，本发明提供的一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，包括负序二倍频的静止三相/旋转两相(acb/dq)坐标变换器1，自抗扰控制器2和负序二倍频的旋转两相/静止三相(dq/acb)坐标变换器3；其中，自抗扰控制器2包含d轴自抗扰控制器模块4和q轴自抗扰控制器模块5。负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器1将三相环流转换成在旋转两相坐标系下两轴分量并输入到自抗扰控制器2中；自抗扰控制器2根据接收到的信号获得在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量，然后将获得的在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量输入到负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器3中；负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器3根据坐标变换得到变换后的三相控制分量，并将得到的三相控制分量分别输入到MMC的调制信号中，从而抑制MMC的三相中的环流。
以三相模块化多电平变流器上、下桥臂均级联N个子模块为例。结合自抗扰控制器2的原理说明本发明的工作过程。
首先，由电流传感器采集三相模块化多电平变流器中的每个桥臂的电流ixy，其中，x＝a，b，c，y＝p，n；a，b，c分别表示三相的每一相的标号，p表示上桥臂，n表示下桥臂，再通过公式(1)计算得到每相的环流值；
其中，iacir，ibcir，iccir分别表示a相，b相，c相的环流值，ixy表示模块化多电平变流器的x相的y桥臂的桥臂电流，x＝a，b，c，y＝p，n。
然后，将a相环流iacir，c相环流iccir，b相环流ibcir输入到二倍频的静止三相/旋转两相(acb/dq)坐标变换器1中，根据公式(2)和公式(3)计算得到三相二倍频环流在两相旋转坐标系中的d轴分量idcir和q轴分量iqcir；
其中，ixcir(x＝a,c,b)分别表示a、c、b相环流，idcir表示三相环流在旋转两相坐标系下的d轴分量，iqcir表示三相环流在旋转两相坐标系下的q轴分量，θ为变换角度，θ＝2ω0t，ω0＝2πf，f表示基波频率，ω0表示基波频率所对应的角速度，t为时间。
二倍频的静止三相/旋转两相(acb/dq)坐标变换器1输出的d轴分量idcir和q轴分量iqcir分别作为d轴自抗扰控制器4和q轴自抗扰控制器5的一路输入。d轴自抗扰控制器4和q轴自抗扰控制器5的另一路输入分别为环流d轴分量参考值idcir_ref和环流q轴分量参考值iqcir_ref，idcir_ref和iqcir_ref的值取零；两个自抗扰控制器的输出分别为环流抑制的d轴控制分量udcir_ref和环流抑制的q轴控制分量uqcir_ref。
自抗扰控制器2的工作原理如下：
在三相静止坐标系下，模块化多电平变流器的环流方程如公式(4)所示：
其中，uxcir(x＝a,c,b)分别表示a、c、b相环流在桥臂缓冲电感上引起的三相不平衡压降，L表示桥臂的缓冲电感值，ixcir(x＝a,c,b)分别表示a、c、b相环流，R0表示缓冲电感上的寄生电阻。
经过二倍频静止三相/旋转两相坐标变换后，得到旋转坐标下两相环流方程如公式(5)所示：
其中，udcir和uqcir分别表示式(4)中不平衡压降在旋转两相坐标系下的d轴分量和q轴分量，L表示桥臂的缓冲电感值，R0表示缓冲电感上的寄生电阻，ω0为基波频率所对应的角速度，idcir和iqcir分别表示三相环流在两相旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量。
由式(5)整理可得：
由式(6)可知，环流的d、q轴分量的表达式之间存在交叉耦合项。在传统的控制器中，使用前馈解耦控制，但是由于其精确依赖系统参数，限制了控制效果。本发明提出使用自抗扰控制器，实现d、q轴分量的表达式之间的解耦。
将式(6)中的相关变量作如式(7)所示的相关替换后得式(8)：
由式(8)可知，此时环流的d、q轴分量完全解耦，idcir与udcir之间是一阶的单输入输出关系，iqcir与uqcir之间也是一阶单输入输出关系。f是扰动项，能够利用自抗扰控制器中的扩张状态观测器予以跟踪和补偿。
其中，表示式(7)中x的微分，x，f，u，B，U是对式(6)中的变量做变量代换，x表示状态量，f表示扰动量，U表示控制量。
如图3所示，自抗扰控制器包含4个部分，分别是最速跟踪微分器，扩张状态观测器，非线性反馈控制律和扰动补偿模块。
由于d轴与q轴的表达式相似，此处以建立d轴自抗扰控制器为例进行说明，q轴自抗扰控制器的建立过程与d轴相同。
最速跟踪微分器用来对输入的环流d轴分量期望值起到过渡作用，输出环流d轴分量期望值的跟踪值及其变化率，最速跟踪微分器中根据公式(9)得到环流d轴分量期望值的跟踪值及其变化率：
其中，表示期望的环流d轴分量跟踪值，idcir_ref表示期望的环流d轴分量，表示期望的环流d轴分量跟踪值得变化率，fhan是一个非线性函数，fh表示fhan函数的值；r0，h是两个可调参数，通常r0的取值决定了跟踪速度(取值越大跟踪速度越快)，h通常取采样时间间隔。
扩张状态观测器用来输出实际环流d轴分量的跟踪值和扰动观测值；扩张状态观测器中根据公式(10)得到实际环流d轴分量的跟踪值和扰动观测值：
其中，表示实际环流d轴分量的跟踪值，idcir表示实际环流d轴分量，z1表示扩张状态量，即扰动观测值，δ，h，β01，β02为可调参数，fal是一个非线性函数，(β01，β02决定了观测精度，可调参数需要根据实际控制效果进行反复优化选取)，其简易取值方法为：β01＝1/h,β02＝1/(3h2)，u表示实际误差反馈控制量，b0表示补偿因子，δ表示fal函数的线性段长度。
最速跟踪微分器的跟踪值输出与扩张状态观测器的跟踪值输出作差比较后得出变量e3，作为非线性反馈控制律的输入信号；非线性状态反馈控制律根据公式(11)得到误差反馈控制量：
其中，u0表示误差反馈控制量，δ，β11是可调参数，α1可取0.5。
非线性反馈控制律的输出信号经扩张状态观测器扰动补偿，根据公式(12)完成扰动补偿过程：
其中，可调参数b0是决定补偿强弱的“补偿因子”。u0是误差反馈控制量，u是实际误差反馈控制量；
非线性反馈控制律的输出信号经过扩张状态观测器扰动补偿后，得到环流抑制的d轴控制分量udcir_ref；同理可以得到环流抑制的q轴控制分量uqcir_ref。
d轴控制分量udcir_ref和q轴控制分量uqcir_ref经过二倍频的两相旋转坐标/三相静止(dq/acb)坐标变换器变换后，得到a，c，b相的环流抑制的控制分量，分别为uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref。变换矩阵和方程如式(13)、(14)所示：
其中，ixcir(x＝a,c,b)分别表示a、c、b相环流，idcir表示三相环流在旋转两相坐标系下的d轴分量，iqcir表示三相环流在旋转两相坐标系下的q轴分量，θ为变换角度，θ＝2ω0t，ω0＝2πf，f表示基波频率，ω0表示基波频率所对应的角速度，t为时间。
uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref分别叠加到每相的参考调制波信号中，与载波进行比较，对子模块进行投入或切除操作，从而实现模块化多电平变流器的环流抑制。
其中，MMC既可以采用集中调制策略，也可以使用分散调制策略。
为简化控制算法，本发明提供的自抗扰控制器中也可以省去最速跟踪微分器；省去最速跟踪微分器后，环流d轴或q轴分量期望值直接与扩张状态观测器的跟踪值输出作差比较后得到变量e3。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，其特征在于：包括负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器，自抗扰控制器和负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器；其中，所述负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器将三相环流转换成在旋转两相坐标系下两轴分量并输入到自抗扰控制器中；所述自抗扰控制器模块根据接收到的信号获得在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量，然后将获得的在旋转两相坐标系下两轴环流抑制的控制分量输入到负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器中；所述负序二倍频的旋转两相/静止三相坐标变换器根据坐标变换得到变换后的三相控制分量，并将得到的三相控制分量分别叠加到MMC的调制信号中，从而抑制MMC三相中的环流。
2.根据权利要求1所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，其特征在于：所述自抗扰控制器包括d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块。
3.根据权利要求2所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，其特征在于：所述d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块中均包括：最速跟踪微分器单元，扩张状态观测器单元，非线性反馈控制律单元和扰动补偿单元；所述最速跟踪微分器单元用于获得环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值及其变化率；所述扩张状态观测器单元用于获得实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；所述非线性反馈控制律单元用于获得误差反馈控制量；所述扰动补偿单元是利用扩张状态观测器中的扰动观测对非线性反馈控制律单元中得到的误差反馈控制量进行扰动补偿。
4.根据权利要求2所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，其特征在于：所述d轴自抗扰控制模块和q轴自抗扰控制模块中均包括：扩张状态观测器单元，非线性反馈控制律单元和扰动补偿单元，所述扩张状态观测器单元用于获得实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；所述非线性反馈控制律单元根据环流d轴或q轴分量期望值直接与扩张状态观测器的跟踪值输出作差比较后得到的变量获得误差反馈控制量；所述扰动补偿单元是利用扩张状态观测器中的扰动观测对非线性反馈控制律单元中得到的误差反馈控制量进行扰动补偿。
5.根据权利要求1所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统，其特征在于：所述自抗扰控制器中包括两个相互解耦的d轴自抗扰控制器模块和q轴自抗扰控制器模块。未相互解耦的d轴控制器与q轴控制器之间有着依赖精确系统参数的耦合项，影响了d轴控制器和q轴控制器之间的控制效果。本专利提出的采用两个相互解耦的d轴自抗扰控制器模块和q轴自抗扰控制器模块能够消除耦合项，改善了控制效果。
6.采用权利要求1所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制系统的MMC环流抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1：通过桥臂电流计算得到三相环流iacir，iccir，ibcir，将其输入到负序二倍频的静止三相/旋转两相坐标变换器中，得到两个直流分量idcir和iqcir；
步骤2：一路直流分量idcir送入到d轴自抗扰控制器中，另一路直流分量iqcir送入到q轴自抗扰控制器中；d轴自抗扰控制器和q轴自抗扰控制器的另一路输入信号分别是d轴环流和q轴环流参考值，idcir_ref和iqcir_ref；d轴自抗扰控制器的输出是环流抑制的d轴控制分量udcir_ref，q轴自抗扰控制器的输出是环流抑制的q轴控制分量uqcir_ref；
步骤3：环流抑制的d轴控制分量udcir_ref和q轴控制分量uqcir_ref输入到负序二倍频的两相旋转坐标/三相静止(dq/acb)坐标变换器中，输出三相环流抑制的控制分量uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref；
步骤4：三相环流抑制的控制分量uacir_ref，uccir_ref，ubcir_ref分别叠加到每相的参考调制波信号中，之后与载波进行比较，对MMC中的子模块进行投入或切除操作，从而实现模块化多电平变流器的环流抑制。
7.根据权利要求6所述的基于自抗扰控制器的MMC环流抑制方法，其特征在于：所述步骤2中d轴自抗扰控制器模块或q轴自抗扰控制器模块的工作过程为：首先计算出环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值及其变化率；然后计算出实际环流d轴或q轴分量的跟踪值和扰动观测值；接着将环流d轴或q轴分量期望值的跟踪值与实际环流d轴或q轴分量的跟踪值的差值作为非线性反馈控制律的输入信号，计算出误差反馈控制量，最后根据扩张状态观测器的扰动观测对误差反馈控制量进行补偿得到环流抑制的d轴或q轴控制分量。
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