CN103856062A - 移相全桥同步整流电路的双环控制电路 - Google Patents

移相全桥同步整流电路的双环控制电路 Download PDF

Info

Publication number
CN103856062A
CN103856062A CN201410067668.8A CN201410067668A CN103856062A CN 103856062 A CN103856062 A CN 103856062A CN 201410067668 A CN201410067668 A CN 201410067668A CN 103856062 A CN103856062 A CN 103856062A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase shift
shift value
output
value
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201410067668.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103856062B (zh
Inventor
陈磊敏
郑海涛
张东海
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
United Automotive Electronic Systems Co Ltd
Original Assignee
United Automotive Electronic Systems Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by United Automotive Electronic Systems Co Ltd filed Critical United Automotive Electronic Systems Co Ltd
Priority to CN201410067668.8A priority Critical patent/CN103856062B/zh
Publication of CN103856062A publication Critical patent/CN103856062A/zh
Priority to PCT/CN2014/095820 priority patent/WO2015127824A1/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103856062B publication Critical patent/CN103856062B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI计算分别得到电压环移相值和电流环移相值，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值；设置一个磁偏状态控制模块，根据两路母线电流采样信号，输出正向偏置修正值ΔAD和负向偏置修正值ΔBC；将基准移相值分别与ΔAD和ΔBC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值，分别调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值，使正负半周期间的伏秒积相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。

Description

移相全桥同步整流电路的双环控制电路
技术领域
本发明涉及汽车电子直流电源转换器（DC/DC转换器），特别涉及一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路。
背景技术
近年来，随着微处理器（MCU）技术的发展，开关电源的控制部分逐渐向数字化方向发展。传统的模拟控制式开关电源的控制系统，使用误差放大器、锯齿波发生器及PWM（脉冲宽度调制）比较器来调整开关电源的输出电压，控制系统存在结构复杂、元器件多、成型后较难修改等缺点。数字控制式开关电源的控制系统，使用AD（模数）转换器、数字补偿器以及数字PWM发生器来调整开关电源的输出电压，具有外围电路简单、元器件较少、控制算法灵活多变等优点。
数字控制式开关电源的控制系统，一般有电压型调节控制和平均电流型调节控制两种类型。电压型调节控制型的控制系统，是一种单环调节系统，选取开关电源的输出电压作为反馈信号进行PI（比例积分）调节。平均电流型调节控制型的控制系统，是一种双环调节系统，一般选取电感电流作为反馈信号，而电压环的PI调节的输出作为电流环PI调节器的参考输入，平均电流型调节控制型的控制系统提高了电流的控制精度，且抗干扰强，但是对于负载变化响应速度较慢。
对于移相全桥同步整流电路来说，无论是电压型调节控制型还是电流型调节控制型的控制系统都存在着一个缺陷，即不能消除磁偏现象，原因就是这两种控制电路在一个开关周期中传输能量的两个阶段产生的移相值相同。
移相全桥同步整流电路，主电路包括全桥逆变电路、变压器、整流电路。其工作方式为高压直流经全桥逆变电路转换为高压方波交流，高压方波交流通过变压器转换为低压方波交流，低压方波交流经整流电路转换为PWM直流方波，最后经LC滤波电路消除高频分量而获得纹波很小的平稳直流电压。检测电路采集电压和电流的信号给MCU，MCU根据参考量和反馈量计算移相值并产生相应的PWM信号给全桥逆变电路的开关管（如Mosfet）和整流电路的开关管（如Mosfet）。
现有的移相全桥同步整流电路的双环控制电路如图1、图2所示，输入信号为一路输出电压信号和一路母线电流信号，参考量为输出目标电压和母线限值电流，分别进行电压环和电流环的PI计算并得到电压环输出移相值UPsft和电流环输出移相值IPsft，从中选择较小的一个移相值作Psft作为产生PWM信号的基准。
现有的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，作用到移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的移相值只有一个，即一个开关周期中，正负半周的传输能量的时间相同。根据磁感应强度的公式：
B = ∫ μtdt NS
式中，μ为加载在主变压器两端的电压，N为主变压器的匝数，S为主变压器的横截面。
当加载在主变压器两端的电压不同时，磁感应强度的上升斜率也会不同，如果此时保持正负半周的移相值相同，则会导致磁感应强度朝着电压较大一侧偏置，严重时导致变压器磁饱和，使得变压器失去传递能量的功能，如图3所示。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，能控制磁偏，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
为解决上述技术问题，本发明提供的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，包括一电流采样模块、一微处理器；
所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流采样值，第一相位同第二相位相差180度，并输出第一电流采样值、第二电流采样值到所述微处理器；
所述微处理器，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一PI调节器、第一PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器；
所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值、第二电流采样值，计算输出正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC；
所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一PI调节器；
所述第一PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值；
所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，输出Ir-Ia到所述第二PI调节器；
所述第二PI调节器，将所述第二减法器输出的Ir-Ia进行比例积分，输出电流环移相值；
所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值、电流环移相值，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值、电流环移相值中的较小者；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第一移相值Psft1，用于控制PWM信号正半周的移相值；
所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值。
较佳的，所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值、第二电流采样值计算正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC的过程为：
一.ΔAD0=0，ΔBC0=0，ΔAD0为正向偏置修正值初值，ΔBC0为负向偏置修正值初值；n初值为1；
二.如果I1n≥I2n，并且（I1n-I2n）/F>a,则进行步骤三；如果I1n<I2n，并且（I2n-I1n）/F>a,则进行步骤八；I1n为第n个采样周期的第一电流采样值，I2n为第n个采样周期的第二电流采样值，a为正数，F是基准电流；
三.如果ΔADn-1≥0且ΔBCn-1=0，则进行步骤四；如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1>0，则进行步骤五；ΔADn-1为第n-1个正向偏置修正值，ΔBCn-1为第n-1个负向偏置修正值；
四.如果ΔADn-1+1tick≤Br,则ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0,否则ΔADn=ΔADn-1，ΔBCn=0，Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三；
五.如果ΔBCn-1-1tick≥0，则进行步骤六；如果ΔBCn-1-1tick<0，则进行步骤七；
六.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1-1tick；进行步骤十三；
七.ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
八.如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1≥0，则进行步骤九；如果ΔADn-1>0且ΔBCn-1=0，则进行步骤十；
九.如果ΔBCn-1+1tick≤Br,则ΔBCn=ΔBCn-1+1tick，ΔADn=0，否则ΔBCn=ΔBCn-1，ΔADn=0；进行步骤十三；
十.如果ΔADn-1-1tick≥0，则进行步骤十一；如果ΔADn-1-1tick<0，则进行步骤十二；
十一.ΔADn=ΔADn-1-1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
十二.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1+1tick；进行步骤十三；
十三.n自增1，进行步骤二。
较佳的，所述微处理器，还包括第二比较输出模块；
所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
较佳的，所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，参考量为输出目标电压Vr和母线限值电流Ir，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI（比例积分）计算分别得到电压环移相值UPsft和电流环移相值IPsft，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值BPsft；设置一个磁偏状态控制模块，输入量为两路母线电流采样信号I1，I2，输出量为正向偏置修正值ΔAD和负向偏置修正值ΔBC；将基准移相值BPsft分别与ΔAD和ΔBC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值Psft1，Psft2，第一移相值Psft1控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管和第二桥臂的下桥臂开关管的导通重叠时间；第二移相值Psft2控制控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管和第一桥臂的下桥臂开关管的导通重叠时间。本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，通过调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值（导通时间），使正负半周期间的伏秒积（电压×导通时间）相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对本发明所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的电流、电压采样示意图；
图2是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的工作原理示意图；
图3是现有移相全桥同步整流电路的双环控制电路的磁感应强度变化示意图；
图4是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例示意图；
图5是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例中的微处理器结构示意图；
图6是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路一实施例的磁感应强度变化效果图；
图7是本发明的移相全桥同步整流电路的双环控制电路另一实施例中的微处理器结构示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
移相全桥同步整流电路的双环控制电路，如图4所示，包括一电流采样模块、一微处理器；
所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值I1，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流采样值I2，第一相位同第二相位相差180度，并输出第一电流采样值I1、第二电流采样值I2到所述微处理器；
所述微处理器，如图5所示，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一PI调节器、第一PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器；
所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值I1、第二电流采样值I2，计算输出正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC；
所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一PI调节器；
所述第一PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值UPsft；
所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，Ian=（I2n+I1n）/2，I1n为第n个采样周期的第一电流采样值，I2n为第n个采样周期的第二电流采样值，Ian为第n个采样周期的电流均值，输出Ir-Ia到所述第二PI调节器；
所述第二PI调节器，将所述第二减法器输出的Ir-Ia进行比例积分，输出电流环移相值IPsft；
所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值UPsft、电流环移相值IPsft，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值UPsft、电流环移相值IPsft中的较小者；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值BPsft,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值BPsft,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第一移相值Psft1，用于控制PWM信号正半周的移相值，从而控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管（图1中A）和第二桥臂的下桥臂开关管（图1中D）的导通重叠时间；
所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值，从而控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管（图1中B）和第一桥臂的下桥臂开关管（图1中C）的导通重叠时间。
实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，输入信号为一路移相全桥同步整流电路输出电压信号和两路母线电流采样信号，参考量为输出目标电压Vr和母线限值电流Ir，电流环中的反馈电流为两路母线采样电流的平均值，经电压环和电流环的PI（比例积分）计算分别得到电压环移相值UPsft和电流环移相值IPsft，取其中较小一个作为磁偏控制的基准移相值BPsft；设置一个磁偏状态控制模块，输入量为两路母线电流采样信号I1，I2，输出量为正向偏置修正值ΔAD和负向偏置修正值ΔBC；将基准移相值BPsft分别与ΔAD和ΔBC做差后，得到最终输出的PWM信号的两个移相值Psft1，Psft2，第一移相值Psft1控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第一桥臂的上桥臂开关管（图1中A）和第二桥臂的下桥臂开关管（图1中D）的导通重叠时间；第二移相值Psft2控制控制移相全桥同步整流电路的全桥逆变电路的第二桥臂的上桥臂开关管（图1中B）和第一桥臂的下桥臂开关管（图1中C）的导通重叠时间。实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，有两个采样通道用于母线电流采样，分别采样得到PWM信号正负半周的母线电流峰值I1，I2，当加载在主变压器两端的电压不同时会导致两路母线电流采样信号大小不一致，如I1<I2，此时通过磁偏状态控制模块计算得到ΔAD=0而ΔBC为某一阀值，将基准移相值BPsft与ΔAD和ΔBC做差后得到Psft1>Psft2，得到磁感应强度变化的效果如图6所示，通过调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值（导通时间），使正负半周期间的伏秒积（电压×导通时间）相同，补偿了主变压器两端电压的不同，达到控制磁偏的目的，并且在硬件电路上改动小，便于实施。
实施例二
基于实施例一的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值I1、第二电流采样值I2计算正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC的过程为：
一.ΔAD0=0，ΔBC0=0，ΔAD0为正向偏置修正值初值，ΔBC0为负向偏置修正值初值；n初值为1；
二.如果I1n≥I2n，并且（I1n-I2n）/F>a,则进行步骤三；如果I1n<I2n，并且（I2n-I1n）/F>a,则进行步骤八；I1n为第n个采样周期的第一电流采样值，I2n为第n个采样周期的第二电流采样值，a为正数，较佳的a为小于10%的正数（例如a=5%），F是基准电流（例如，F=1A）；
三.如果ΔADn-1≥0且ΔBCn-1=0，则进行步骤四；如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1>0，则进行步骤五；ΔADn-1为第n-1个正向偏置修正值，ΔBCn-1为第n-1个负向偏置修正值；
四.如果ΔADn-1+1tick≤Br,则ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0,否则ΔADn=ΔADn-1，ΔBCn=0，Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三；
五.如果ΔBCn-1-1tick≥0，则进行步骤六；如果ΔBCn-1-1tick<0，则进行步骤七；
六.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1-1tick；进行步骤十三；
七.ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
八.如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1≥0，则进行步骤九；如果ΔADn-1>0且ΔBCn-1=0，则进行步骤十；
九.如果ΔBCn-1+1tick≤Br,则ΔBCn=ΔBCn-1+1tick，ΔADn=0，否则ΔBCn=ΔBCn-1，ΔADn=0；进行步骤十三；
十.如果ΔADn-1-1tick≥0，则进行步骤十一；如果ΔADn-1-1tick<0，则进行步骤十二；
十一.ΔADn=ΔADn-1-1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
十二.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1+1tick；进行步骤十三；
十三.n自增1，进行步骤二。
实施例二的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，磁偏状态控制模块根据第一电流采样值I1、第二电流采样值I2计算正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC，并保证正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC不超过最大偏置修正值Br。
实施例三
基于实施例二的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，所述微处理器，如图7所示，还包括第二比较输出模块；
所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
较佳的，所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
实施例三的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，使基准移相值限定在一定幅度内，从而能更稳定地调整PWM信号正负半周传递能量期间的移相值。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (6)

1.一种移相全桥同步整流电路的双环控制电路，包括一电流采样模块、一微处理器；其特征在于，
所述电流采样模块，用于检测移相全桥同步整流电路的母线电流，并对移相全桥同步整流电路的母线电流，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第一相位进行采样得到第一电流采样值，按照所述微处理器输出的PWM信号的频率在第二相位进行采样得到第二电流采样值，第一相位同第二相位相差180度，并输出第一电流采样值、第二电流采样值到所述微处理器；
所述微处理器，包括磁偏状态控制模块、第一减法器、第二减法器、第一PI调节器、第一PI调节器、第一比较输出模块、第三减法器、第四减法器；
所述磁偏状态控制模块，用于根据第一电流采样值、第二电流采样值，计算输出正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC；
所述第一减法器，两输入端分别接电压参考值Vr、移相全桥同步整流电路输出电压采样值Vc，输出Vr-Vc到所述第一PI调节器；
所述第一PI调节器，将所述第一减法器输出的Vr-Vc进行比例积分，输出电压环移相值；
所述第二减法器，两输入端分别接电流参考值Ir、同一采样周期的第一电流采样值及第二电流采样值的电流均值Ia，输出Ir-Ia到所述第二PI调节器；
所述第二PI调节器，将所述第二减法器输出的Ir-Ia进行比例积分，输出电流环移相值；
所述第一比较输出模块，两输入端分别输入电压环移相值、电流环移相值，输出全幅移相值，全幅移相值为电压环移相值、电流环移相值中的较小者；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值,为所述第一比较输出模块输出的全幅移相值；
所述第一移相值Psft1，用于控制PWM信号正半周的移相值；
所述第二移相值Psft2，用于控制PWM信号负半周的移相值。
2.根据权利要求1所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于，
所述磁偏状态控制模块，根据第一电流采样值、第二电流采样值计算正向偏置修正值ΔAD、负向偏置修正值ΔBC的过程为：
一.ΔAD0=0，ΔBC0=0，ΔAD0为正向偏置修正值初值，ΔBC0为负向偏置修正值初值；n初值为1；
二.如果I1n≥I2n，并且（I1n-I2n）/F>a,则进行步骤三；如果I1n<I2n，并且（I2n-I1n）/F>a,则进行步骤八；I1n为第n个采样周期的第一电流采样值，I2n为第n个采样周期的第二电流采样值，a为正数，F是基准电流；
三.如果ΔADn-1≥0且ΔBCn-1=0，则进行步骤四；如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1>0，则进行步骤五；ΔADn-1为第n-1个正向偏置修正值，ΔBCn-1为第n-1个负向偏置修正值；
四.如果ΔADn-1+1tick≤Br,则ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0,否则ΔADn=ΔADn-1，ΔBCn=0，Br为最大偏置修正值，tick为微处理器的一个时钟周期；进行步骤十三；
五.如果ΔBCn-1-1tick≥0，则进行步骤六；如果ΔBCn-1-1tick<0，则进行步骤七；
六.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1-1tick；进行步骤十三；
七.ΔADn=ΔADn-1+1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
八.如果ΔADn-1=0且ΔBCn-1≥0，则进行步骤九；如果ΔADn-1>0且ΔBCn-1=0，则进行步骤十；
九.如果ΔBCn-1+1tick≤Br,则ΔBCn=ΔBCn-1+1tick，ΔADn=0，否则ΔBCn=ΔBCn-1，ΔADn=0；进行步骤十三；
十.如果ΔADn-1-1tick≥0，则进行步骤十一；如果ΔADn-1-1tick<0，则进行步骤十二；
十一.ΔADn=ΔADn-1-1tick，ΔBCn=0；进行步骤十三；
十二.ΔADn=0，ΔBCn=ΔBCn-1+1tick；进行步骤十三；
十三.n自增1，进行步骤二。
3.根据权利要求2所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于，
所述微处理器，还包括第二比较输出模块；
所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；所述设定最小移相值，大于所述最大偏置修正值Br；
所述第三减法器，两输入端分别接正向偏置修正值ΔAD、基准移相值BPsft，输出第一移相值Psft1，Psft1=BPsft-ΔAD；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值；
所述第四减法器，两输入端分别接负向偏置修正值ΔBC、基准移相值BPsft，输出第二移相值Psft2，Psft2=BPsft-ΔBC；所述基准移相值,为所述第二比较输出模块输出的限幅移相值。
4.根据权利要求3所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于，
所述第二比较输出模块，一输入端接设定最小移相值，一输入端接设定最大移相值，一输入端接所述第一比较输出模块输出的全幅移相值，输出限幅移相值；如果全幅移相值大于设定最小移相值并且小于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于全幅移相值；如果全幅移相值小于等于设定最小移相值，则输出的限幅移相值等于设定最小移相值；如果全幅移相值大于等于设定最大移相值，则输出的限幅移相值等于设定最大移相值；所述设定最大移相值，大于所述设定最小移相值并且小于所述微处理器输出的PWM信号的周期的一半。
5.根据权利要求4所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于，
a为小于10%的正数。
6.根据权利要求5所述的移相全桥同步整流电路的双环控制电路，其特征在于，
a=5%；
F=1A。
CN201410067668.8A 2014-02-26 2014-02-26 移相全桥同步整流电路的双环控制电路 Active CN103856062B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410067668.8A CN103856062B (zh) 2014-02-26 2014-02-26 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
PCT/CN2014/095820 WO2015127824A1 (zh) 2014-02-26 2014-12-31 移相全桥同步整流电路的双环控制电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410067668.8A CN103856062B (zh) 2014-02-26 2014-02-26 移相全桥同步整流电路的双环控制电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103856062A true CN103856062A (zh) 2014-06-11
CN103856062B CN103856062B (zh) 2017-07-28

Family

ID=50863358

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410067668.8A Active CN103856062B (zh) 2014-02-26 2014-02-26 移相全桥同步整流电路的双环控制电路

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN103856062B (zh)
WO (1) WO2015127824A1 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015127824A1 (zh) * 2014-02-26 2015-09-03 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN105119492A (zh) * 2015-09-14 2015-12-02 艾德克斯电子（南京）有限公司 一种提高开关电源输出响应速度的方法及控制单元
CN108988620A (zh) * 2017-06-05 2018-12-11 联合汽车电子有限公司 Dc/dc变换器输出纹波的控制方法及装置
WO2019128835A1 (zh) * 2017-12-27 2019-07-04 中兴通讯股份有限公司 一种偏磁抑制方法和装置
CN110798084A (zh) * 2019-11-01 2020-02-14 四川英杰电气股份有限公司 一种直流电源单元控制检测系统与方法
CN111162680A (zh) * 2018-11-08 2020-05-15 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置调节方法及设备
CN111162664A (zh) * 2018-11-08 2020-05-15 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置抑制方法及设备
CN111740606A (zh) * 2020-06-29 2020-10-02 漳州科华技术有限责任公司 电路控制装置及电路控制方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106788263B (zh) * 2016-12-05 2023-04-07 华南理工大学 一种分数阶电容电路
CN108566093B (zh) * 2018-06-08 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种多输入单输出直流变换器
CN109245593A (zh) * 2018-10-19 2019-01-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于双向直流变换器的控制电路及方法
CN111162583B (zh) * 2020-01-13 2024-05-14 深圳市凌康技术有限公司 一种闭环控制方法及系统
CN113114171B (zh) * 2021-04-14 2024-01-12 西安理工大学 一种用于微弧氧化的电流源脉冲控制方法
CN114189157B (zh) * 2021-10-26 2024-05-03 上海空间电源研究所 一种基于双全桥变换器的分段pid控制电路及方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5870298A (en) * 1997-08-05 1999-02-09 Industrial Technology Research Institute Power converter with a loop-compensated filter
CN1592062A (zh) * 2003-08-28 2005-03-09 台达电子工业股份有限公司 抑制变压器直流磁偏的方法及控制器
CN101247088A (zh) * 2007-02-16 2008-08-20 台达电子工业股份有限公司 电源转换器及磁偏调节方法
CN101414788A (zh) * 2008-11-25 2009-04-22 天水电气传动研究所有限责任公司 用igbt串并联混合来实现低纹波的直流稳流电源
CN102281012A (zh) * 2011-08-03 2011-12-14 苏州热工研究院有限公司 模糊双闭环控制的移相全桥软开关ipm型智能恒电位仪
CN202167993U (zh) * 2011-08-15 2012-03-14 天津理工大学 具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器
CN103138590A (zh) * 2011-12-02 2013-06-05 中兴通讯股份有限公司 谐振电路限流保护方法和装置
CN103401463A (zh) * 2013-07-25 2013-11-20 天津大学 直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器及控制方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6504739B2 (en) * 2001-05-18 2003-01-07 Astec International Limited Simple control circuit for synchronous rectifiers used in ZVS phase shifted full bridge converter
CN100379138C (zh) * 2003-12-19 2008-04-02 艾默生网络能源有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法及装置
CN102291002B (zh) * 2011-08-09 2014-11-12 联合汽车电子有限公司 移相全桥电路的控制方法
CN103051172A (zh) * 2012-12-19 2013-04-17 扬州森源电气有限公司 光伏发电用移相全桥变换器的偏磁抑制系统和方法
CN103856062B (zh) * 2014-02-26 2017-07-28 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5870298A (en) * 1997-08-05 1999-02-09 Industrial Technology Research Institute Power converter with a loop-compensated filter
CN1592062A (zh) * 2003-08-28 2005-03-09 台达电子工业股份有限公司 抑制变压器直流磁偏的方法及控制器
CN101247088A (zh) * 2007-02-16 2008-08-20 台达电子工业股份有限公司 电源转换器及磁偏调节方法
CN101414788A (zh) * 2008-11-25 2009-04-22 天水电气传动研究所有限责任公司 用igbt串并联混合来实现低纹波的直流稳流电源
CN102281012A (zh) * 2011-08-03 2011-12-14 苏州热工研究院有限公司 模糊双闭环控制的移相全桥软开关ipm型智能恒电位仪
CN202167993U (zh) * 2011-08-15 2012-03-14 天津理工大学 具有无损缓冲电路的移相全桥开关电源变换器
CN103138590A (zh) * 2011-12-02 2013-06-05 中兴通讯股份有限公司 谐振电路限流保护方法和装置
CN103401463A (zh) * 2013-07-25 2013-11-20 天津大学 直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器及控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
杨扬: "9V/3500A风冷电解电源的研制", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技I辑》 *

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015127824A1 (zh) * 2014-02-26 2015-09-03 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN105119492A (zh) * 2015-09-14 2015-12-02 艾德克斯电子（南京）有限公司 一种提高开关电源输出响应速度的方法及控制单元
CN105119492B (zh) * 2015-09-14 2018-07-20 艾德克斯电子（南京）有限公司 一种提高开关电源输出响应速度的方法及控制单元
CN108988620A (zh) * 2017-06-05 2018-12-11 联合汽车电子有限公司 Dc/dc变换器输出纹波的控制方法及装置
WO2019128835A1 (zh) * 2017-12-27 2019-07-04 中兴通讯股份有限公司 一种偏磁抑制方法和装置
CN111162680A (zh) * 2018-11-08 2020-05-15 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置调节方法及设备
CN111162664A (zh) * 2018-11-08 2020-05-15 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置抑制方法及设备
CN111162680B (zh) * 2018-11-08 2021-07-30 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置调节方法及设备
CN111162664B (zh) * 2018-11-08 2021-08-03 中车永济电机有限公司 直驱永磁电力机车变流器电流偏置抑制方法及设备
CN110798084A (zh) * 2019-11-01 2020-02-14 四川英杰电气股份有限公司 一种直流电源单元控制检测系统与方法
CN111740606A (zh) * 2020-06-29 2020-10-02 漳州科华技术有限责任公司 电路控制装置及电路控制方法
CN111740606B (zh) * 2020-06-29 2022-05-10 漳州科华技术有限责任公司 电路控制装置及电路控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2015127824A1 (zh) 2015-09-03
CN103856062B (zh) 2017-07-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103856062A (zh) 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN110635707B (zh) 基于谐波干扰观测器的三相lcl型逆变器控制方法及装置
CN105099200B (zh) 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法
CN103178718B (zh) 数字控制的恒功率dc/dc变换器
CN102842921A (zh) 鲁棒功率下垂控制的微电网多逆变器并联电压控制方法
EP3745575B1 (en) Power factor correction circuit, control method and controller
CN108899907A (zh) 基于重复滑模控制的lclcl型有源电力滤波器控制方法
CN107342699B (zh) 混合拓扑功率变换器的控制方法与装置
CN107346946B (zh) 一种逆变器离散重复滑模控制方法
CN103368432B (zh) 柔性直流输电模块化多电平换流器的调制方法及控制装置
CN103051172A (zh) 光伏发电用移相全桥变换器的偏磁抑制系统和方法
CN111679582B (zh) 双向充电机前端整流器的有限时间反步控制系统及方法
CN110429603B (zh) 六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法
CN104638970B (zh) 基于scc‑lcl‑t谐振网络的单相高频逆变器
CN111245238A (zh) 三电平Boost电路控制方法及系统
CN111740635A (zh) 一种单相lc型逆变器的双环控制方法
CN112152469A (zh) 三相交流电子负载的重复控制方法
CN110531127B (zh) 功率源
CN103862135B (zh) 数字控制mig焊接脉冲波形生成系统及生成方法
CN103337976B (zh) 一种在线式高频ups的逆变控制方法
CN109167519A (zh) 一种反激式开关电源数字环路补偿器
CN113949267B (zh) 一种基于平均电流模的四开关buckboost控制器
Lemmen et al. Advances in high-precision amplifiers—The extra L opposed current converter
CN101247088B (zh) 电源转换器及磁偏调节方法
CN201113803Y (zh) 一种输出电压自动补偿的单元串联高压大功率变频器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
EXSB Decision made by sipo to initiate substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant