CN101247088B - 电源转换器及磁偏调节方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种电源转换器及磁偏调节方法，其中该方法由磁偏控制器所完成。该磁偏控制器包含电流检测器，其设定为检测某预定开关周期之前的转换器的内部电压器的初级侧电流，直流磁偏处理器，其设定为根据电流检测器所输出的取样初级侧电流来计算该预定开关周期的占空比控制信号，以及脉冲宽度调制控制器，其设定为根据占空比控制信号来产生用来控制电源转换器的内部开关电路的开关切换的驱动信号，由此调节电源转换器的内部开关电路的工作比以消除变压器的直流磁偏。
Description
技术领域
本发明关于一种磁偏调节方法，并且更特别的是本发明关于一种用于电源转换器的磁偏调节方法以及应用该方法的电源转换器。
背景技术
图1显示了一种已知的移相全桥直流-直流转换器(phase-shiftedfull-bridge DC-DC converter)的电路结构。该移相全桥直流-直流转换器包含开关电路，其由四个晶体管开关Q1，Q2，Q3，Q4所组成；该移相全桥直流-直流转换器还包含隔离变压器(isolated transformer)T1、整流器(D1，D2)，以及输出滤波器(Lf，Co)。输入直流电压Vin通过开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的开关切换而转换成交流电压，并且传送至变压器T1的次级侧(secondary side)。感应生成于变压器T1的次级侧上的交流电压通过整流器(D1，D2)以及输出滤波器(Lf，Co)而转换成一个所想要的输出直流电压，其设定为提供给负载10。
当该移相全桥直流-直流转换器的晶体管开关Q2与Q4导通时，变压器T1的初级侧电流(primary current)的流动方向为顺时针方向，因此变压器T1会进行正向磁化(positive magnetization)，并且晶体管Q2与Q4导通的期间定义为变压器T1的磁化程序(magnetization process)的正半周。当晶体管开关Q1与Q3导通时，变压器T1的初级侧电流的流动方向为逆时针方向，因此变压器T1会进行反向磁化(negative magnetization)，并且晶体管Q1与Q3导通的期间定义为变压器T1的磁化程序的负半周。在变压器T1的磁化过程中，由于开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的开关特性，如上升时间(rising time)与下降时间(falling time)的差异、开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的驱动电路的延迟差异(delay difference)，以及线路本身的不对称性，使得变压器T1的正向磁化时间与反向磁化时间不一致，导致变压器T1在磁化程序的正半周期间内或负半周期间内的伏秒积(volt-second product)不平衡，从而引起变压器T1的直流磁偏(DC flux bias)。该变压器的直流磁偏的问题普遍存在于需要对变压器进 行双向磁化(bi-directional magnetization)的直流-直流转换器中，例如采用脉冲宽度调制控制(PWM control)的全桥直流-直流转换器或推挽式直流-直流转换器(push-pull DC-DC converter)。
若是变压器T1的直流磁偏没有受到控制，则会导致变压器T1产生饱和。为了抑制变压器T1的磁偏电流(bias current)，通常会在变压器T1的初级侧(primary side)设置一个直流阻隔电容(DC blocking capacitor)来阻断磁偏电流。如图2所示，直流阻隔电容Cb设置于变压器T1的初级侧。当磁偏电流流经直流阻隔电容Cb时，会在直流阻隔电容Cb两端产生直流电压。这个直流电压会与输入直流电压Vin一起提供至变压器T1的初级侧来进行变压器T1的磁化程序，由此消除变压器T1的磁偏电流。尽管如此，图2的电路结构相较于图1的电路结构需要一个额外的直流阻隔电容Cb。如此一来，将会造成电路元件所占据的空间增加以及电源转换器的功率密度降低。此外，图2所提出的消除变压器的直流磁偏的技术并非采用主动式的方法来控制磁偏电流。
另外一种消除变压器的磁偏电流的方案是以控制变压器的初级侧电流在正半周期间内与负半周期间内的峰值电流的方法来完成磁偏调节。在此种解决方案中，正半周期间内与负半周期间内的变压器的初级侧峰值电流会被检测并且控制该峰值电流的值等于反馈电压环节(feedback voltage loop，未显示于图1中)的输出量。应用这种解决方案可以确保在正半周期间内与负半周期间内的变压器初级侧电流的峰值为一致。由于变压器的初级侧电流由激磁电流与负载电流所组成，因此初级侧电流的峰值的控制可确保在正半周期间内与负半周期间内的激磁电流为一致。此种解决方案虽然不会降低电源转换器的功率密度，但是需要检测目前开关周期内的初级侧电流的峰值，因此对于电流检测的即时性要求较为严格。
因此便有需要提出一种新式的磁偏调节方法，以便有效的消除流经变压器的初级侧绕组的直流磁偏电流，同时对即时性的要求也不高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种磁偏调节方法，其可根据预定开关周期之前开关周期所检测到的变压器的初级侧电流来计算出该预定开关周期之前开 关周期的磁偏电流，并且根据该预定开关周期之前开关周期的磁偏电流来计算出该预定开关周期的磁偏调节信号，由此通过脉冲宽度调制控制器来控制电源转换器的内部开关电路的开关切换以消除电源转换器的内部变压器的直流磁偏。
本发明的另一目的在于提供一种磁偏调节方法，其可根据预定开关周期之前开关周期所检测到的变压器的初级侧电流来对反馈电压节所输出的反馈信号或是谐波补偿信号进行补偿，由此通过脉冲宽度调制控制器来控制电源转换器的内部开关电路的开关切换以消除电源转换器的内部变压器的直流磁偏。
本发明的另一目的在于提供一种电源转换器，具有磁偏控制器，其可实施上述的磁偏调节方法来消除电源转换器的内部变压器的直流磁偏。
根据本发明的第一较佳实施例，电源转换器包含：开关电路，用以根据其开关操作将输入直流电压转换成第一电压；变压器，具有初级侧以及次级侧，该初级侧设定为接收该开关电路所输出的第一电压，并根据该开关电路的开关切换将该第一电压传送至该变压器的次级侧；以及磁偏控制器，连接至该开关电路，用以检测该变压器的初级侧电流，并且根据检测的结果得到占空比控制信号，并且根据该占空比控制信号产生用以控制该开关电路的开关切换的驱动信号，其中该磁偏控制器包含电流检测器，用以检测在预定开关周期之前的开关周期的该变压器的初级侧电流，直流磁偏处理器，连接至该电流检测器，其根据该电流检测器的输出来得到占空比控制信号，用以消除该预定开关周期的该变压器的磁偏电流，以及脉冲宽度调制控制器，连接至该直流磁偏处理器，用以根据该磁偏控制信号来产生用以控制该开关电路的开关切换的驱动信号。
根据本发明的第一较佳实施例，该直流磁偏处理器包含直流磁偏计算环节，连接至该电流检测器，用以根据该电流检测器的输出信号计算出该预定开关周期之前的开关周期的磁偏电流，直流磁偏调节环节，用以根据该直流磁偏计算环节所输出的磁偏电流来计算出该预定开关周期之前的开关周期的磁偏调节信号，延迟环节，连接至该直流磁偏调节环节，用以将该预定开关周期之前的开关周期的磁偏调节信号延迟至该预定开关周期，反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号；以及加法/减法环节，用以将该延迟环节所输出的延迟的磁偏调节信号以及该反馈电压环节所输出的反馈信号进行加法/减法运算而产生占空比控制信号。
根据本发明的第二较佳实施例，该直流磁偏处理器包含延迟电路，连接至该电流检测器，用以将该电流检测器的输出信号延迟至少一个开关周期，反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号，加法/减法环节，用以将该延迟电路的输出信号以及进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号相加而产生合成信号，而脉冲宽度调制比较器接收并比较该反馈信号和该合成信号，以产生该占空比控制信号。
根据本发明的第二较佳实施例的另一种实施方式，该直流磁偏处理器包含延迟电路，连接至该电流检测器，用以将该电流检测器的输出信号延迟至少一个开关周期，反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号，加法/减法环节，用以将该反馈信号以及该延迟电路的输出信号相减而产生差动信号，而脉冲宽度调制比较器接收并比较该差动信号和进行电流补偿的斜坡状的谐波补偿信号，以产生该占空比控制信号。
本发明所提出的磁偏控制器用以实施磁偏调节方法。在本发明的第一较佳实施例中，该磁偏调节方法应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来进行双向磁化，该方法包含下列步骤：检测在某一预定开关周期nTs之前开关周期(n-a)Ts、(n-b)Ts该变压器的初级侧电流，其中n为正整数，Ts为开关周期，a、b为正整数且n大于b，b大于或等于a；根据所检测到的电流信号计算出该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流；根据该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流计算出该预定开关周期nTs的磁偏调节信号；将该磁偏调节信号与电压反馈信号进行运算而得到占空比控制信号；以及根据该占空比控制信号，由脉冲宽度调制控制器发出驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
在本发明的第二较佳实施例的第一实施方式中，该磁偏调节方法应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来 进行双向磁化，该方法包含下列步骤：检测该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts流经该变压器的初级侧电流；将所检测到的电流信号延迟至少一个开关周期；将该延迟的检测电流信号与进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号加总而得到合成信号；以及将电压反馈信号与该合成信号进行比较而得到驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
在本发明的第二较佳实施例的第二实施方式中，该磁偏调节方法应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来进行双向磁化，该方法包含下列步骤：检测该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts流经该变压器的初级侧电流；将所检测到的电流信号延迟至少一个开关周期；将电压反馈信号与该延迟的检测电流信号相减而得到差动信号；以及将该差动信号与进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号进行比较而得到驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
本发明的优点与特征，得通过下面实施例配合下列附图详细说明，获得更深入的了解。
附图说明
图1显示已知的移相全桥直流-直流转换器的电路结构；
图2显示具有用来消除直流磁偏的直流阻隔电容的移相全桥直流-直流转换器的电路结构；
图3为本发明的磁偏控制器的一般性系统方块图；
图4显示结合图3的磁偏控制器的全桥直流-直流转换器的电路结构；
图5显示根据本发明的第一较佳实施例，直流磁偏处理器的电路结构；
图6显示根据本发明的磁偏控制器第一较佳实施例，将磁偏控制器以数字信号处理的方式来完成并且将磁偏控制器应用于移相全桥式直流-直流转换器的电路示意图；
图7(A)为说明图5的直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的程序步骤的流程图；
图7(B)为说明图5的直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的一种简化的程序步骤的流程图；
图7(C)为说明图5的直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的一种简化的程序步骤的流程图；
图8(A)显示根据本发明的第二较佳实施例，电流检测器与直流磁偏处理器的电路示意图；
图8(B)显示图8(A)的延迟电路的电路结构；
图8(C)显示图8(A)中各个检测节点上所量测到的电流与电压波形图；
图8(D)显示根据本发明的第二较佳实施例，电流检测器与直流磁偏处理器的另外一种电路拓朴的示意图；
图9显示本发明的磁偏控制器应用于推挽式直流-直流转换器的电路示意图；以及
图10显示本发明的磁偏控制器应用于电流型全桥直流-直流转换器的电路示意图。
其中，附图标记说明如下：
T1隔离变压器
Q1，Q2，Q3，Q4，Q5晶体管开关
(Q1，Q2，Q3，Q4)开关电路
(Q91，Q92)开关电路
(Q101，Q102，Q103，Q104)开关电路
D1，D2整流器
Lf，Co输出滤波器
10负载
Cb直流阻隔电容
30磁偏控制器
301电流检测器
302直流磁偏处理器
303脉冲宽度调制控制器
501直流磁偏计算环节
502直流磁偏调节环节
503延迟环节
504反馈电压环节
505，506加法/减法环节
601模拟-数字转换器
801延迟电路
802脉冲宽度调制比较器
803取样电流
804延迟电流
805谐波补偿信号
806合成信号
807输出信号
808占空比控制信号
809比较差动信号
811高频载波信号
812高频比较器
813高频脉冲信号
814逻辑门电路
815高频脉冲信号
816电感-电容滤波器
91推挽式直流-直流转换器
101电流型全桥直流-直流转换器
800加法/减法环节
701～709直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的程序步骤
711～715直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的简化程序步骤
721～725直流磁偏调节环节计算出磁偏调节信号的简化程序步骤
具体实施方式
体现本发明的特征与优点的较佳实施例将在后面的说明中详细叙述。须注意的是相同的元件标号指向相同的元件。应理解的是本发明能够在不同的形式上具有各种的变化，其都不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。
请参见图1与图3，其中本发明的磁偏控制器的一般性系统方块图显示 于图3。图3所示的磁偏控制器(flux bias controller)30设定用来调节如图1所示的移相全桥直流-直流转换器的内部变压器T1的直流磁偏，并且与图1所示的开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)相连接。如图3所示，本发明的磁偏控制器30包含电流检测器(current detector)301，其设定为分别检测第(n-a)个开关周期(n-a)Ts中的正半周期间内变压器T1的初级侧电流I+(n-a)与第(n-b)个开关周期(n-b)Ts中的负半周期间内变压器T1的初级侧电流I-(n-b)，其中电流I+(n-a)与I-(n-b)皆大于零，并且n，a，b为正整数且n大于a，b，b大于a，Ts为开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的开关周期。本发明的磁偏控制器30还包含直流磁偏处理器(DC bias processor)302，其设定为对电流检测器301所输出的取样电流信号(sampled current signal)进行分析与处理来产生所需要的占空比(duty ratio)控制信号，以及脉冲宽度调制控制器(PWM controller)303，其设定为根据直流磁偏处理器302所输出的占空比控制信号来调节第n个开关周期中开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的占空比，以便控制变压器T1的直流磁偏。
图4显示结合图3的磁偏控制器30的全桥直流-直流转换器的电路结构。在图4中，晶体管开关Q1与Q4组成超前桥臂(leading leg)，而晶体管开关Q2与Q3组成滞后桥臂(lagging leg)。此外，变压器T1的初级侧电流由负载电流(load current)以及激磁电流(magnetizing current)所组成。因此当直流磁偏的现象发生时，磁偏控制器30可检测变压器T1的初级侧电流来进行磁偏调节。如图4所示，该变压器T1的初级侧电流的检测在本实施例中可设定为检测母线电流(bus current)、流经超前桥臂的超前桥臂电流(leading legcurrent)、流经滞后桥臂的滞后桥臂电流(lagging leg current)或是流经变压器T1的初级侧绕组(primary winding)的电流来取得用来进行磁偏调节的输入信息。
在本发明的第一较佳实施例中，直流磁偏处理器302的实施，可以用来实现以计算磁偏电流(bias current)来求出磁偏调节信号的磁偏调节方法。图5显示在本发明的第一较佳实施例中，直流磁偏处理器302的计算框图。请参见图1、图3与图5，直流磁偏处理器302包含直流磁偏计算环节(DC biascalculation loop)501，其设定为根据电流检测器301所输出的取样初级侧电流I+(n-a)，I-(n-b)来计算变压器T1在第(n-b)个开关周期(n-b)Ts内的磁偏电流为Ie(n-b)＝f[I+(n-a)-I-(n-b)]，其中f为定义(n-a)Ts中的正半周期间内的取样初 级侧电流I+(n-a)与(n-b)Ts中的负半周期间内的取样初级侧电流I-(n-b)以及第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)之间的关系的函数。考虑到在不同的开关周期中变压器T1的初级侧电流的变化，在本实施例中(a-b)的绝对值不能够超过一个预定值，例如10。当然Ie(n-b)也可以定义为Ie(n-b)＝f[I-(n-a)-I+(n-b)]，即根据(n-a)Ts中的负半周期间内的取样初级侧电流I-(n-a)与(n-b)Ts中的正半周期间内的取样初级侧电流I+(n-b)来得到Ie(n-b)。直流磁偏处理器302还包含直流磁偏调节环节(DC bias regulation loop)502，其设定为根据直流磁偏计算环节501所输出的磁偏电流Ie(n-b)来计算出磁偏调节信号(biasregulation signal)，其中第(n-b)个开关周期中的正半周期间内的磁偏调节信号为ΔD1(n-b)＝f′(Ie(n-b))，而第(n-b)个开关周期中的负半周期间内的磁偏调节信号为ΔD2(n-b)＝f′(Ie(n-b))，其中f′为定义第(n-b)个开关周期中的磁偏电流与正半周期间内的磁偏调节信号的关系的函数，而f′为定义第(n-b)个开关周期中的磁偏电流与负半周期间内的磁偏调节信号的关系的函数。直流磁偏调节环节502所输出的磁偏调节信号会输入至延迟环节(delay loop)503，以便分别将第(n-b)个开关周期中的正半周期间内与负半周期间内的磁偏调节信号延迟至第n个开关周期。因此可得到ΔD1(n)＝ΔD1(n-b)以及ΔD2(n)＝ΔD2(n-b)，其中ΔD1(n)为第n个开关周期中的正半周期间内的磁偏调节信号，而ΔD2(n)为第n个开关周期中的负半周期间内的磁偏调节信号。此外，直流磁偏处理器302还包含反馈电压环节(feedback voltage loop)504，其设定为检测直流-直流转换器的输出电压变化来计算出第n个开关周期中的正、负半周期间内的反馈信号。在此，设定反馈电压环节504所计算出的第n个开关周期中的正、负半周期间内的反馈信号分别为D+(n)与D-(n)。因此，第n个开关周期中的正、负半周期间内的占空比控制信号D′+(n)与D′-(n)为反馈信号与磁偏调节信号的总和，意即D′+(n)＝D+(n)+ΔD1(n)，D′-(n)＝D-(n)+ΔD2(n)。在图5中，直流磁偏处理器302还包含加法/减法环节505，506，其用来将反馈信号D+(n)与D-(n)及磁偏调节信号ΔD1(n)与ΔD2(n)进行加法或减法运算来求得占空比控制信号D′+(n)与D′-(n)。由此，脉冲宽度调制控制器303可通过第n个开关周期内的正半周期间内与负半周期间内的占空比控制信号D′+(n)与D′-(n)来产生控制开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的驱动脉冲信号。
图6显示在本发明的第一较佳实施例中，将磁偏控制器30以数字信号 处理的方式来完成并且将磁偏控制器30应用于移相全桥式直流-直流转换器的电路示意图。如图6所示，磁偏控制器30包含电流检测器301，其设定为分别检测同一个开关周期，即第(n-b)个开关周期中的正、负半周期间内的母线电流峰值Ipk+(n-b)，Ipk-(n-b)。电流检测器301所取样出来的母线电流峰值为以模拟方式呈现的信息，其通过模拟-数字转换器(ADC)601转换成数字格式。模拟-数字转换器601的输出通过直流磁偏计算环节501来计算得到第(n-b)个开关周期内的磁偏电流为Ie(n-b)＝Ipk+(n-b)-Ipk-(n-b)。接下来，直流磁偏调节环节502会根据第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)来计算第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD1(n-b)，ΔD2(n-b)。接下来，延迟环节503会将该磁偏调节信号延迟至第n个开关周期ΔD1(n)，ΔD2(n)，从而用以补偿反馈电压环节504所输出的反馈信号，其中ΔD1(n)、ΔD2(n)分别为第n个开关周期中的正、负半周期间内的磁偏调节信号。为了避免在进行磁偏控制程序时给移相全桥式直流-直流转换器的输出电压带来额外的纹波，在此需设定第n个开关周期中的正、负半周期间内的磁偏调节信号的绝对值为相等，即ΔD1(n)＝-ΔD2(n)＝ΔD(n)。因此，通过加法/减法环节505，506的运算，第n个开关周期中的正半周期间内的占空比控制信号为D′+(n)＝D+(n)-ΔD(n)，而第m个开关周期中的负半周期间内的占空比控制信号为D′-(n)＝D-(n)+ΔD(n)。此外，若是不考虑磁偏控制对于附加在移相全桥式直流-直流转换器的输出电压上的电压纹波的影响，则仅需要在正半周期间内或负半周期间内对占空比控制信号D+(n)与D-(n)进行补偿。也就是说，可设定第n个开关周期中的正半周期间内的占空比控制信号为D′+(n)＝D+(n)-ΔD(n)而负半周期间内的占空比控制信号为D′-(n)＝D-(n)，或者设定第n个开关周期中的正半周期间内的占空比控制信号为D′+(n)＝D+(n)而负半周期间内的占空比控制信号为D′-(n)＝D-(n)+ΔD(n)。
关于图5所示的直流磁偏调节环节502根据直流磁偏计算环节501所输出的第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)来计算出磁偏调节信号的程序将说明如下。图7(A)为说明直流磁偏调节环节502计算出磁偏调节信号的程序步骤的流程图。开始时，直流磁偏调节环节502会判断第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)是否落在一定的误差区间内，例如-0.1A至0.1A，如步骤701所示。若Ie(n-b)落在-0.1A至0.1A的误差区间内，程序进行步骤702以 将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号维持与第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号一致，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)。若Ie(n-b)并非落在-0.1A至0.1A的误差区间内，程序进行步骤703以判断第Ie(n-b)是否大于0.1A。若Ie(n-b)大于0.1A，程序进行步骤704以判断Ie(n-b)是否大于或等于第(n-b-1)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b-1)。若第Ie(n-b)大于或等于Ie(n-b-1)，其代表目前的磁偏调节信号尚不足以补偿变压器T1的初级侧绕组在正半周期间与负半周期间之间的磁通量差异(flux difference)，则执行步骤705以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)加上一定的调节量，例如一个最小有效位(LSB)，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)+1LSB。若Ie(n-b)小于Ie(n-b-1)，其代表目前的磁偏调节信号能够对变压器T1的初级侧绕组在正半周期间与负半周期间之间的磁通量差异提供补偿，则执行步骤706以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号维持与第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号一致，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)。若Ie(n-b)小于-0.1A，程序进行步骤707以判断第Ie(n-b)是否小于或等于Ie(n-b-1)。若第Ie(n-b)小于或等于Ie(n-b-1)，则执行步骤708以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)减去一定的调节量，例如一个最小有效位，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)-1LSB。若Ie(n-b)大于Ie(n-b-1)，则执行步骤709以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号维持与第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号一致，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)。因此，直流磁偏调节环节502可根据磁偏电流的大小与变化趋势来计算磁偏调节信号，使得磁偏电流迅速收敛于直流磁偏调节环节502所设定的误差区间内，以避免磁偏电流的过度调节。
图7(B)为说明直流磁偏调节环节502计算出磁偏调节信号的另一种程序步骤的流程图。图7(B)的程序是由图7(A)的程序在不将磁偏电流的过度调节的情况列入考虑的情形下进行简化而来。图7(B)的程序步骤说明如下。开始时，直流磁偏调节环节502会判断第(n-b)个开关周期中的磁偏电流Ie(n-b)是否落在一定的误差区间内，例如-0.1A至0.1A，如步骤711所示。若第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)落在-0.1A至0.1A的误差区间内，程序进行步骤712以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号维持与第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号一致，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)。若Ie(n-b)并非落在-0.1A 至0.1A的误差区间内，程序进行步骤713以判断是否Ie(n-b)大于0.1A。若Ie(n-1)大于0.1A，则执行步骤714以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)加上一定的调节量，例如一个最小有效位(LSB)，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)+1LSB。若Ie(n-b)并非大于0.1A，则执行步骤715以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为第(n-b-1)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)减去一定的调节量，例如一个最小有效位(LSB)，即ΔD(n-b)＝ΔD(n-b-1)-1LSB。
当变压器T1在正半周期间内的磁化时间与负半周期间内的磁化时间差异为小于一个最小有效位(LSB)时，磁偏调节信号可直接设定为一个最小有效位。在这种情形下，图7(A)的流程可进一步简化成如图7(C)所示的流程。图7(C)的程序步骤说明如下。1开始时，直流磁偏调节环节502会判断第(n-b)个开关周期内的磁偏电流Ie(n-b)是否落在-0.1A至0.1A的误差区间内，如步骤721所示。若Ie(n-b)落在-0.1A至0.1A的误差区间内，程序进行步骤722以将第(n-b)个开关周期中的磁偏调节信号设定为零。若Ie(n-b)并非落在-0.1A至0.1A的误差区间内，程序进行步骤723以判断Ie(n-b)是否大于0.1A。若Ie(n-b)大于0.1A，程序进行步骤724以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为一个最小有效位。若第Ie(n-b)并非大于0.1A，程序进行步骤725以将第(n-b)个开关周期内的磁偏调节信号ΔD(n-b)设定为一个负值的最小有效位。
在本发明的第二较佳实施例中，直流磁偏处理器302的实施，可以用来实现以电流补偿(current compensation)来进行磁偏调节方法。图8(A)显示根据本发明的第二较佳实施例，电流检测器与直流磁偏处理器的电路示意图。请参见图1、图3与图8(A)，电流检测器301设定为用来检测直流-直流变压器的初级侧电流。在本实施例中，直流磁偏处理器302包含延迟电路(delaycircuit)801，连接至该电流检测器301且设定为将电流检测器301所输出的正半周期间内与负半周期间内的取样母线电流803的波形延迟一个或多个开关周期而得到一个延迟的电流804。延迟电路801所输出的延迟的电流804会与谐波补偿信号805通过加法/减法环节800相加而得到合成信号806，该合成信号806会输入至脉冲宽度调制比较器802的负输入端。反馈电压环节504的输出信号807会传送至脉冲宽度调制比较器802的正输入端。脉冲宽 度调制比较器802设定为比较反馈电压环节504的输出信号807与合成信号806，并且根据比较的结果输出最终控制信号808来产生控制开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的驱动脉冲信号。
请参见图8(B)，其显示图8(A)的延迟电路801的电路结构。如图8(B)所示，延迟电路801包含高频比较器(high-frequency comparator)812，其将电流检测器301所输出的取样电流803以及高频载波信号(high-frequency carriersignal)811进行比较来完成对取样电流803的斩波操作，而得到高频脉冲信号813。高频脉冲信号813经过逻辑门电路(logic gate circuit)814处理而延迟一定的开关周期，例如一个开关周期Ts，由此产生延迟的高频脉冲信号815。该延迟的高频脉冲信号815通过一个电感-电容滤波器816进行滤波处理而产生一个延迟的取样电流波形804。
请参见图8(C)，其显示图8(A)中各个检测节点上所量测到的电流与电压波形图。如图8所示，ip为变压器T1的初级侧电流；803的波形其代表电流检测器301所检测到的取样电流；804的波形代表取样电流803经过一个开关周期Ts延迟后的延迟取样电流；805的波形代表谐波补偿信号；806的波形代表延迟取样电流804与谐波补偿信号805相加而成的合成信号；807的波形代表反馈电压环节的输出信号807的电压；808的波形代表最终控制信号808的波形。
请参见图1、图3与图8(D)，其中图8(D)显示根据本发明的第二较佳实施例，电流检测器与直流磁偏处理器的另外一种电路拓朴的示意图。将图8(D)与图8(A)相比较，可了解到图8(D)将延迟取样电流804设定为用来补偿反馈电压环节504的输出信号807以进行磁偏控制。如图8(D)所示，反馈电压环节504的输出信号807通过加法/减法环节800减去延迟取样电流804而得到一个差动信号809，并且差动信号809输入至脉冲宽度调制比较器802的正输入端而谐波补偿信号805输入至脉冲宽度调制比较器802的负输入端。经过脉冲宽度调制比较器802的比较后输出最终控制信号808来产生控制开关电路(Q1，Q2，Q3，Q4)的驱动脉冲信号。
图9显示本发明的磁偏控制器应用于推挽式直流-直流转换器的电路示意图。如图9所示，推挽式直流-直流转换器91包含开关电路(Q91，Q92)、变压器T1、整流器(D1，D2)以及输出滤波器(Lf，Co)。磁偏控制器30与推挽 式直流-直流转换器91内部的开关电路(Q91，Q92)相连接，并且设定为用来调节推挽式直流-直流转换器91的内部变压器T1的直流磁偏。磁偏控制器30包含电流检测器301、直流磁偏处理器302以及脉冲宽度调制控制器303，其电路结构与操作原理已经详细说明如上，在此不予以赘述。
图10显示本发明的磁偏控制器应用于电流型全桥直流-直流转换器(current-driven full-bridge DC-DC converter)的电路示意图。如图10所示，磁偏控制器30与电流型全桥直流-直流转换器101内部的开关电路(Q101，Q102，Q103，Q104)相连接，并且设定为用来调节电流型全桥直流-直流转换器101的内部变压器T1的直流磁偏。磁偏控制器30包含电流检测器301、直流磁偏处理器302以及脉冲宽度调制控制器303，其电路结构与操作原理已经详细说明如上，在此不予以赘述。
综合以上所述，本发明提出一种磁偏控制器，适用于具有内部变压器并且需要对其内部变压器进行双向磁化的电源转换器。本发明的磁偏控制器包含电流检测器，用来检测某个开关周期电源转换器的初级侧电流，而输出取样初级侧电流，以及直流磁偏处理器，用来根据电流检测器所输出的取样电流来计算用来控制往后的开关周期的直流磁偏的占空比控制信号。此外，本发明的磁偏控制器还包含脉冲宽度调制控制器，用来根据直流磁偏处理器所输出的占空比控制信号来控制电源转换器的内部开关电路的工作比。因此，本发明的磁偏控制器可根据某个开关周期电源转换器的初级侧电流来计算往后的开关电路的工作比以控制变压器的直流磁偏，从而减小在控制变压器的直流磁偏作业上的即时性。
本发明可由本领域技术人员做出修改和变化，但是都不脱离所附权利要求所欲保护的范围。
Claims (21)
1.一种电源转换器，其包含：
开关电路，用以根据其开关操作将输入电压转换成第一电压；
变压器，具有初级侧以及次级侧，该初级侧其设定为接收该开关电路所输出的第一电压，并根据该开关电路的开关切换将该第一电压传送至该变压器的次级侧；以及
磁偏控制器，连接至该开关电路，用以检测该变压器的初级侧电流，并且根据检测的结果得到占空比控制信号，并且根据该占空比控制信号产生用以控制该开关电路的开关切换的驱动信号，其中该磁偏控制器包含：
电流检测器，用以检测在某预定开关周期之前开关周期该变压器的初级侧电流；
直流磁偏处理器，连接至该电流检测器，其根据该电流检测器的输出来得到占空比控制信号，用以消除该预定开关周期该变压器的磁偏电流；以及
脉冲宽度调制控制器，连接至该直流磁偏处理器，用以根据该占空比控制信号来产生用以控制该开关电路的开关切换的驱动信号。
2.如权利要求1所述的电源转换器，其中该直流磁偏处理器包含：
直流磁偏计算环节，连接至该电流检测器，用以根据该电流检测器的输出信号计算出该预定开关周期之前开关周期的磁偏电流；
直流磁偏调节环节，用以根据该直流磁偏计算环节所输出的磁偏电流来计算出该预定开关周期之前开关周期内的磁偏调节信号；
延迟环节，用以将该预定开关周期之前开关周期的磁偏调节信号延迟至该预定开关周期；
反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号；以及
加法/减法环节，用以将该延迟环节所输出的延迟的磁偏调节信号以及该反馈电压环节所输出的反馈信号进行加法/减法运算而产生占空比控制信号。
3.如权利要求2所述的电源转换器，其中该磁偏控制器还包含模拟-数字转换器，连接于该电流检测器与该直流磁偏计算环节之间，其设定为将该电流检测器的输出信号转换为数字格式。
4.如权利要求1所述的电源转换器，其中该电源转换器为直流-直流转换器。
5.如权利要求4所述的电源转换器，其中该电源转换器为移相全桥直流-直流转换器，该电流检测器设定为检测该电源转换器的超前桥臂电流或滞后桥臂电流。
6.如权利要求4所述的电源转换器，其中该直流-直流转换器为全桥直流-直流转换器或电流型全桥直流-直流转换器。
7.如权利要求1所述的电源转换器，其中该直流磁偏处理器包含：
延迟电路，连接至该电流检测器，用以将该电流检测器的输出信号延迟至少一个开关周期；
反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号；以及
加法/减法环节，用以将该延迟电路的输出信号以及进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号相加而产生合成信号，而脉冲宽度调制比较器接收并比较该反馈信号和该合成信号，以产生该占空比控制信号。
8.如权利要求7所述的电源转换器，其中该延迟电路包含：
高频比较器，连接至该电流检测器，其具有正输入端，用以接收该电流检测器的输出信号，以及负输入端，用以接收高频载波信号，该高频比较器设定为比较该电流检测器的输出信号以及该高频载波信号，并且根据比较的结果产生高频脉冲信号；
逻辑门电路，连接至该高频比较器，用以将该高频脉冲信号延迟至少一个开关周期；以及
滤波器，连接至该逻辑门电路，用以对该逻辑门电路所输出的延迟的高频脉冲信号进行滤波处理而产生一个延迟的检测电流信号。
9.如权利要求1所述的电源转换器，其中该直流磁偏处理器包含：
延迟电路，连接至该电流检测器，用以将该电流检测器的输出信号延迟至少一个开关周期；
反馈电压环节，用以检测该电源转换器的输出电压变化并且根据检测的结果产生反馈信号；以及
加法/减法环节，用以将该反馈信号以及该延迟电路的输出信号相减而产生差动信号，而脉冲宽度调制比较器接收并比较该差动信号和进行电流补偿的斜坡状的谐波补偿信号，以产生该占空比控制信号。
10.如权利要求9所述的电源转换器，其中该延迟电路包含：
高频比较器，连接至该电流检测器，其具有正输入端，用以接收该电流检测器的输出信号，以及负输入端，用以接收高频载波信号，该高频比较器设定为比较该电流检测器的输出信号以及该高频载波信号，并且根据比较的结果产生高频脉冲信号；
逻辑门电路，连接至该高频比较器，用以将该高频脉冲信号延迟至少一个开关周期；以及
滤波器，连接至该逻辑门电路，用以对该逻辑门电路所输出的延迟的高频脉冲信号进行滤波处理而产生一个延迟的检测电流信号。
11.一种磁偏调节方法，应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来进行双向磁化，该方法包含下列步骤：
检测在某预定开关周期nTs之前开关周期(n-a)Ts、(n-b)Ts该变压器的初级侧电流，其中n为正整数，Ts为开关周期，a、b为正整数且n大于b，b大于或等于a；
根据所检测到的电流信号计算出该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流；
根据该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流计算出该预定开关周期nTs的磁偏调节信号；
将该磁偏调节信号与电压反馈信号进行运算而得到占空比控制信号；以及
根据该占空比控制信号，由脉冲宽度调制控制器发出驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
12.如权利要求11所述的磁偏调节方法，其中计算出该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流还包含下列步骤：
检测在某预定开关周期nTs之前开关周期(n-a)Ts该变压器的初级侧正半周电流I+(n-a)；
检测在某预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts该变压器的初级侧负半周电流I-(n-b)；以及
将I+(n-a)减去I-(n-b)得到该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流Ie(n-b)。
13.如权利要求12所述的磁偏调节方法，其中：
该预定开关周期nTs之前开关周期(n-a)Ts该变压器的初级侧正半周电流I+(n-a)为峰值电流Ipk+(n-a)；以及
该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts该变压器的初级侧负半周电流I-(n-b)为峰值电流Ipk-(n-b)，并且a等于b。
14.如权利要求11所述的磁偏调节方法，其中根据该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流Ie(n-b)计算出该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)的步骤还包含下列步骤：
判断Ie(n-b)是否落在误差区间内；
若Ie(n-b)落在该误差区间内，设定该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期的另一个前开关周期(n-b-1)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)；
若Ie(n-b)并非落在该误差区间内，判断Ie(n-b)是否大于该误差区间的上限值；
若Ie(n-b)大于该误差区间的上限值，判断Ie(n-b)是否大于或等于该预定开关周期之另一前开关周期(n-b-1)Ts的磁偏电流Ie(n-b-1)；
若Ie(n-b)并非大于该误差区间的上限值，判断Ie(n-b)是否小于或等于Ie(n-b-1)；
若Ie(n-b)大于该误差区间的上限值且Ie(n-b)大于或等于Ie(n-b-1)，设定该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之另一前开关周期(n-b-1)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)加上预定调节量；
若Ie(n-b)大于该误差区间的上限值且Ie(n-b)小于Ie(n-b-1)，设定该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之另一前开关周期(n-b-1)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)；
若Ie(n-b)并非大于该误差区间的上限值且Ie(n-b)小于或等于Ie(n-b-1)，设定该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之另一前开关周期(n-b-1)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)减去预定调节量；以及
若Ie(n-b)并非大于该误差区间的上限值且Ie(n-b)大于Ie(n-b-1)，设定该预定开关周期之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之另一前开关周期的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)；
设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)。
15.如权利要求14所述的磁偏调节方法，其中该误差区间设定为-0.1A至0.1A之间。
16.如权利要求11所述的磁偏调节方法，其中该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流Ie(n-b)计算出该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)的步骤还包含下列步骤：
判断Ie(n-b)是否落在误差区间内；
若Ie(n-b)落在该误差区间内，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之前另一开关周期的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)；
若Ie(n-b)并非落在该误差区间内，判断Ie(n-b)是否大于该误差区间的上限值；
若Ie(n-b)大于该误差区间的上限值，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之前另一开关周期的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)加上预定调节量；以及
若Ie(n-b)并非大于该误差区间的上限值，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期之前另一开关周期的磁偏调节信号ΔD(n-b-1)减去预定调节量；
设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)。
17.如权利要求16所述的磁偏调节方法，其中该误差区间设定为-0.1A至0.1A之间。
18.如权利要求11所述的磁偏调节方法，其中该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏电流Ie(n-b)计算出该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)的步骤还包含下列步骤：
判断Ie(n-b)是否落在误差区间内；
若Ie(n-b)落在该误差区间内，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为零；
若Ie(n-b)并非落在该误差区间内，判断Ie(n-b)是否大于该误差区间的上限值；
若Ie(n-b)大于该误差区间的上限值，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为预定调节量；以及
若Ie(n-b)并非大于该误差区间的上限值，设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为负值的预定调节量；
设定该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts的磁偏调节信号ΔD(n-b)为该预定开关周期nTs的磁偏调节信号ΔD(n)。
19.如权利要求18所述的磁偏调节方法，其中该误差区间设定为-0.1A至0.1A之间。
20.一种磁偏调节方法，应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来进行双向磁化，该方法包含下列步骤：
检测该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts流经该变压器的初级侧电流；
将所检测到的电流信号延迟至少一个开关周期；
将该延迟的检测电流信号与进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号加总而得到合成信号；以及
将电压反馈信号与该合成信号进行比较而得到驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
21.一种磁偏调节方法，应用于电源转换器中，该电源转换器具有开关电路以及变压器，其中该开关电路以预定的工作周期进行开关切换并且该变压器根据该开关电路的开关切换来进行双向磁化，该方法包含下列步骤：
检测该预定开关周期nTs之前开关周期(n-b)Ts流经该变压器的初级侧电流；
将所检测到的电流信号延迟至少一个开关周期；
将电压反馈信号与该延迟的检测电流信号相减而得到差动信号；以及
将该差动信号与进行电流补偿的斜坡状谐波补偿信号进行比较而得到驱动信号来控制该开关电路的开关切换，以消除该变压器的直流磁偏。
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