CN113517704A - 一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，其步骤包括：1建立柔性多状态开关等效模型；2根据瞬时无功功率理论，分析直流侧电压波动；3采用双闭环解耦控制方法对各序电流电压分序控制，提高控制系统的准确性和有效性；4论证直流侧电压二倍频与负序电流的关系，设计负序外环控制器；提出基于径向基函数(RBF)神经网络的自适应PI控制器，对柔性多状态开关进行外环电压控制。本发明系统外环引入了谐振滤波器对直流系统二倍频波动进行抑制，降低了电网不平衡运行对并网电流的影响，采用双闭环解耦控制，对各序电流电压进行分序控制，同时为了提高系统抗干扰能力，采用RBF神经网络在线调整PI控制器参数。

Description

一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法
技术领域
本发明涉及配电网功率调控领域，特别是一种三相不平衡条件下基于柔性多状态开关抑制直流侧电压波动的方法。
背景技术
随着各种分布式电源的大规模接入，配电网的功率流动日渐复杂，传统的调控手段无法继续满足提升配电系统运行水平的需求，而柔性多状态开关作为一种新型电力电子设备，具有灵活的潮流调节能力，为解决这些问题带来了新的契机。柔性多状态开关是由多个背靠背电压源型变流器组成，每个变流器上各连接一条馈线，每条馈线上接有电网、负荷或其它分布式电源。相比于传统联络开关，能够快速准确地控制功率流动，改变功率分布，进而改善整个配电网的运行状态。当一个或多个端口出现电网电压不平衡时，会导致其直流母线电压产生二倍频波动，进而导致各端口交流测电流产生负序和三倍频分量，严重影响配电网电能质量。
国内外学者对抑制直流侧电压纹波的控制方法主要分为以下几类：直接功率控制和直接电流指令控制。然而直接功率控制方法是通过抑制自身在交流电压不平衡时产生的有功功率波动来实现直流侧电压的稳定，仅适用于单端口网络，不适用于三端口网络，因此需要对直流侧电压的二倍频波动进行直接控制。传统的PI控制仅能实现直流分量的无差调节，无法对系统产生的二倍频分量跟踪控制。
发明内容
本发明为克服上述现有技术中存在的不足之处，提供了一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，以期能够解决在配电网三相不平衡状态下抑制直流侧电压波动，对直流侧电压的二倍频波动进行直接控制，利用谐振控制器在指定频率处一定频带内表现出较大增益，其余频段增益近似为0的特点，实现特定频率交流量的精确跟踪，并运用柔性多状态开关能够快速准确地控制功率流动，改变功率分布的特点，进而改善整个配电网的运行状态并提高电能质量。
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案为：
本发明一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，所述柔性多状态开关是由多个背靠背型电压源变流器组成，各背靠背型电压源变流器的交流侧通过馈线连接在不同的配电网上，柔性多状态开关的端口1和端口3采用有功功率和无功功率控制，柔性多状态开关的端口2采用直流电压与无功功率控制，其特点是，所述电压波动抑制方法包括如下步骤：
步骤一、利用式(1)建立柔性多状态开关的等效模型：
Figure BDA0003042326130000021
式(1)中，
Figure BDA0003042326130000022
和
Figure BDA0003042326130000023
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电流在d轴上的正、负序分量和在q轴上的正、负序分量；
Figure BDA0003042326130000024
和
Figure BDA0003042326130000025
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电压在d轴上的正、负序分量和q轴上的正、负序分量；
Figure BDA0003042326130000026
和
Figure BDA0003042326130000027
分别表示电网电压d轴上的正、负序分量和q轴上的正、负序分量；w为电网电压的基波角频率；L为交流滤波电感；R为滤波电感的寄生电阻；
步骤二、根据瞬时无功功率理论，分析直流侧电压波动；
当三相电网不平衡时，利用式(2)得到背靠背型电压源变流器网侧的瞬时复功率S：
Figure BDA0003042326130000028
式(2)中，P表示单个端口的背靠背型电压源变流器流入直流母线的瞬时有功功率，Q表示单个端口的背靠背型电压源变流器流入直流母线的瞬时无功功率，Edq表示背靠背型电压源变流器输出的电压，Idq表示背靠背型电压源变流器输出的电流，
Figure BDA0003042326130000029
和
Figure BDA00030423261300000210
表示背靠背型电压源变流器输出电压的正序和负序，
Figure BDA00030423261300000211
和
Figure BDA00030423261300000212
表示背靠背型电压源变流器输出电流的正序和负序，j表示复数，t表示时刻，上标*表示共轭，并有：
Figure BDA00030423261300000213
式(3)中，P0、Q0分别是单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率的平均分量和瞬时无功功率的平均分量；Pc、Qc是分别单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率二倍频波动分量的余弦幅值和瞬时无功功率二倍频波动分量的余弦幅值；Ps、Qs是分别单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率二倍频波动分量的正弦幅值和瞬时无功功率二倍频波动分量的正弦幅值；ε是正序初始角θ+和负序初始角θ-的差值；
利用式(4)建立直流母线电容的储能波动方程：
Figure BDA0003042326130000031
式(4)中，P(k)为第k个端口背靠背型电压源变流器的流入电容的瞬时功率，其中，k＝1，2，3；C为直流侧电容；Udc为直流侧电压；
由式(4)得到如式(5)所示的直流侧电压与有功功率的关系式：
Figure BDA0003042326130000032
式(5)中，
Figure BDA0003042326130000033
表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率的平均分量，
Figure BDA0003042326130000034
表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率二倍频波动分量的余弦幅值，
Figure BDA0003042326130000035
表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率二倍频波动分量的正弦幅值；
步骤三、采用电流分序控制方法进行内环控制；
步骤3.1、在端口1和端口3中，令Pc＝Ps＝0，并利用式(6)得到d轴正、负序指令电流
Figure BDA0003042326130000036
以及q轴正、负序指令电流
Figure BDA0003042326130000037
Figure BDA0003042326130000038
式(6)中，
Figure BDA0003042326130000039
分别为背靠背型电压源变流器输出的有功功率的参考值和无功功率的参考值，
Figure BDA00030423261300000310
表示背靠背型电压源变流器输出的d轴负序电压，
Figure BDA00030423261300000311
表示背靠背型电压源变流器输出的d轴正序电压，
Figure BDA00030423261300000312
为电网电压不平衡参数；
步骤3.2、利用陷波器对正负序电压、电流的分离；
步骤3.3、采用如式(7)所示的正负序解耦双闭环控制方法得到电网电压d轴的正、负序分量参考值
Figure BDA00030423261300000313
和q轴的正、负序分量参考值
Figure BDA00030423261300000314
Figure BDA0003042326130000041
式(7)中，kp、ki分别为电流控制比例、积分增益；s为积分；
Figure BDA0003042326130000042
和
Figure BDA0003042326130000043
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电压在d轴上的正、负序分量指令值和q轴上的正、负序分量指令值；
步骤四、设计负序外环控制器对柔性多状态开关进行外环电压控制；
步骤4.1、利用式(8)和式(9)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的a相正序调制信号map(t)和a相负序调制信号man(t)：
map(t)＝mpcos(wt+δp) (8)
man(t)＝mncos(wt+δn) (9)
步骤4.2、利用式(10)和式(11)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mbp(t)和b相负序调制信号mbn(t)：
Figure BDA0003042326130000044
Figure BDA0003042326130000045
步骤4.3、利用式(12)和式(13)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mcp(t)和b相负序调制信号mcn(t)：
Figure BDA0003042326130000046
Figure BDA0003042326130000047
步骤4.4、利用式(14)和式(15)分别得到在dq+坐标系下SPWM调制的正序电压
Figure BDA0003042326130000048
和负序电压
Figure BDA0003042326130000049
Figure BDA00030423261300000410
Figure BDA0003042326130000051
式(14)和式(15)中，mp、mn分别为正负序调制比；
步骤4.5、利用式(16)得到端口2的交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure BDA0003042326130000052
式(16)中，Re表示实部部分；Udq表示交流侧d轴和q轴电压分量；Idq表示交流侧d轴和q轴电流分量；并有：
Figure BDA0003042326130000053
式(17)中，
Figure BDA0003042326130000054
分别表示在dq+坐标系下的电压正序和负序分量，
Figure BDA0003042326130000055
分别表示在dq+坐标系下的电流正序和负序分量；
步骤4.6、将式(14)、式(15)和式(17)代入到式(16)中，从而得到式(18)所示的交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure BDA0003042326130000056
式(18)中，i0表示直流侧电流中的直流分量；i2表示直流侧电流中的二倍频分量，并有：
Figure BDA0003042326130000057
式(19)中，
Figure BDA0003042326130000058
分别表示dq+坐标系下d轴正序、q轴正序分量；
Figure BDA0003042326130000059
分别表示dq-坐标系下d轴电流负序、q轴电流负序分量；
Figure BDA00030423261300000510
分别表示dq+坐标系下d轴电流负序、q轴电流负序分量；
步骤4.7、利用式(20)得到端口2的直流侧瞬时有功功率Pdc2：
Pdc2＝Udciout2 (20)
式(20)中，iout2表示端口2流入直流侧电容的电流；
步骤4.8、令端口2交流侧和直流侧的瞬时有功功率相等，从而利用式(21)得到端口2直流侧和交流侧的电流关系；
Figure BDA00030423261300000511
步骤4.9、根据三端口柔性多状态开关拓扑结构，利用式(22)得到电流关系式：
Figure BDA0003042326130000061
式(22)中，iout1、iout2、iout3分别表示端口1、端口2、端口3流入直流侧的电流值；
步骤4.10、利用式(23)对直流侧电压Udc进行拆分，从而得到式(24)：
Udc＝Udc0+udc2 (23)
Figure BDA0003042326130000062
式(23)中，Udc0表示直流侧电压的平均分量，udc2表示直流侧电压的二倍频分量；
步骤4.11、当端口2的电网电压发生不平衡时，对直流分量Udc0进行PI控制后得到d轴正序分量
Figure BDA0003042326130000063
对二倍频分量udc2进行谐振积分控制后得到d轴负序分量
Figure BDA0003042326130000064
通过积分器对电流d轴负序参考电流
Figure BDA0003042326130000065
进行积分并得到q轴负序参考电流
Figure BDA0003042326130000066
以正序和负序参考电流作用于电流内环，从而消除直流电压的二倍频分量，以实现电压波动的抑制。
本发明所述的基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法的特点也在于，所述PI控制是通过RBF神经网络自适应PI控制器实现的；
所述RBF神经网络自整定PI控制器包括常规PI控制器和RBF神经网络控制器；
所述常规PI控制器通过改变比例常数kp、积分常数ki的参数值，以闭环反馈方式对电压外环的输出进行调节控制；
所述RBF神经网络控制器接受来自电压外环的误差量，并通过闭环反馈控制自身权重系数的变化，从而输出局部最优解(Δkp,Δki)后传输给所述常规PI控制器，以实现常规PI控制器的参数自适应调节，其中，Δkp，Δki为RBF神经网络控制器实时控制的参数变化量。
与已有技术相比，本发明的有益效果体现在：
1本发明针对配电网中一次设备对电网的调控能力出现严重不足，分析了当配电网发生三相不平衡时的危害，引入了柔性多状态开关并建立其等效模型，提出的控制策略不仅适用于单端口网络，也适用于多端口网络。
2本发明采用的双序控制相比于普通的单序控制，通过增加负序控制支路能够更准确地追踪负序电压，以达到对负序电流的准确控制，以消除二倍频分量。
3本发明通过分析不平衡条件下影响直流侧电压波动的因素，直接对直流侧电压二倍频分量进行比例谐振积分控制，得到负序参考电流指令值，正序分量则由PI控制得到，进而能进行分序控制，从而作用于内环以抑制直流侧电压波动。
4本发明采用的RBF神经网络自适应PI控制器相比于普通PI控制器，神经网络能够在线自适应调整PI控制器参数，从而提高了系统的抗干扰能力。
附图说明
图1为本发明配电网中三端口柔性多状态开关主电路拓扑图；
图2为本发明外环直流电压与无功功率控制框图；
图3为本发明RBF神经网络自整定PI控制器结构框图。
具体实施方式
本实施例中，一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，如图1所示，其中，柔性多状态开关是由多个背靠背型电压源变流器组成，各背靠背型电压源变流器的交流侧通过馈线连接在不同的配电网上，柔性多状态开关的端口1和端口3采用有功功率和无功功率控制，柔性多状态开关的端口2采用直流电压与无功功率控制；该抑制方法是按如下步骤进行：
步骤一、建立柔性多状态开关等效模型；
由于变流器采用三相三线制没有零序通路，故可以忽略零序分量。当电网不平衡时，电网电压复矢量Eαβ可以分解为正序电压矢量
Figure BDA0003042326130000071
和负序电压矢量
Figure BDA0003042326130000072
Figure BDA0003042326130000073
同理，变流器输出电压复矢量Uαβ和电流复矢量Iαβ可以表示为：
Figure BDA0003042326130000074
Figure BDA0003042326130000075
变流器在αβ的坐标系下数学模型为：
Figure BDA0003042326130000076
综合式(1)到式(4)，可得正负旋转坐标系下数学模型为：
Figure BDA0003042326130000081
式(5)中，
Figure BDA0003042326130000082
表示变流器输出电流d轴和q轴的正负序分量；
Figure BDA0003042326130000083
Figure BDA0003042326130000084
表示变流器输出电压d轴和q轴的正负序分量；
Figure BDA0003042326130000085
表示电网电压d轴和q轴的正负序分量；w为电网电压的基波角频率；L为交流滤波电感；R为滤波电感的寄生电阻；
步骤二、根据瞬时无功功率理论，分析直流侧电压波动；
当三相电网不平衡时，并网逆变器网侧的瞬时复功率S可表示为：
Figure BDA0003042326130000086
式(6)中，P表示单个端口逆变器流入直流母线的瞬时有功功率，Q表示单个端口逆变器流入直流母线的瞬时无功功率，Edq表示背靠背型电压源变流器输出的电压，Idq表示背靠背型电压源变流器输出的电流，
Figure BDA0003042326130000087
和
Figure BDA0003042326130000088
表示背靠背型电压源变流器输出电压的正序和负序，
Figure BDA0003042326130000089
和
Figure BDA00030423261300000810
表示背靠背型电压源变流器输出电流的正序和负序，j表示复数，t表示时刻，上标*表示共轭，并有：
Figure BDA00030423261300000811
式(7)中，P0、Q0是瞬时有功功率和无功功率的平均分量；Pc、Qc是瞬时有功功率和无功功率二倍频波动分量的余弦幅值；Ps、Qs是瞬时有功和无功功率二倍频波动分量的正弦幅值；ε是正序初始角θ+和负序初始角θ-的差值。
按照电网电压定向的原则，同步旋转坐标系的d+轴与电网电压正序矢量重合，同步旋转坐标系的d-轴与电网电压负序矢量重合，故此时：
Figure BDA00030423261300000812
式(7)中P0、Q0、Pc、Qc、Ps、Qs的计算式见式(8)：
Figure BDA0003042326130000091
柔性多状态开关多个端口有功功率交换通过直流母线电容进行，根据能量守恒，利用式(9)建立直流母线电容的储能波动方程：
Figure BDA0003042326130000092
式(9)中，P(k)为第k个端口逆变器的流入电容的瞬时功率，其中，k＝1，2，3，C为直流侧电容；Udc为直流侧电压。
将式(7)带入到式(9)中得到：
Figure BDA0003042326130000093
式(10)中，
Figure BDA0003042326130000094
表示第k个端口有功功率的平均分量，
Figure BDA0003042326130000095
表示第k个端口有功功率二倍频波动分量的余弦幅值，
Figure BDA0003042326130000096
表示第k个端口有功功率二倍频波动分量的正弦幅值；
当馈线上的负载或三相电源出现不平衡时，其连接的变流器瞬时功率也会发生波动，
Figure BDA0003042326130000097
便不再成立，部分功率会从直流母线电容流入或流出，使直流侧电压Udc迅速上升或跌落，表现为扰动型波动。同时当一个或者多个端口的电网不平衡时，不平衡端口的瞬时功率含有一定正、余弦分量，从而导致式(10)右侧有2倍电网频率的正弦函数，直流侧电压Udc因此产生2倍频波动。
步骤三、采用电流分序控制方法进行内环控制；
步骤3.1有功功率和无功功率控制端口以消除有功功率二倍频波动为目标，由式(8)，令Pc＝Ps＝0，可得d轴和q轴正负序指令电流为：
Figure BDA0003042326130000101
式(11)中，
Figure BDA0003042326130000102
为逆变器输出有功功率和无功功率的参考值，
Figure BDA0003042326130000109
表示变流器输出d轴负序电压，
Figure BDA0003042326130000103
表示变流器输出d轴正序电压，
Figure BDA0003042326130000104
为电网电压不平衡参数；
步骤3.2正负序电压、电流的分离；
电网不平衡时，电网电压在正序dq坐标系下，正序分量为直流分量，而负序分量为二次谐波分量；同理，电网电压在负序dq坐标系下，负序分量为直流分量，而正序分量为二次谐波分量。故只需滤除正负序dq坐标系下相应的二次谐波分量即可实现电网电压正负序分离。本专利中采用易于实现的非理想陷波器，其传递函数表示为：
Figure BDA0003042326130000105
式(12)中，w0为陷波器的角频率，此时w0为2倍电网电压频率，Q为陷波器的品质因数。
步骤3.3采用正负序解耦双闭环控制，根据电流前馈解耦的控制规律，三相逆变器正、负序电流内环前馈解耦控制算法为：
Figure BDA0003042326130000106
式(13)中，kp、ki为电流控制比例、积分增益；s为积分；
Figure BDA0003042326130000107
为电网电压d轴和q轴的正负序分量参考值；
Figure BDA0003042326130000108
表示变流器输出电压d轴和q轴的正负序分量；
Figure BDA0003042326130000111
表示变流器输出电压d轴和q轴的正负序分量指令值；
步骤四、设计负序外环控制器对柔性多状态开关进行外环电压控制；
步骤4.1、利用式(14)和式(15)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的a相正序调制信号map(t)和a相负序调制信号man(t)：
map(t)＝mpcos(wt+δp) (14)
man(t)＝mncos(wt+δn) (15)
步骤4.2、利用式(16)和式(17)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mbp(t)和b相负序调制信号mbn(t)：
Figure BDA0003042326130000112
Figure BDA0003042326130000113
步骤4.3、利用式(18)和式(19)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mcp(t)和b相负序调制信号mcn(t)：
Figure BDA0003042326130000114
Figure BDA0003042326130000115
步骤4.4、利用式(20)和式(21)分别得到在dq+坐标系下SPWM调制的正序电压
Figure BDA0003042326130000116
和负序电压
Figure BDA0003042326130000117
Figure BDA0003042326130000118
Figure BDA0003042326130000119
式(20)和式(21)中，mp、mn分别为正负序调制比；
步骤4.5、利用式(22)得到端口2的交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure BDA00030423261300001110
式(22)中，Re表示实部部分；Udq表示交流侧d轴和q轴电压分量；Idq表示交流侧d轴和q轴电流分量；并有：
Figure BDA0003042326130000121
式(23)中，
Figure BDA0003042326130000122
分别表示在dq+坐标系下的电压正序和负序分量，
Figure BDA0003042326130000123
分别表示在dq+坐标系下的电流正序和负序分量；
步骤4.6、将式(20)、式(21)和式(23)代入到式(22)中，从而利用式(24)得到交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure BDA0003042326130000124
式(24)中，i0表示直流侧电流中的直流分量；i2表示直流侧电流中的二倍频分量，并有：
Figure BDA0003042326130000125
式(25)中，
Figure BDA0003042326130000126
分别表示dq+坐标系下d轴正序、q轴正序分量；
Figure BDA0003042326130000127
分别表示dq-坐标系下d轴负序、q轴负序分量；
Figure BDA0003042326130000128
分别表示dq+坐标系下d轴负序、q轴负序分量；
步骤4.7、利用式(26)得到端口2的直流侧瞬时有功功率Pdc：
Pdc2＝Udciout2 (26)
式(26)中，iout2表示端口2流入直流侧电容的电流。
步骤4.8、端口2交流侧和直流侧的瞬时有功功率相等，比较式(24)和式(26)，从而利用式(27)得到端口2直流侧和交流侧的电流关系；
Figure BDA0003042326130000129
步骤4.9、根据三端口柔性多状态开关拓扑结构，利用式(28)得到电流关系式：
Figure BDA00030423261300001210
式(28)中，iout1、iout2、iout3分别表示端口1、端口2、端口3流入直流侧电容的电流值；
步骤4.10、利用式(29)对直流侧电压Udc进行拆分，将式(29)带入式(28)从而得到式(30)：
Udc＝Udc0+udc2 (29)
Figure BDA00030423261300001211
式(29)中，Udc0表示直流侧电压的平均分量，udc2表示直流侧电压的二倍频分量。
步骤4.11、当端口2的电网电压发生不平衡时，对直流分量Udc0进行PI控制后得到d轴正序分量
Figure BDA0003042326130000131
对二倍频分量udc2进行谐振积分控制后得到d轴负序分量
Figure BDA0003042326130000132
通过积分器对电流d轴负序参考电流
Figure BDA0003042326130000133
进行积分即可以得到q轴负序参考电流
Figure BDA0003042326130000134
其中，谐振积分控制器的传递函数表示为：
Figure BDA0003042326130000135
式(31)中，Kr为谐振系数；w为截止频率；wc为谐振频率。
因此，控制框图如图2所示。
步骤五、构建RBF神经网络自适应PI控制器；
RBF神经网络是一个单隐层的三层前馈网络，输入到输出的映射是非线性的，而隐层到输出的映射是线性的。图中，X＝[x1,x2,...,xn]T代表网络输入向量，w＝[w1,w2,...,wj,...,wm]T代表权向量。隐层的径向基函数采用高斯函数为
Figure BDA0003042326130000136
式(32)中，Cj＝[cj1,cj2,...,cji,...,cjm]T表示第j个节点中心矢量，B＝[b1,b2,...,bm]T表示隐层节点基宽向量。
k时刻辨识网络的输出为：
ym(k)＝wTH＝w1h1+w2h2+...+wmhm (33)
假设y(k)代表系统的理想输出，则辨识网络的性能指标函数可表示为
Figure BDA0003042326130000137
基于梯度下降法使得辨识网络性能指标最小化，可得出输出权值、节点基宽参数、节点中心的迭代算法为：
Figure BDA0003042326130000141
式(35)中，η为学习速率，α为动量因子。
RBF神经网络自整定PI控制器的结构框图如图3所示，图中，主要控制系统由2两部分组成，其一是传统的PI控制器，通过改变kp、ki参数值，直接以闭环反馈方式对被控对象的输出进行调节控制，进而来完善控制器调节性能；其二是RBF神经网络控制器，控制器本身接受来自被控对象的误差量，通过闭环反馈直接控制自身权重系数的变化，输出局部最优解(Δkp,Δki)，并传输给传统PI控制器，实现PI控制器参数的自适应调节，改善系统动态调节性能。此处，Udcref(k)为母线电压有效值的参考量；ym(k)为经过RBF控制器辨识后的输出电压，Δkp，Δki为RBF模型实时控制的参数变化量。
RBF-PI控制器可以采用增量型PI控制，其控制误差为：
e(k)＝Udcref(k)-y(k) (36)
控制器输出为：
Figure BDA0003042326130000142
增量型PI控制算法为：
Δu(k)＝kp(e(k)-e(k-1))+kie(k) (38)
PI控制器的两个输入为：
Figure BDA0003042326130000143
设RBF神经网络性能指标衡量函数为：
Figure BDA0003042326130000144
基于RBF神经网络的自学习能力，网络能够自适应整定PI的2个参数。其中，各个参数的变化量按照梯度下降法原则刷新，结果如下：
Figure BDA0003042326130000151
式(41)中，ηp和ηi分别为比例和积分的学习率；
Figure BDA0003042326130000152
信息，为被控对象的输出对控制输入的灵敏度函数，可表示为：
Figure BDA0003042326130000153
其中，每次迭代是沿着负梯度的方向搜索，Δkp，Δki为实时参数调节变化量，参与完成PI控制器参数在线自适应变化。
综上所述，RBF神经网络整定PI参数法的主要原理是通过自适应方法，持续不断地在线修正PI控制器的Δkp，Δki参数。
基于以上过程，PI控制器的输出为：
u(k)＝u(k-1)+kpx1(k)+kix2(k) (43)
式(43)中，x1(k)、x2(k)表示PI控制器地两个输入量；u(k)表示k时刻的输出；u(k-1)表示(k-1)时刻的输出。
RBF神经网络外环电压控制算法实施步骤如下：
(1)神经网络参数初始化。包括RBF神经网络和PI控制器参数初值。
(2)对输入信号Udcref(k)和系统输出y(k)进行采样，并计算控制误差。
(3)计算单神经元的输出，为PI控制器的两个参数。
(4)对RBF神经网络参数进行优化。
(5)通过式(37)计算控制器输出，并根据式(42)得到辨识信息。
(6)对PI控制器加权系数进行计算。
(7)返回步骤(2)进行下一次采样控制，且k＝k+1。
因此，基于RBF神经网络的自整定PI控制框图如图3所示。

Claims (2)

1.一种基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，所述柔性多状态开关是由多个背靠背型电压源变流器组成，各背靠背型电压源变流器的交流侧通过馈线连接在不同的配电网上，柔性多状态开关的端口1和端口3采用有功功率和无功功率控制，柔性多状态开关的端口2采用直流电压与无功功率控制，其特征是，所述电压波动抑制方法包括如下步骤：
步骤一、利用式(1)建立柔性多状态开关的等效模型：
Figure FDA0003042326120000011
式(1)中，
Figure FDA0003042326120000012
和
Figure FDA0003042326120000013
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电流在d轴上的正、负序分量和在q轴上的正、负序分量；
Figure FDA0003042326120000014
和
Figure FDA0003042326120000015
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电压在d轴上的正、负序分量和q轴上的正、负序分量；
Figure FDA0003042326120000016
和
Figure FDA0003042326120000017
分别表示电网电压d轴上的正、负序分量和q轴上的正、负序分量；w为电网电压的基波角频率；L为交流滤波电感；R为滤波电感的寄生电阻；
步骤二、根据瞬时无功功率理论，分析直流侧电压波动；
当三相电网不平衡时，利用式(2)得到背靠背型电压源变流器网侧的瞬时复功率S：
Figure FDA0003042326120000018
式(2)中，P表示单个端口的背靠背型电压源变流器流入直流母线的瞬时有功功率，Q表示单个端口的背靠背型电压源变流器流入直流母线的瞬时无功功率，Edq表示背靠背型电压源变流器输出的电压，Idq表示背靠背型电压源变流器输出的电流，
Figure FDA0003042326120000019
和
Figure FDA00030423261200000110
表示背靠背型电压源变流器输出电压的正序和负序，
Figure FDA00030423261200000111
和
Figure FDA00030423261200000112
表示背靠背型电压源变流器输出电流的正序和负序，j表示复数，t表示时刻，上标*表示共轭，并有：
Figure FDA00030423261200000113
式(3)中，P0、Q0分别是单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率的平均分量和瞬时无功功率的平均分量；Pc、Qc是分别单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率二倍频波动分量的余弦幅值和瞬时无功功率二倍频波动分量的余弦幅值；Ps、Qs是分别单个端口的背靠背型电压源变流器的瞬时有功功率二倍频波动分量的正弦幅值和瞬时无功功率二倍频波动分量的正弦幅值；ε是正序初始角θ+和负序初始角θ-的差值；
利用式(4)建立直流母线电容的储能波动方程：
Figure FDA0003042326120000021
式(4)中，P(k)为第k个端口背靠背型电压源变流器的流入电容的瞬时功率，其中，k＝1，2，3；C为直流侧电容；Udc为直流侧电压；
由式(4)得到如式(5)所示的直流侧电压与有功功率的关系式：
Figure FDA0003042326120000022
式(5)中，Po (k)表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率的平均分量，Pc (k)表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率二倍频波动分量的余弦幅值，Ps (k)表示第k个端口背靠背型电压源变流器的有功功率二倍频波动分量的正弦幅值；
步骤三、采用电流分序控制方法进行内环控制；
步骤3.1、在端口1和端口3中，令Pc＝Ps＝0，并利用式(6)得到d轴正、负序指令电流
Figure FDA0003042326120000023
以及q轴正、负序指令电流
Figure FDA0003042326120000024
Figure FDA0003042326120000025
式(6)中，
Figure FDA0003042326120000026
分别为背靠背型电压源变流器输出的有功功率的参考值和无功功率的参考值，
Figure FDA0003042326120000027
表示背靠背型电压源变流器输出的d轴负序电压，
Figure FDA0003042326120000028
表示背靠背型电压源变流器输出的d轴正序电压，
Figure FDA0003042326120000029
为电网电压不平衡参数；
步骤3.2、利用陷波器对正负序电压、电流的分离；
步骤3.3、采用如式(7)所示的正负序解耦双闭环控制方法得到电网电压d轴的正、负序分量参考值
Figure FDA0003042326120000031
和q轴的正、负序分量参考值
Figure FDA0003042326120000032
Figure FDA0003042326120000033
式(7)中，kp、ki分别为电流控制比例、积分增益；s为积分；
Figure FDA0003042326120000034
和
Figure FDA0003042326120000035
分别表示背靠背型电压源变流器的输出电压在d轴上的正、负序分量指令值和q轴上的正、负序分量指令值；
步骤四、设计负序外环控制器对柔性多状态开关进行外环电压控制；
步骤4.1、利用式(8)和式(9)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的a相正序调制信号map(t)和a相负序调制信号man(t)：
map(t)＝mpcos(wt+δp) (8)
man(t)＝mncos(wt+δn) (9)
步骤4.2、利用式(10)和式(11)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mbp(t)和b相负序调制信号mbn(t)：
Figure FDA0003042326120000036
Figure FDA0003042326120000037
步骤4.3、利用式(12)和式(13)分别得到t时刻背靠背型电压源变流器的b相正序调制信号mcp(t)和b相负序调制信号mcn(t)：
Figure FDA0003042326120000038
Figure FDA0003042326120000039
步骤4.4、利用式(14)和式(15)分别得到在dq+坐标系下SPWM调制的正序电压
Figure FDA00030423261200000310
和负序电压
Figure FDA00030423261200000311
Figure FDA0003042326120000041
Figure FDA0003042326120000042
式(14)和式(15)中，mp、mn分别为正负序调制比；
步骤4.5、利用式(16)得到端口2的交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure FDA0003042326120000043
式(16)中，Re表示实部部分；Udq表示交流侧d轴和q轴电压分量；Idq表示交流侧d轴和q轴电流分量；并有：
Figure FDA0003042326120000044
式(17)中，
Figure FDA0003042326120000045
分别表示在dq+坐标系下的电压正序和负序分量，
Figure FDA0003042326120000046
分别表示在dq+坐标系下的电流正序和负序分量；
步骤4.6、将式(14)、式(15)和式(17)代入到式(16)中，从而得到式(18)所示的交流侧瞬时有功功率Pac2：
Figure FDA0003042326120000047
式(18)中，i0表示直流侧电流中的直流分量；i2表示直流侧电流中的二倍频分量，并有：
Figure FDA0003042326120000048
式(19)中，
Figure FDA0003042326120000049
分别表示dq+坐标系下d轴正序、q轴正序分量；
Figure FDA00030423261200000410
分别表示dq-坐标系下d轴电流负序、q轴电流负序分量；
Figure FDA00030423261200000411
分别表示dq+坐标系下d轴电流负序、q轴电流负序分量；
步骤4.7、利用式(20)得到端口2的直流侧瞬时有功功率Pdc2：
Pdc2＝Udciout2 (20)
式(20)中，iout2表示端口2流入直流侧电容的电流；
步骤4.8、令端口2交流侧和直流侧的瞬时有功功率相等，从而利用式(21)得到端口2直流侧和交流侧的电流关系；
Figure FDA0003042326120000051
步骤4.9、根据三端口柔性多状态开关拓扑结构，利用式(22)得到电流关系式：
Figure FDA0003042326120000052
式(22)中，iout1、iout2、iout3分别表示端口1、端口2、端口3流入直流侧的电流值；
步骤4.10、利用式(23)对直流侧电压Udc进行拆分，从而得到式(24)：
Udc＝Udc0+udc2 (23)
Figure FDA0003042326120000053
式(23)中，Udc0表示直流侧电压的平均分量，udc2表示直流侧电压的二倍频分量；
步骤4.11、当端口2的电网电压发生不平衡时，对直流分量Udc0进行PI控制后得到d轴正序分量
Figure FDA0003042326120000054
对二倍频分量udc2进行谐振积分控制后得到d轴负序分量
Figure FDA0003042326120000055
通过积分器对电流d轴负序参考电流
Figure FDA0003042326120000056
进行积分并得到q轴负序参考电流
Figure FDA0003042326120000057
以正序和负序参考电流作用于电流内环，从而消除直流电压的二倍频分量，以实现电压波动的抑制。
2.根据权利要求1所述的基于柔性多状态开关直流侧的电压波动抑制方法，其特征是，所述PI控制是通过RBF神经网络自适应PI控制器实现的；
所述RBF神经网络自整定PI控制器包括常规PI控制器和RBF神经网络控制器；
所述常规PI控制器通过改变比例常数kp、积分常数ki的参数值，以闭环反馈方式对电压外环的输出进行调节控制；
所述RBF神经网络控制器接受来自电压外环的误差量，并通过闭环反馈控制自身权重系数的变化，从而输出局部最优解(Δkp,Δki)后传输给所述常规PI控制器，以实现常规PI控制器的参数自适应调节，其中，Δkp，Δki为RBF神经网络控制器实时控制的参数变化量。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783192A (zh) * 2021-10-28 2021-12-10 湖南大学 面向配电网多端柔性互联的能量快速平衡控制方法
CN113964877A (zh) * 2021-12-21 2022-01-21 中国电力科学研究院有限公司 一种电压不平衡下风电机组并网能力的提升方法及系统
CN117997154A (zh) * 2024-04-07 2024-05-07 国网天津市电力公司电力科学研究院 构网变换器功率控制方法、装置、电子设备及存储介质

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105375804A (zh) * 2015-12-17 2016-03-02 福州大学 一种不对称电压下基于npc拓扑并网逆变器的模型预测电流控制方法
CN107154636A (zh) * 2017-04-19 2017-09-12 南昌大学 电网电压不平衡时基于虚拟同步发电机的多目标优化控制方法
WO2017198042A1 (zh) * 2016-05-18 2017-11-23 珠海格力电器股份有限公司 双pwm变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法
CN108493967A (zh) * 2018-05-09 2018-09-04 合肥工业大学 不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法
CN109149623A (zh) * 2017-06-18 2019-01-04 南京理工大学 一种基于模块化多电平柔性直流输电风电场并网的控制方法
CN109274284A (zh) * 2018-10-18 2019-01-25 华南理工大学 一种不平衡电网下并网逆变器的柔性功率控制方法
CN109787256A (zh) * 2019-02-15 2019-05-21 合肥工业大学 基于柔性多状态开关的三相不平衡无功电压控制方法
CN110021953A (zh) * 2019-04-29 2019-07-16 合肥工业大学 电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法
US20190245458A1 (en) * 2018-02-03 2019-08-08 S&C Electric Company Three phase inverter grid voltage feed forward method under unbalanced operating conditions
CN110176770A (zh) * 2019-06-10 2019-08-27 上海电力学院 电网电压不平衡时mmc型有源电力滤波器的控制方法
CN111628513A (zh) * 2020-05-25 2020-09-04 山东大学 直驱风机不对称故障直流母线二倍频电压抑制方法及系统
CN112653342A (zh) * 2021-01-18 2021-04-13 南京理工大学 一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105375804A (zh) * 2015-12-17 2016-03-02 福州大学 一种不对称电压下基于npc拓扑并网逆变器的模型预测电流控制方法
WO2017198042A1 (zh) * 2016-05-18 2017-11-23 珠海格力电器股份有限公司 双pwm变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法
CN107154636A (zh) * 2017-04-19 2017-09-12 南昌大学 电网电压不平衡时基于虚拟同步发电机的多目标优化控制方法
CN109149623A (zh) * 2017-06-18 2019-01-04 南京理工大学 一种基于模块化多电平柔性直流输电风电场并网的控制方法
US20190245458A1 (en) * 2018-02-03 2019-08-08 S&C Electric Company Three phase inverter grid voltage feed forward method under unbalanced operating conditions
CN108493967A (zh) * 2018-05-09 2018-09-04 合肥工业大学 不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法
CN109274284A (zh) * 2018-10-18 2019-01-25 华南理工大学 一种不平衡电网下并网逆变器的柔性功率控制方法
CN109787256A (zh) * 2019-02-15 2019-05-21 合肥工业大学 基于柔性多状态开关的三相不平衡无功电压控制方法
CN110021953A (zh) * 2019-04-29 2019-07-16 合肥工业大学 电网电压不平衡时柔性多状态开关的直流侧电压控制方法
CN110176770A (zh) * 2019-06-10 2019-08-27 上海电力学院 电网电压不平衡时mmc型有源电力滤波器的控制方法
CN111628513A (zh) * 2020-05-25 2020-09-04 山东大学 直驱风机不对称故障直流母线二倍频电压抑制方法及系统
CN112653342A (zh) * 2021-01-18 2021-04-13 南京理工大学 一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
J. GEORGE HWANG 等: "A Single-Input Space Vector for Control of AC–DC Converters Under Generalized Unbalanced Operating Conditions", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
刘军 等: "电网电压不平衡时对风电并网变流器的控制研究", 《电气传动》 *
张国荣 等: "柔性多状态开关直流侧电压纹波的抑制策略", 《高电压技术》 *
谢宙桦 等: "不平衡电压下基于RBF网络并网变流器的控制", 《控制工程》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783192A (zh) * 2021-10-28 2021-12-10 湖南大学 面向配电网多端柔性互联的能量快速平衡控制方法
CN113783192B (zh) * 2021-10-28 2023-09-22 湖南大学 面向配电网多端柔性互联的能量快速平衡控制方法
CN113964877A (zh) * 2021-12-21 2022-01-21 中国电力科学研究院有限公司 一种电压不平衡下风电机组并网能力的提升方法及系统
CN117997154A (zh) * 2024-04-07 2024-05-07 国网天津市电力公司电力科学研究院 构网变换器功率控制方法、装置、电子设备及存储介质

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