CN101369774B - 抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法。该异步升压式电压转换器包括一电感连接在一第一电压及一节点之间，一开关连接在该节点及一第二电压之间受控于一脉宽调变信号，以及一二极管连接在该节点及该转换器的输出之间。该抗振荡方法包括当该节点上的电压出现振荡时，在该第一电压及节点之间形成一旁通路径，进而使节点上的电压维持在一定值。

Description

抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法

技术领域

本发明涉及一种异步升压式电压转换器，尤其涉及一种抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法。

背景技术

图1显示为传统的异步升压式电压转换器100，其中电感L1连接在输入电压VIN及节点LX之间，开关104连接在节点LX及接地GND之间，二极管D1连接在节点LX及输出端VOUT之间，电容COUT连接输出端VOUT，控制器102输出一脉宽调变信号PWM切换开关104以将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。在控制器102中，电阻R1及R2分压输出电压VOUT产生回授电压VFB，误差放大器114根据参考电压VREF及回授电压VFB产生误差信号EA，比较器110根据误差信号EA及锯齿波信号RAMP产生信号COMP，触发器108根据信号COMP及来自振荡器106的频率CLK产生脉宽调变信号PWM经驱动器112切换开关104以产生电感电流IL1。

图2为图1中信号的波形图，其中波形150为脉宽调变信号PWM，波形152为节点LX上的电压，波形154为电感电流IL1。参照图2，在脉宽调变信号PWM的工作周期期间，开关104打开(turn on)，电感电流IL1上升，当脉宽调变信号PWM转为低准位时，开关104关闭(turn off)，电感电流IL1开始下降，而节点LX上的电压拉高，接着，当电感电流IL1放电至令电感和二极管D1及节点LX上的寄生电容形成振荡电路而产生振荡，如波形152及154中虚线圈起来的部分。

图3为图2中波形152及154的局部放大图。图4至图6为用以说明振荡期间电感L1的充放电示意图。参照图3至图6，当脉宽调变信号PWM转为低准位时，开关104关闭，电感电流IL1开始下降，而节点LX上的电压升高，当电感电流IL1降至0时，如时间t 1所示，节点LX上的电压开始下降，而二极管D1及节点LX上的寄生电容CD及CP对电感L1充电，如图4所示，在时间t2时，节点LX上的电压等于输入电压VIN，而电感电流IL1也达到谷值，接着，节点LX上的电压再持续下降，直至节点LX上的电压比接地GND低一个临界值时，开关104的基底二极管(body diode)116导通，如时间t3所示，此时电感电流IL1由接地GND流向电感L1，如图5所示，而节点LX上的电压将被基底二极管116限制在一定值，当电感电流IL1上升至大于0时，如时间t 4所示，开关104的基底二极管116关闭，而电感L1开始对寄生电容CD及CP放电，如图6所示，此时，节点LX上的电压开始上升直至电感电流IL1再低于0后再重复图4至图6所示的充放电步骤，如时间t5所示。如前所述，电感电流IL1的振荡将导致节点LX上的电压也跟着振荡，因而产生输入噪声、输出噪声以及电磁干扰(Electro Magnetic Interference；EMI)等问题的产生。

发明内容

本发明的目的，在于提出一种抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法，通过上述异步升压式电压转换器及其抗振荡方法可防止输入噪声、输出噪声以及电磁干扰的产生。

为达到上述目的，本发明提供一种抗振荡的异步升压式电压转换器，它包括一电感连接在一第一电压及一节点之间，一开关连接在该节点及一第二电压之间受控于一第一信号，一二极管连接在该节点及该转换器的输出之间，以及一旁通电路连接在该第一电压及节点之间。一种抗振荡方法包括侦测该节点上的电压或该第一信号来判断节点上的电压是否发生振荡，当该节点上的电压发生振荡时，产生一第二信号使该旁通电路形成一旁通路径，以抑制该节点上电压的振荡，使该节点上的电压维持在一定值。

本发明的另一方案是提供一种异步升压式电压转换器的抗振荡方法，所述转换器包含一电感连接在一第一电压及一节点之间，一开关连接在该节点及一第二电压之间，因应一控制信号而切换，以及一二极管连接在该节点及该转换器的输出之间，该方法包括下列步骤：(1)判断该节点上的电压是否振荡；以及(2)在该节点上的电压出现振荡时，于该第一电压及节点之间形成一旁通路径以稳定该节点上的电压。

本发明的又一方案是提供一种应用在电压转换器的侦测电路，所述电压转换器包括至少一开关连接一节点受控于一第一信号而切换以将一输入电压转为一输出电压，该侦测电路包括：一比较器，在该节点上的电压达到一临界值时产生一第二信号；以及一逻辑电路，根据该第一信号及第二信号产生一侦测信号。

本发明的又一方案是提供一种应用在电压转换器的侦测方法，所述电压转换器包括至少一开关连接一节点受控于一第一信号而切换以将一输入电压转为一输出电压，该方法包括下列步骤：(1)侦测该节点上的电压；(2)在该节点上的电压达到一临界值时产生一第二信号；以及(3)根据该第一信号及第二信号产生一侦测信号。

本发明由于采用了上述的技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：本发明可以防止输入噪声、输出噪声以及电磁干扰的产生。

附图说明

图1为传统的异步升压式电压转换器示意图；

图2为图1中信号的波形图；

图3为图2中波形152及154的局部放大图；

图4显示寄生电容CD及CP对电感L1充电的情况示意图；

图5显示基底二极管116导通时的情况示意图；

图6显示寄生电容CD及CP对电感L1放电的情况示意图；

图7为本发明的实施例示意图；

图8为图7中电荷旁通电路202的第一实施例；

图9为图7中电荷旁通电路202的第二实施例；

图10为图7中电荷旁通电路202的第三实施例；

图11为图7中电荷旁通电路202的第四实施例；

图12为图7中电荷旁通电路202的第五实施例；

图13为图7中侦测电路203的第一实施例；

图14为图13中信号的波形图；

图15为图7中侦测电路203的第二实施例；

图16为图15中信号的波形图；

图17为图7中侦测电路203的第三实施例；

图18为图17中信号的波形图；以及

图19为另一种产生侦测信号Sc的实施例。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明的抗振荡的异步升压式电压转换器及其抗振荡方法作进一步的详细描述。

图7为本发明的实施例，在异步升压式电压转换器200中，电感L1连接在输入电压VIN及节点LX之间，NMOS晶体管N1连接在节点LX及接地GND之间受控于脉宽调变信号PWM，二极管D1连接在节点LX及输出端VOUT之间，电容CD为二极管D1的寄生电容，电容CP为节点LX上的寄生电容，电荷旁通电路202与电感L1并联在输入电压VIN及节点LX之间，侦测电路203侦测节点LX上的电压以产生侦测信号Sc。当节点LX上的电压出现振荡时，侦测电路203将产生侦测信号Sc使电荷旁通电路202形成一旁通路径，进而使节点LX上的电压维持在输入电压VIN的准位。

图8为图7中电荷旁通电路202的第一实施例，其包括一开关204受控于侦测信号Sc，当开关204打开(turn on)时，将形成一双向的旁通路径。图9为图7中电荷旁通电路202的第二实施例，其包括PMOS晶体管206及208串联在输入电压VIN及节点LX之间，而且各自具有基底二极管210及212，多个二极管D2、D3及D4串联在节点LX及晶体管208的闸极之间，电阻R1与多个二极管D2、D3及D4并联，开关214连接在晶体管208的闸极及电流源216之间，其中电阻R1用来拉高晶体管208闸极上的电压以关闭晶体管208，二极管D2、D3及D4用来将晶体管208闸极上的电压限制在闸极可承受的电压范围内，电流源216则是用来打开晶体管208。在此实施例中，由于节点LX上的电压可能比输入电压VIN更高，如图2的波形152所示，因此连接节点LX的晶体管208为高压组件，此外，为了防止在晶体管206及208都关闭(turn off)时因基底二极管210及212导通而形成旁通路径，故基底二极管210及212以背对背形式排列。当信号Sc为高准位时，晶体管208打开，同时开关214也打开使晶体管208的闸极连接至电流源216，因而使晶体管208也打开以形成旁通路径，此时，晶体管208及电流源216可等效视为一电流镜，晶体管206可视为一电阻，晶体管208可视为一电流源，当节点LX上的电压大于输入电压VIN时，旁通路径上的电流由节点LX经晶体管208流向输入电压VIN，当节点LX上的电压小于输入电压VIN时，电流由输入电压VIN经晶体管208的基底二极管212流向节点LX。

图10为图7中电荷旁通电路202的第三实施例，其中串联在输入电压VIN及节点LX之间的PMOS晶体管218及NMOS晶体管220分别具有基底二极管222及224，电荷泵226根据侦测信号Sc产生电压V1切换晶体管220。当节点LX上的电压出现振荡时，侦测信号Sc转为高准位以打开晶体管218，在晶体管218打开后，晶体管220源极上的电压等于输入电压VIN，故需要电荷泵226提供高于输入电压VIN的电压V1至晶体管220的闸极以微微打开晶体管220，此时晶体管218可视为一电阻，晶体管220可视为一电流源，当节点LX上的电压大于输入电压VIN时，旁通路径上的电流由节点LX经晶体管220流向输入电压VIN，当节点LX上的电压小于输入电压VIN时，电流由输入电压VIN经晶体管220的基底二极管224流向节点LX。在此实施例中，晶体管220亦为高压组件，而基底二极管222及224也以背对背方式排列。

图11为图7中电荷旁通电路202的第四实施例，其包括PMOS晶体管228及空乏型NMOS晶体管230串联在输入电压VIN及节点LX之间，受控于侦测信号Sc，晶体管228及230各具有一基底二极管232及234。当节点LX上的电压发生振荡时，侦测信号Sc转为高准位以打开晶体管228及230形成一双向的旁通路径，进而使节点LX上的电压维持在输入电压VIN。进一步来说，在信号Sc为高准位时，晶体管228及230打开，此时晶体管228可视为一电阻，而晶体管230可视为一电流源，当节点LX上的电压大于输入电压VIN时，旁通路径上的电流由节点LX经晶体管230流向输入电压VIN，当节点LX上的电压小于输入电压VIN时，电流由输入电压VIN经晶体管230的基底二极管234流向节点LX。在此实施例中，晶体管230为高压组件，而基底二极管232及234以背对背方式排列。

图12为图7中电荷旁通电路202的第五实施例，其包括PMOS晶体管236及二极管240串联在输入电压VIN及节点LX之间。当节点LX上的电压振荡时，侦测信号Sc转为高准位以打开晶体管236以形成一单向的旁通路径，此时晶体管236可视为一电阻。当输入电压VIN大于节点LX上的电压时，电流从输入电压VIN经二极管240流向节点LX。晶体管236具有一基底二极管238与二极管240以背对背方式排列，以防止在晶体管236关闭时因基底二极管238而形成旁通路径。在其它实施例中，二极管240可以用晶体管的基底二极管取代。

图13为图7中侦测电路203的第一实施例，其中高压隔绝电路300连接在节点LX及比较器304之间，用以隔绝高压，比较器304根据节点LX上的电压产生信号ck，或门308根据脉宽调变信号PWM及用以致能侦测电路203的信号EN输出信号S1，PMOS晶体管310连接在输入电压VIN及晶体管306之间，受控于侦测信号Sc，NMOS晶体管312连接在比较器304的输出及接地GND之间，受控于侦测信号Sc，触发器314根据信号ck及S1产生侦测信号Sc。高压隔绝电路300包括NMOS晶体管302连接在节点LX及比较器304中PMOS晶体管306的闸极之间，以及二极管Dclamp连接在晶体管302的闸极及源极之间，其中晶体管302为高压组件，当晶体管310打开时，晶体管306源极上的电压等于输入电压VIN，根据晶体管的特性可知，当晶体管306的闸极与源极之间的压差小于晶体管306的临界电压VTP时，晶体管306打开以产生信号ck，故当节点LX上的电压小于电压Vr＝(VIN-VTP)时，晶体管306将打开。

图14为图13中信号的波形图，其中波形400为脉宽调变信号PWM，波形402为节点LX上的电压，波形404为信号ck，波形406为侦测信号Sc。参照图7、图13及图14，在时间t1时，脉宽调变信号PWM转为高准位以打开晶体管N1，此时节点LX上的电压低于电压Vr，故信号ck转为高准位，又脉宽调变信号PWM为高准位，因此触发器314产生低准位的侦测信号Sc，在晶体管N1关闭后，节点LX上的电压被拉高而超过电压Vr，如时间t2，故信号ck也转为低准位，之后若节点LX上的电压再次低于电压Vr时，如时间t3，晶体管306打开以使信号ck转为高准位，由于此时的脉宽调变信号PWM为低准位，因此触发器314产生高准位的侦测信号Sc以使电荷旁通电路202形成一旁通路径，进而使节点LX上的电压维持在输入电压VIN的准位，如波形402所示。

图15为图7中侦测电路203的第二实施例，其中高压隔绝电路500连接在节点LX及比较器504之间，用以隔绝高压，其包括高压组件NMOS晶体管502及二极管Dclamp，二极管Dclamp连接在晶体管502的闸极及源极之间，比较器504包括PMOS晶体管506，晶体管506的闸极经晶体管502连接至节点LX，源极则经PMOS晶体管510连接至输入电压VIN，当晶体管502及510打开时，晶体管506的闸极及源极分别连接节点LX及输入电压VIN，根据晶体管特性，当节点LX上的电压低于电压Vr＝(VIN-VTP)时，PMOS晶体管506打开以产生高准位的信号ck，连接在比较器504输出及接地GND之间的NMOS晶体管512受控于侦测信号Sc，当晶体管512打开时，信号ck将被拉至低准位，或门508根据脉宽调变信号PWM及信号EN产生信号S1，二位计数器514计数信号ck产生侦测信号Sc。

图16为图15中信号的波形图，其中波形600为脉宽调变信号PWM，波形602为节点LX上的电压，波形604为信号ck，波形606为侦测信号Sc。参照图7、图15及图16，在时间t1时，脉宽调变信号PWM转为低准位，使得计数器514开始计数信号ck，为了避免误动作，因此计数器514在侦测到信号ck第一次出现时，并没有产生侦测信号Sc，如时间t1所示，接着，当节点LX上的电压再次低于电压Vr而产生信号ck时，如时间t2，计数器514产生侦测信号Sc以使电荷旁通电路202形成一旁通路径，进而使节点LX上的电压维持在输入电压VIN的准位，如波形602所示。在此实施例中，为设定信号ck出现二次时产生侦测信号Sc，但在其它实施例中，可以根据需要而改变计数的次数。

图13及图15所示的侦测电路203可以和图8、图9、图10、图11及图12的电荷旁通电路202搭配使用。

图17为图7中侦测电路203的第三实施例，其中高压隔绝电路700连接在节点LX及比较器704之间，用以隔绝高压，高压隔绝电路700包括高压组件NOMOS晶体管702及二极管Dclamp，晶体管702连接在节点LX及比较器704之间，二极管Dclamp连接在晶体管702的闸极及源极之间，比较器704根据节点LX上的电压判断晶体管N1是否关闭产生信号Sc，或门706根据脉宽调变信号PWM及信号EN产生信号S1，与门708根据信号Sc及S1产生一信号给触发器710，触发器710根据与门708的输出及信号S1产生侦测信号Sc。图18为图17中信号的波形图，其中波形800为脉宽调变信号PWM，波形802为节点LX上的电压，波形804为侦测信号Sc。参照图12、图17及图18，在脉宽调变信号PWM转为低准位后，晶体管N1关闭使节点LX上的电压拉高，触发器710也因信号S1转为低准位而产生高准位的侦测信号Sc以打开晶体管236，如时间t1，此时，二极管240防止电流从节点LX经晶体管236流向输入电压VIN，接着，当节点LX上的电压降至比输入电压VIN低一个电压VD时，如时间t2，电荷旁通电路202将形成一旁通路径使节点LX上的电压维持在输入电压VIN的准位。

在上述实施例中，都是藉由侦测节点LX上的电压来产生信号Sc以决定电荷旁通电路202是否形成一旁通路径，但在其它实施例中亦可以通过其它方式来产生信号Sc，如图19所示，侦测电路203为侦测脉宽调变信号PWM来产生信号Sc，侦测电路203可以藉由延迟或反相脉宽调变信号PWM产生信号Sc。

以上介绍的仅仅是基于本发明的较佳实施例，并不能以此来限定本发明的范围。任何对本发明作本技术领域内熟知的步骤的替换、组合、分立，以及对本发明实施步骤作本技术领域内熟知的等同改变或替换均不超出本发明的揭露以及保护范围。

Claims (26)

1.一种抗振荡的异步升压式电压转换器，包括：

一电感，连接在一第一电压及一节点之间；

一开关，连接在该节点及一第二电压之间，受控于一第一信号；

一二极管，连接在该节点及该转换器的输出之间；以及

一旁通电路，连接在该第一电压及节点之间，在该节点上的电压振荡期间，因应一第二信号而在该第一电压及节点之间形成一旁通路径以稳定该节点上的电压。

2.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路包括一第二开关与该电感并联在该第一电压及节点之间。

3.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路包括：

一第一晶体管，受控于该第二信号，该第一晶体管包含一第一基底二极管；以及

一第二晶体管；与该第一晶体管串联在该第一电压及节点之间，受控于该第二信号，该第二晶体管包含一第二基底二极管，该第一及第二基底二极管以背对背方式排列。

4.如权利要求3所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述第二晶体管为高压组件连接在该第一晶体管与该节点之间。

5.如权利要求4所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述第二晶体管为空乏型晶体管。

6.如权利要求4所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路更包括：

至少一二极管，连接在该第二晶体管的闸极及该节点之间，用以限制该第二晶体管闸极上的电压；

一电阻，与该至少一二极管并联；

一电流源，与该电阻控制该第二晶体管的切换；以及

一第二开关，连接在该第二晶体管的闸极及该电流源之间，受控于该第二信号。

7.如权利要求4所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路更包括一电荷泵根据该第二信号提供一第三电压以切换该第二晶体管。

8.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路包括：

一晶体管，受控于该第二信号，该晶体管包括一第二二极管；以及

一第三二极管，与该晶体管串联在该第一电压及节点之间，其中该第二及第三二极管为以背对背方式排列。

9.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路形成一单向的旁通路径。

10.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述旁通电路形成一双向的旁通路径。

11.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述抗振荡的异步升压式转换器更包括一侦测电路侦测该第一信号产生该第二信号。

12.如权利要求1所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述抗振荡的异步升压式转换器更包括一侦测电路根据该第一信号及该节点上的电压产生该第二信号。

13.如权利要求12所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述侦测电路包括：

一比较器，在该节点上的电压达到一临界值时产生一第三信号；以及

一逻辑电路，根据该第一信号及第三信号产生该第二信号。

14.如权利要求13所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述侦测电路更包括一高压隔绝电路，连接在该节点及比较器之间，用以隔绝高压。

15.如权利要求14所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述高压隔绝电路包括一晶体管连接在该节点及比较器之间，其为一高压组件。

16.如权利要求14所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述逻辑电路包括一触发器因应该第一信号及第三信号产生该第二信号。

17.如权利要求14所述的抗振荡的异步升压式转换器，其特征在于，所述逻辑电路包括一计数器因应该第一信号及第三信号产生该第二信号。

18.一种异步升压式电压转换器的抗振荡方法，所述转换器包含一电感连接在一第一电压及一节点之间，一开关连接在该节点及一第二电压之间，因应一控制信号而切换，以及一二极管连接在该节点及该转换器的输出之间，该方法包括下列步骤：

(1)判断该节点上的电压是否振荡；以及

(2)在该节点上的电压出现振荡时，于该第一电压及节点之间形成一旁通路径以稳定该节点上的电压。

19.如权利要求18所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述判断该节点上的电压是否振荡的步骤包括侦测所述节点上的电压来判断所述节点上的电压是否振荡。

20.如权利要求19所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述侦测节点上的电压的步骤包括下列步骤：

比较所述节点上的电压及一临界值；以及

在所述开关关闭后，若所述节点上的电压达到该临界值时，表示所述节点上的电压出现振荡。

21.如权利要求19所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述侦测节点上的电压的步骤包括下列步骤：

比较所述节点上的电压及一临界值；以及

在所述开关关闭后，若所述节点上的电压达到该临界值的次数达到一默认值时，表示所述节点上的电压出现振荡。

22.如权利要求18所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述判断节点上的电压是否振荡的步骤包括侦测该控制信号来判断所述节点上的电压是否振荡。

23.如权利要求22所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述侦测控制信号的步骤包括延迟所述控制信号。

24.如权利要求22所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述侦测控制信号的步骤包括反相所述控制信号。

25.如权利要求18所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述异步升压式电压转换器的抗振荡方法更包括形成一双向的旁通路径。

26.如权利要求18所述的异步升压式电压转换器的抗振荡方法，其特征在于，所述异步升压式电压转换器的抗振荡方法更包括形成一单向的旁通路径。

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