CN106300444A - 一种三相pwm变换器功率预测分层控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相PWM变换器功率预测分层控制方法，包括以下过程：采样三相变换器输入端的三相电网电压和三相电网相电流；求取两相静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；将所得P和Q输入扩张状态观测器中，得到系统扰动量的实时观测值Z_2P和Z_2Q；采样直流侧电压u_dc，经过上层自抗扰控制(ADRC)获得有功指令P_ref；根据P_ref、无功指令Q_ref、P、Q和Z_2P、Z_2Q，经扰动跟踪控制得到有功扰动控制量u_P和无功扰动控制量u_Q；根据u_P和u_Q，结合电网电压的αβ分量，计算变换器电压指令值u_{ca_ref}、u_{cb_ref}和u_{cc_ref}；最后电压指令值经PWM调制获得变换器的开关信号。该方法可以实现对三相PWM变换器的直接功率控制，还能跟踪电网电压和直流侧负载变化扰动，维持变换器稳定工作。

Description

一种三相PWM变换器功率预测分层控制方法

技术领域

本发明涉及三相PWM变换器，特别是一种可以应对电网扰动和直流侧负载剧烈变化的功率预测分层控制方法。

背景技术

近年来，随着现代电力电子技术的发展，PWM变换器技术已日趋成熟，PWM变换器主电路从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路。由于常规整流环节广泛采用了二极管不可控整流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功功率，降低了功率因数。PWM变换器可以实现网侧电流正弦化，且可以运行于单位功率因数，实现能量双向传输，具有较快的动态控制响应，因而真正实现了“绿色电能变换”。

同时，分布式电源技术也得到了极大提升。然而在孤岛系统中，通常所采用光伏、风电、柴油发电等电源具有输出电压幅值和频率波动大等特点，这类电网扰动会影响负载变换器的稳定运行，同时，直流侧负载的剧烈变化也会加剧电源装置输出电压的波动。PWM变换器需要应对输出端电网电压的扰动和减少输出端直流电压的波动，这样才能保证后级负荷的正常、可靠工作。而传统的PID控制存在控制输出的响应速度与超调的折中。因此为了解决这些问题，自抗扰控制因为其出色的控制性能得到广泛关注。

自抗扰控制是一种自动检测系统的模型和外扰实时作用并予以补偿的非线性鲁棒控制技术，这种控制方法用配置非线性结构替代极点配置进行控制系统的设计，依靠期望轨迹与实际轨迹的误差大小和方向来实施非线性反馈控制，是一种基于过程误差来减小误差的方法。而预测控制可以在控制周期对系统可能的未来状态进行计算和评判，是一种非线性的优化控制方法，具有控制简单，鲁棒性强等特点。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相PWM变换器功率预测分层控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相PWM变换器功率预测分层控制方法，包括功率内环扰动跟踪控制和上层直流侧自抗扰ADRC控制两部分，其特征在于，具体实现过程包括：

1)采样三相PWM变换器输入端的三相电网电压和输入三相PWM变换器中的三相电网电流；

2)根据采样所得三相电网电压和三相电网电流，计算得到两相静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；

3)将所得瞬时有功功率和瞬时无功功率输入至扩张状态观测器中，得到系统扰动量的离散化实时观测值Z_2P和Z_2Q；

4)根据采样得到的三相PWM变换器直流侧电压u_dc，经过上层直流侧自抗扰ADRC控制后获得有功指令信号P_ref；

5)结合有功指令信号P_ref、无功指令信号Q_ref、瞬时有功功率P、瞬时无功功率Q和系统扰动量的实时观测值Z_2P、Z_2Q，计算得到有功扰动控制量u_P和无功扰动控制量u_Q，同时扩张状态观测器结合u_P和u_Q对输出信号进行修正，实现反馈作用；

6)根据u_P和u_Q，结合三相电网电压的αβ分量，计算得到三相PWM变换器电压指令值u_{ca_ref}、u_{cb_ref}和u_{cc_ref}；

7)根据三相PWM变换器电压指令值u_{ca_ref}、u_{cb_ref}和u_{cc_ref}，经过PWM调制获得三相PWM变换器的开关信号。

步骤3)中，系统扰动量的离散化实时观测值Z_2P和Z_2Q的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1(k+1)=Z_1\left(k\right)+T_s{Z}_2\left(k\right)+{\mathrm{\β}}_1{T}_s\[W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\]+{\mathrm{bT}}_{s}U\left(k\right)\\ Z_2(k+1)=Z_2\left(k\right)+{\mathrm{\β}}_2{T}_s\[W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\]\end{array}\right.,k=0,1,\mathrm{2...}n;$

其中Z₁(k+1)和Z₂(k+1)代表k+1时刻扩张状态观测器的输出状态，Z₁＝[Z_1P Z_1Q]^T，Z₂＝[Z_2P Z_2Q]^T，T_s是采样周期，β₁和β₂是扩张状态观测器增益，取决于观测器带宽ω₀，W(k)代表k时刻的瞬时有功功率和无功功率，W(k)＝[P(k)Q(k)]^T，β₁＝2ω₀，b为实际电感参数L的估计值，b＝1.5/L，外部输出控制量U(k)的计算公式为：U(k)＝[ω_cR(k)-ω_cW(k)-Z₂(k)]/b。

步骤4)中，P_ref的计算公式为：

P_ref＝I_dc*u_dc；

直流侧负载电流I_dc由自抗扰ADRC计算得到，计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=v_1+{\mathrm{hv}}_2,v_2=v_2+hfhan(v_1-u_{dcref},v_2,r_1,h)\mathrm{..........}TD\\ \left.\begin{array}{c}{e}_0=z_1-u_{dc},z_1=z_1+h(z_2-{\mathrm{\β}}_{01}{e}_0)\\ z_2=z_2+h(z_3-{\mathrm{\β}}_{02}{e}_0+b_0{I}_{dc}),z_3=z_3+h(-{\mathrm{\β}}_{03}{e}_0)\end{array}\right\}ESO\\ e_1=v_1-z_1,e_2=v_2-z_2\\ \left.\begin{array}{c}{u}_o=-hfhan(e_1,c_1{e}_2,r_2,h_1)\\ I_{dc}=u_o-z_3/b_0\end{array}\right\}\mathrm{.................................}NLSEF\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{d}_0=r{h}^2,a_0=h{x}_2,y=x_1+a_0\\ a_1=y+a_0,a_2=y+a_0\left(\right|a_0|/d_0-1)/2\\ s_y=(sign\left(y-d_0\right)-sign\left(y+d_0\right))/2\\ s_a=(sign\left(a_1-d_0\right)-sign\left(a_1+d_0\right))/2\\ fhan=-r(\left(a_1-sign\left(a_1\right)-sign\left(a_2\right)\right)s_y{s}_a+sign\left(a_1\right)+sign\left(a_2\right))\end{array}\right.$

$sign\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.$

其中，v₁是u_dcref经非线性跟踪-微分单元环节TD产生的光滑过渡跟踪信号，v₂是v₁的微分信号；z₁是u_dc的跟踪信号；e₀是z₁与u_dc的差值；b₀是补偿因子；r是控制量增益；x₁和x₂是表征系统内部的变量；y是系统输出变量；z₂是z₁的微分信号；z₃是对系统模型和外部扰动ω(t)的估计；x为变量。

参数设计公式为：

r₁＝0.0001/h²,β₀₁＝1/h,β₀₂＝1/(3h²),β₀₃＝1/(32h²),

r₂＝0.5/h²,c₁＝0.5,h₁＝5h

其中，h是计算步长。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明可以在不采用锁相环的同时，跟踪电网电压扰动和直流侧负载变化扰动，减小PWM变换器的有功和无功功率波动，提升PWM变换器的响应速度，在电网出现波动的情况下，保证PWM变换器正常稳定工作。

附图说明

图1为三相PWM变换器结构图；

图2为功率预测分层控制方法框图；

图3为自抗扰ADRC控制器拓扑结构图。

具体实施方式

参加图1，为三相PWM变换器结构图。u_sa、u_sb、u_sc分别为三相电网相电压，i_sa、i_sb、i_sc分别为三相电网相电流，选择从电网流入PWM变换器方向为正方向。L为电压型PWM变换器输入滤波电感，且三相电感值相等。R为滤波电感的等效电阻。C为直流侧电容。u_dc为直流侧电压。R_L为直流侧负载的等效电阻。

功率预测分层控制方法框图如附图2所示。将三相电网电压、变换器输出端电压和电流经过abc/αβ变换到静止坐标系下可得：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{s\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{sa}\\ u_{sb}\\ u_{sc}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{u}_{c\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{c\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{ca}\\ u_{cb}\\ u_{cc}\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{s\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{s\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{sa}\\ i_{sb}\\ i_{sc}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，u_sα和u_sβ分别为三相电网电压在αβ坐标轴下的分量，u_cα和u_cβ分别为PWM变换器输入端电压在αβ坐标轴下的分量，i_sα和i_sβ分别为三相电网电流在αβ坐标轴下的分量。

可得αβ坐标轴下PWM变换器系统的电压平衡方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}}=u_{c\mathrm{\&alpha;}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{s\mathrm{\&alpha;}}}{dt}+{\mathrm{Ri}}_{s\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{s\mathrm{\&beta;}}=u_{c\mathrm{\&beta;}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{s\mathrm{\&beta;}}}{dt}+{\mathrm{Ri}}_{s\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

可得电网输入PWM变换器的瞬时有功功率和无功功率为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{3}{2}(i_{s\mathrm{\&alpha;}}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}}+i_{s\mathrm{\&beta;}}{u}_{s\mathrm{\&beta;}})\\ Q=\frac{3}{2}(i_{s\mathrm{\&alpha;}}{u}_{s\mathrm{\&beta;}}-i_{s\mathrm{\&beta;}}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}})\end{array}\right.---\left(4\right)$

电网相电压αβ轴分量存在以下数学关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{du}}_{s\mathrm{\&alpha;}}}{dt}=-{\mathrm{\&omega;u}}_{s\mathrm{\&beta;}}\\ \frac{{\mathrm{du}}_{s\mathrm{\&beta;}}}{dt}={\mathrm{\&omega;u}}_{s\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

可得瞬时有功功率和无功功率的微分表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{dP}{dt}=-\frac{3}{2}(u_{s\mathrm{\&alpha;}}{u}_{c\mathrm{\&alpha;}}+u_{s\mathrm{\&beta;}}{u}_{c\mathrm{\&beta;}})-RP-\mathrm{\&omega;}LQ+\frac{3}{2}(u_{s\mathrm{\&alpha;}}^2+u_{s\mathrm{\&beta;}}^2)\\ L\frac{dQ}{dt}=\frac{3}{2}(u_{s\mathrm{\&alpha;}}{u}_{c\mathrm{\&alpha;}}+u_{s\mathrm{\&beta;}}{u}_{c\mathrm{\&beta;}})-RQ+\mathrm{\&omega;}LP\end{array}\right.---\left(6\right)$

整理可得系统的状态方程为：

$\left[\begin{array}{c}L\frac{dP}{dt}\\ L\frac{dQ}{dt}\end{array}\right]=\frac{1.5}{L}\left[\begin{array}{cc}-u_{s\mathrm{\&alpha;}}& -u_{s\mathrm{\&beta;}}\\ -u_{s\mathrm{\&beta;}}& u_{s\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{c\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{c\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]-\frac{R}{L}\left[\begin{array}{c}P\\ Q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1.5(u_{s\mathrm{\&alpha;}}^2+u_{s\mathrm{\&beta;}}^2)/L-\mathrm{\&omega;}Q\\ \mathrm{\&omega;}P\end{array}\right]---\left(7\right)$

可以化简为：

$\frac{dW}{dt}=bU-aW+D---\left(8\right)$

其中

上述的功率控制方法为一阶系统，需要将其扩张为二阶系统才能观测其动态性能，进行实时跟踪补偿，设扩张系统状态为：

$\left\{\begin{array}{c}{X}_1=W\\ X_2=-aW+D\end{array}\right.---\left(9\right)$

$\frac{{\mathrm{dX}}_1}{dt}=X_2+bU---\left(10\right)$

令H代表X₂的扰动变化率，则有：

$\frac{{\mathrm{dX}}_2}{dt}=H---\left(11\right)$

因此，可得一个采样周期为T_s的离散化扩张状态观测器为：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1(k+1)=Z_1\left(k\right)+T_s{Z}_2\left(k\right)+{\mathrm{\&beta;}}_1{T}_s\&lsqb;W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\&rsqb;+{\mathrm{bT}}_{s}U\left(k\right)\\ Z_2(k+1)=Z_2\left(k\right)+{\mathrm{\&beta;}}_2{T}_s\&lsqb;W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\&rsqb;\end{array}\right.,k=0,1,\mathrm{2...}n---\left(12\right)$

其中，Z₁和Z₂代表观测器输出状态，Z₁＝[Z_1P Z_1Q]^T，Z₂＝[Z_2P Z_2Q]^T，T_s是采样周期，β₁和β₂是观测器增益，取决于观测器带宽ω₀，β₁＝2ω₀，b为实际电感参数的估计值，b＝1.5/L。k＝0时，Z₁和Z₂均为0。

存在Z₂＝X₂，即外部输出控制量可以跟踪扰动，有：

U(k)＝[ω_cR(k)-ω_cW(k)-Z₂(k)]/b (13)

其中，R(k)＝[P_ref(k) Q_ref(k)]^T，ω_c表示功率内环固有频率，为10000rad/s。可得：

式(13)中的无功功率指令可以根据电网工况进行设定，本发明中无功功率指令值Q_ref为0，即不进行无功补偿。式(13)中的有功功率依据直流侧电压环的u_dc给定值和负载电流I_dc来进行整定，采用自抗扰ADRC控制。有功功率控制指令和无功功率控制指令为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_P=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_c(P_{ref}-P)-Z_{2P}}{b}\\ u_Q=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_c(Q_{ref}-Q)-Z_{2Q}}{b}\end{array}\right.---\left(14\right)$

u_P为有功功率控制指令，u_Q为无功功率控制指令，Z_2P和Z_2Q分别为有功功率和无功功率扰动量的估计值

如图3所示，本发明一实施例2阶自抗扰控制器的拓扑结构示意图，自抗扰控制器由非线性跟踪-微分单元(TD)、扩张状态观测器(ESO)和误差非线性反馈率(NLSEF)组成。u_dcref经TD环节产生安排的光滑过渡跟踪信号v₁和v₁的微分信号v₂；系统输出u_dc经ESO产生信号z₁、z₂和z₃，z₁是u_dc的跟踪信号，z₂是z₁的微分信号，z₃是对系统模型和外部扰动ω(t)的估计。NLSEF由偏差ε₁＝v₁-z₁和微分偏差ε₂＝v₂-z₂产生基本非线性PD控制量u_o(t)，最后经z₃补偿总扰动而产生最终控制量I_dc(t)。在图2中，由于控制器的输入、输出信号能够被准确的跟踪，输入、输出信号的微分信号能够合理的构造，所以，自抗扰控制器能够实现快速响应且无超调。在扩张状态观测器环节，系统参数的变化和系统外部的未知扰动能够得到较好的估计，所以，自抗扰控制器具有较强的抗扰动能力。

自抗扰控制器中TD环节、ESO环节以及NLSEF环节可以选用不同的非线性函数，从而形成不同的控制实现算法，自抗扰控制器应用中首先要明确被控对象的系统“相对阶数”。根据PWM变换器的工作原理可知：考虑系统输出u_dc时系统的相对阶数是1阶。但是，由于在采样、计算环节存在不可避免的延时环节，虽然应用线性外推可以实现预测一拍的补偿性无差拍控制，但是，这仅是近似的，不确定的惯性环节、延迟环节仍然会产生不确定的影响，因此，将控制阶数设定为2阶。本发明选用参数易于整定且易于硬件实现的基于线性ESO实现PWM变换器电压外环的鲁棒控制，具体表达式如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=v_1+{\mathrm{hv}}_2,v_2=v_2+hfhan(v_1-u_{dcref},v_2,r_1,h)\mathrm{..........}TD\\ \left.\begin{array}{c}{e}_0=z_1-u_{dc},z_1=z_1+h(z_2-{\mathrm{\&beta;}}_{01}{e}_0)\\ z_2=z_2+h(z_3-{\mathrm{\&beta;}}_{02}{e}_0+b_0{I}_{dc}),z_3=z_3+h(-{\mathrm{\&beta;}}_{03}{e}_0)\end{array}\right\}ESO\\ e_1=v_1-z_1,e_2=v_2-z_2\\ \left.\begin{array}{c}{u}_o=-hfhan(e_1,c_1{e}_2,r_2,h_1)\\ I_{dc}=u_o-z_3/b_0\end{array}\right\}\mathrm{.................................}NLSEF\end{array}\right.---\left(15\right)$

其中，v₁是u_dcref经TD环节产生安排的光滑过渡跟踪信号；v₂是v₁的微分信号；z₁是u_dc的跟踪信号；e₀是z₁与u_dc的差值；b₀是补偿因子；r是控制量增益；x₁和x₂是表征系统内部变量；y是系统输出变量；z₁是u_dc的跟踪信号；z₂是z₁的微分信号；z₃是对系统模型和外部扰动ω(t)的估计；I_dc为最终控制量。

$\left\{\begin{array}{c}{d}_0=r{h}^2,a_0=h{x}_2,y=x_1+a_0\\ a_1=y+a_0,a_2=y+a_0\left(\right|a_0|/d_0-1)/2\\ s_y=(sign\left(y-d_0\right)-sign\left(y+d_0\right))/2\\ s_a=(sign\left(a_1-d_0\right)-sign\left(a_1+d_0\right))/2\\ fhan=-r(\left(a_1-sign\left(a_1\right)-sign\left(a_2\right)\right)s_y{s}_a+sign\left(a_1\right)+sign\left(a_2\right))\end{array}\right.---\left(16\right)$

$sign\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.---\left(17\right)$

通过公式(16)得到函数fhan；公式(17)得到函数sign。

$\begin{array}{c}{r}_1=0.0001/h^2,{\mathrm{\&beta;}}_{01}=1/h,{\mathrm{\&beta;}}_{02}=1/\left(3h^2\right),{\mathrm{\&beta;}}_{03}=1/\left({32h}^2\right),\\ r_2=0.5/h^2,c_1=0.5,h_1=5h\end{array}---\left(18\right)$

公式(18)给出了自抗扰控制器的参数公式化设计方法，其中，h是计算步长。本发明选取计算步长h为0.01，b₀为300,控制量增益r为1。

直流侧电压外环ADRC控制可以对直流侧电压扰动和直流侧电流扰动进行预测，来获得有功功率指令信号。

将直流侧电压自抗扰控制外环与功率控制控制内环控制相结合，就可以得出输出指令电压信号U(k)。将指令信号U(k)与电网电压αβ分量相比较，得出三相PWM变换器输出电压的控制信号[u_{sα_ref} u_{sβ_ref}]^T，再转换到三相同步旋转坐标系下的指令信号[u_{ca_ref} u_{cb_ref}u_{cc_ref}]^T，计算公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}\_ref}\\ u_{s\mathrm{\&beta;}\_ref}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}-u_{s\mathrm{\&alpha;}}& -u_{s\mathrm{\&beta;}}\\ -u_{s\mathrm{\&beta;}}& u_{s\mathrm{\&alpha;}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{u}_P\\ u_Q\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}}\\ u_{s\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(19\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{ca\_ref}\\ u_{cd\_ref}\\ u_{cc\_ref}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}\_ref}\\ u_{s\mathrm{\&beta;}\_ref}\end{array}\right]---\left(20\right)$

最后经过PWM调制，就可以得到各个PWM变换器开关管的控制信号，最终实现三相PWM变换器功率预测分层控制方法。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改。等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种三相PWM变换器功率预测分层控制方法三相PWM变换器，包括功率内环扰动跟踪控制和上层直流侧自抗扰ADRC控制两部分，其特征在于，具体实现过程包括：

1)采样三相PWM变换器输入端的三相电网电压和输入三相PWM变换器中的三相电网电流；

2)根据采样所得三相电网电压和三相电网电流，计算得到两相静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；

3)将所得瞬时有功功率和瞬时无功功率输入至扩张状态观测器中，得到系统扰动量的离散化实时观测值Z_2P和Z_2Q；

4)根据采样得到的三相PWM变换器直流侧电压u_dc，经过上层直流侧自抗扰ADRC控制后获得有功指令信号P_ref；

5)结合有功指令信号P_ref、无功指令信号Q_ref、瞬时有功功率P、瞬时无功功率Q和系统扰动量的实时观测值Z_2P、Z_2Q，计算得到有功扰动控制量u_P和无功扰动控制量u_Q，同时扩张状态观测器结合u_P和u_Q对输出信号进行修正，实现反馈作用；

6)根据u_P和u_Q，结合三相电网电压的αβ分量，计算得到三相PWM变换器电压指令值u_{ca_ref}、u_{cb_ref}和u_{cc_ref}；

7)根据三相PWM变换器电压指令值u_{ca_ref}、u_{cb_ref}和u_{cc_ref}，经过PWM调制获得三相PWM变换器的开关信号。

2.根据权利要求1所述的三相PWM变换器功率预测分层控制方法三相PWM变换器，其特征在于，步骤3)中，系统扰动量的离散化实时观测值Z_2P和Z_2Q的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1\left(k+1\right)=Z_1\left(k\right)+T_s{Z}_2\left(k\right)+{\mathrm{\&beta;}}_1{T}_s\&lsqb;W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\&rsqb;+{\mathrm{bT}}_{s}U\left(k\right)\\ Z_2\left(k+1\right)=Z_2\left(k\right)+{\mathrm{\&beta;}}_2{T}_s\&lsqb;W\left(k\right)-Z_1\left(k\right)\&rsqb;\end{array}\right.,k=0,1,\mathrm{2...}n;$

其中Z₁(k+1)和Z₂(k+1)代表k+1时刻扩张状态观测器的输出状态，Z₁＝[Z_1P Z_1Q]^T，Z₂＝[Z_2P Z_2Q]^T，T_s是采样周期，β₁和β₂是扩张状态观测器增益，取决于观测器带宽ω₀，W(k)代表k时刻的瞬时有功功率和无功功率，W(k)＝[P(k) Q(k)]^T，β₁＝2ω₀，b为实际电感参数L的估计值，b＝1.5/L，外部输出控制量U(k)的计算公式为：U(k)＝[ω_cR(k)-ω_cW(k)-Z₂(k)]/b。

3.根据权利要求1所述的三相PWM变换器功率预测分层控制方法三相PWM变换器，其特征在于，步骤4)中，P_ref的计算公式为：

P_ref＝I_dc*u_dc；

直流侧负载电流I_dc由自抗扰ADRC计算得到，计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=v_1+{\mathrm{hv}}_2,v_2=v_2+hfhan\left(v_1-u_{dcref},v_2,r_1,h\right)\mathrm{..........}TD\\ \left.\begin{array}{c}{e}_0=z_1-u_{dc},z_1=z_1+h\left(z_2-{\mathrm{\&beta;}}_{01}{e}_0\right)\\ z_2=z_2+h\left(z_3-{\mathrm{\&beta;}}_{02}{e}_0+b_0{I}_{dc}\right),z_3=z_3+h\left(-{\mathrm{\&beta;}}_{03}{e}_0\right)\end{array}\right\}ESO\\ e_1=v_1-z_1,e_2=v_2-z_2\\ \left.\begin{array}{c}{u}_o=-hfhan\left(e_1,c_1{e}_2,r_2,h_1\right)\\ I_{dc}=u_o-z_3/b_0\end{array}\right\}\mathrm{.................................}NLSEF\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{d}_0={\mathrm{rh}}^2,a_0={\mathrm{hx}}_2,y=x_1+a_0\\ a_1=y+a_0,a_2=y+a_0\left(\right|a_0|/d_0-1)/2\\ s_y=\left(sign\right(y-d_0)-sign(y+d_0\left)\right)/2\\ s_a=\left(sign\right(a_1-d_0)-sign(a_1+d_0\left)\right)/2\\ fhan=-r\left(\right(a_1-sign\left(a_1\right)-sign\left(a_2\right))s_y{s}_a+sign(a_1)+sign(a_2\left)\right)\end{array}\right.$

$sign\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.$

其中，v₁是u_dcref经非线性跟踪-微分单元环节TD产生的光滑过渡跟踪信号，v₂是v₁的微分信号；z₁是u_dc的跟踪信号；e₀是z₁与u_dc的差值；b₀是补偿因子；r是控制量增益；x₁和x₂是表征系统内部的变量；y是系统输出变量；z₂是z₁的微分信号；z₃是对系统模型和外部扰动ω(t)的估计；x为变量。

参数设计公式为：

r₁＝0.0001/h²,β₀₁＝1/h,β₀₂＝1/(3h²),β₀₃＝1/(32h²),

r₂＝0.5/h²,c₁＝0.5,h₁＝5h

其中，h是计算步长。