CN105375744B - 应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法 - Google Patents

应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法。所述振荡器包含一补偿模块和一振荡模块。所述补偿模块根据一补偿电压、一直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流。所述振荡模块根据所述补偿电压、一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号。所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至一功率开关。当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，和当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。因此，本发明具有较佳的输出电压响应、所述输出电压被抑制的涟波和所述电源转换器较佳的转换效率。

Description

应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法，尤其涉及一种可控制栅极控制信号的频率在负载为中重载的情况下随补偿电压缓慢变化的振荡器及其控制方法。
背景技术
现有技术所公开的应用于电源转换器的控制电路可在脉冲宽度调变模式中输出脉冲宽度调变信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关，其中所述脉冲宽度调变信号的频率在对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压小于第一预定电压时为第一定值，当所述补偿电压介于所述第一预定电压和第二预定电压时随所述补偿电压而变，以及当所述补偿电压大于所述第二预定电压时为第二定值。当所述补偿电压大于所述第二预定电压时，所述负载为中重载，但因为所述脉冲宽度调变信号的频率为所述第二定值，所以现有技术在所述补偿电压大于所述第二预定电压时具有下列缺点：第一、所述二次侧的输出电压对应于所述负载的响应会较差；第二、所述输出电压的涟波不会被抑制；第三、所述电源转换器的转换效率不会增加。
发明内容
本发明的一实施例公开一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器。所述振荡器包含一补偿模块和一振荡模块。所述补偿模块是用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流。所述振荡模块是用于根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关。当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
本发明的另一实施例公开一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器。所述振荡器包含一振荡模块。所述振荡模块是用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压和所述控制电路内的至少一控制电压，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关。当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，当所述补偿电压介于一第二预定电压和一第三预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率为一第二定值，当所述补偿电压大于一第四预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第三定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间时和介于所述第三预定电压和所述第四预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
本发明的另一实施例公开一种振荡器的控制方法，其中所述振荡器是应用于电源转换器的控制电路，所述振荡器包含一补偿模块和一振荡模块，所述补偿模块包含一电压转电流单元和一调整电流产生单元，以及所述振荡模块包含一差动单元和一时钟信号产生单元。所述控制方法包含所述补偿模块根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流，其中当所述直流电压低于所述参考电压时，所述补偿模块输出所述调整电流，以及当所述直流电压高于所述参考电压时，所述补偿模块抽取所述调整电流；所述振荡模块根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号。所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关，其中当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
本发明公开一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法。所述振荡器及所述控制方法可利用一补偿模块根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压和所述电源转换器的一次侧的直流电压，输出或抽取一调整电流，以及利用一振荡模块根据所述补偿电压、一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号，其中所述时钟信号可在所述负载为中重载的情况下随所述补偿电压缓慢变化。因为所述时钟信号可在所述负载为中重载的情况下随所述补偿电压缓慢变化，所以所述控制电路内的栅极控制信号产生单元所产生至所述电源转换器的一次侧的功率开关的栅极控制信号在所述负载为中重载的情况下也随所述补偿电压缓慢变化。因为所述栅极控制信号在所述负载为中重载的情况下随着所述补偿电压缓慢变化，所以相较于现有技术，本发明具有下列优点：第一、所述电源转换器的二次侧的输出电压对应于所述负载的响应会较佳；第二、所述输出电压的涟波会被抑制；第三、所述电源转换器的转换效率会增加。
附图说明
图1是本发明第一实施例所公开的一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器的示意图。
图2是说明补偿模块和振荡模块的示意图。
图3是说明流经第三N型金属氧化物半导体晶体管的控制电流、流经第四N型金属氧化物半导体晶体管的控制电流和补偿电压的关系示意图。
图4是说明流经时钟信号产生单元中一个节点的充电电流和放电电流和补偿电压的关系示意图。
图5是说明补偿电压和栅极控制信号的频率的关系示意图。
图6是说明当负载忽然增加时输出电压的响应的示意图。
图7是说明流经时钟信号产生单元中一个节点的充电电流和放电电流和补偿电压的关系示意图。
图8是说明补偿电压和栅极控制信号的频率的关系示意图。
图9是本发明第二实施例所公开的补偿电压和栅极控制信号的频率的关系示意图。
图10是本发明的第三实施例所公开的补偿电压和栅极控制信号的频率的关系示意图。
图11是本发明第四实施例所公开的一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器的控制方法的流程图。
其中，附图标记说明如下：
100 振荡器
102 补偿模块
104 振荡模块
1022 电压转电流单元
10222 第一P型金属氧化物半导体晶体管
10224 第二P型金属氧化物半导体晶体管
10226 双极晶体管
10228 电阻
1024 调整电流产生单元
10242 第三P型金属氧化物半导体晶体管
10244 第一N型金属氧化物半导体晶体管
10246 第二N型金属氧化物半导体晶体管
10248 第一开关
10250 第二开关
10252 反相器
10254 比较器
1042 差动单元
10422 第一电流源
10424 第四P型金属氧化物半导体晶体管
10426 第五P型金属氧化物半导体晶体管
10428 第三N型金属氧化物半导体晶体管
10430 第四N型金属氧化物半导体晶体管
1044 时钟信号产生单元
10442 第二电流源
10444 第六P型金属氧化物半导体晶体管
10446 第七P型金属氧化物半导体晶体管
10448 第五N型金属氧化物半导体晶体管
10450 第六N型金属氧化物半导体晶体管
10452、212 电容
10454 第七N型金属氧化物半导体晶体管
10456 第三开关
10458 第四开关
10460 第五开关
200 电源转换器
202 负载
204 功率开关
206 电流检测电阻
208 一次侧线圈
210 二次侧线圈
300 控制电路
302 补偿接脚
304 栅极控制信号产生单元
306 栅极接脚
308 省电模式控制单元
A、B 节点
CLKS 时钟信号
CS 输出信号
FR 频率
FPV 第一预定电压
FV 第一定值
FOPV 第四预定电压
GND 地端
GCS 栅极控制信号
IAD 调整电流
ICOMP 补偿电流
I1 第一电流
I2 第二电流
I3、IPRI 电流
IC 充电电流
ID 放电电流
IL、IR 控制电流
IOUT 输出电流
PRI 一次侧
PV 预定值
SEC 二次侧
SPV 第二预定电压
SV 第二定值
T1 时间点
TPV 第三预定电压
VIN 直流电压
VAC 交流电压
VCOMP 补偿电压
VREF 参考电压
VOUT 输出电压
VCS 检测电压
VGMC 控制电压
ΔVOUT 电压降
1100-1116 步骤
具体实施方式
请参照图1，图1是本发明第一实施例所公开的一种应用于一电源转换器200的控制电路300的振荡器100的示意图。如图1所示，振荡器100包含一补偿模块102和一振荡模块104。补偿模块102是用于根据对应于电源转换器200的二次侧SEC的负载202的补偿电压VCOMP、电源转换器200的一次侧PRI的直流电压VIN和一参考电压VREF，输出或抽取一调整电流IAD，其中直流电压VIN是和一交流电压VAC有关，补偿模块102是通过一补偿接脚302接收补偿电压VCOMP，且在本发明的一实施例中，参考电压VREF可为100V，但本发明并不受限于参考电压VREF为100V。振荡模块104是用于根据补偿电压VCOMP、一控制电压VGMC和调整电流IAD，输出一时钟信号CLKS至控制电路300内的一栅极控制信号产生单元304，其中栅极控制信号产生单元304可根据时钟信号CLKS，产生一栅极控制信号GCS，栅极控制信号GCS是通过一栅极接脚306传送至电源转换器200的一次侧PRI的功率开关204，栅极控制信号GCS的频率FR和时钟信号CLKS有关，栅极控制信号GCS是一脉冲宽度调变信号，以及控制电压VGMC是由控制电路300内的省电模式控制单元308所产生。
请参照图2，图2是说明补偿模块102和振荡模块104的示意图，其中补偿模块102包含一电压转电流单元1022和一调整电流产生单元1024，振荡模块104包含一差动单元1042和一时钟信号产生单元1044，调整电流产生单元1024耦接于电压转电流单元1022，以及差动单元1042耦接于时钟信号产生单元1044。如图2所示，电压转电流单元1022包含一第一P型金属氧化物半导体晶体管10222、一第二P型金属氧化物半导体晶体管10224、一双极晶体管10226和一电阻10228。如图2所示，第一P型金属氧化物半导体晶体管10222具有一第一端，用于接收一第一电压V1，一第二端，及一第三端，耦接第一P型金属氧化物半导体晶体管10222的第二端；第二P型金属氧化物半导体晶体管10224具有一第一端，用于接收第一电压V1，一第二端，耦接于第一P型金属氧化物半导体晶体管10222的第二端，及一第三端；双极晶体管10226具有一第一端，耦接于第一P型金属氧化物半导体晶体管10222的第三端，一第二端，用于接收补偿电压VCOMP，及一第三端；电阻10228具有一第一端，耦接于双极晶体管10226的第三端，及一第二端，耦接于一地端GND。
如图2所示，调整电流产生单元1024包含一第三P型金属氧化物半导体晶体管10242、一第一N型金属氧化物半导体晶体管10244、一第二N型金属氧化物半导体晶体管10246、一第一开关10248、一第二开关10250、一反相器10252和一比较器10254。如图2所示，第三P型金属氧化物半导体晶体管10242具有一第一端，用于接收第一电压V1，一第二端，耦接于第二P型金属氧化物半导体晶体管10224的第二端，及一第三端；第一N型金属氧化物半导体晶体管10244具有一第一端，耦接于第二P型金属氧化物半导体晶体管10224的第三端，一第二端，耦接于第一N型金属氧化物半导体晶体管10244的第一端，及一第三端，耦接于地端GND；第二N型金属氧化物半导体晶体管10246具有一第一端，一第二端，耦接于第一N型金属氧化物半导体晶体管10244的第一端，及一第三端，耦接于地端GND；第一开关10248具有一第一端，耦接于第二N型金属氧化物半导体晶体管10246的第一端，一控制端，及一第二端；第二开关10250具有一第一端，耦接于第三P型金属氧化物半导体晶体管10242的第三端，一控制端，及一第二端，耦接于第一开关10248的第二端；比较器10254具有一第一输入端，用于接收参考电压VREF，一第二输入端，用于接收直流电压VIN，及一输出端，耦接于第二开关10250的控制端；反相器10252具有一第一端，耦接于比较器10254的输出端，及一第二端，耦接于第一开关10248的控制端。
如图2所示，差动单元1042包含一第一电流源10422、一第四P型金属氧化物半导体晶体管10424、一第五P型金属氧化物半导体晶体管10426、一第三N型金属氧化物半导体晶体管10428和一第四N型金属氧化物半导体晶体管10430。如图2所示，第一电流源10422具有一第一端，用于接收一第二电压V2，及一第二端，其中第二电压V2和第一电压V1可相同或不同，以及第一电流源10422是用于提供一第一电流I1；第四P型金属氧化物半导体晶体管10424具有一第一端，耦接于第一电流源10422的第二端，一第二端，用于接收控制电压VGMC，及一第三端；第五P型金属氧化物半导体晶体管10426具有一第一端，耦接于第一电流源10422的第二端，一第二端，用于接收补偿电压VCOMP，及一第三端；第三N型金属氧化物半导体晶体管10428具有一第一端，耦接于第四P型金属氧化物半导体晶体管10424的第三端，一第二端，耦接于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的第一端，及一第三端，耦接于地端GND；第四N型金属氧化物半导体晶体管10430具有一第一端，耦接于第五P型金属氧化物半导体晶体管10426的第三端，一第二端，耦接于第四N型金属氧化物半导体晶体管10430的第一端，及一第三端，耦接于地端GND。
如图2所示，时钟信号产生单元1044包含一第二电流源10442、一第六P型金属氧化物半导体晶体管10444、一第七P型金属氧化物半导体晶体管10446、一第五N型金属氧化物半导体晶体管10448、一第六N型金属氧化物半导体晶体管10450、一电容10452、一第七N型金属氧化物半导体晶体管10454、一第三开关10456、一第四开关10458和一第五开关10460。如图2所示，第二电流源10442具有一第一端，用于接收第二电压V2，及一第二端，其中第二电流源10442是用于提供一第二电流I2，且第一电流I1大于第二电流I2，以及第二电流I2大于调整电流IAD；第六P型金属氧化物半导体晶体管10444具有一第一端，用于接收第二电压V2，一第二端，及一第三端，耦接于第二电流源10442的第二端；第七P型金属氧化物半导体晶体管10446具有一第一端，用于接收第二电压V2，一第二端，耦接于第六P型金属氧化物半导体晶体管10444的第二端，及一第三端，耦接于第七P型金属氧化物半导体晶体管10446的第二端；第三开关10456具有一第一端，耦接于第二电流源10442的第二端，一控制端，及一第二端；第四开关10458具有一第一端，耦接于第三开关10456的第二端，一控制端，及一第二端；第五N型金属氧化物半导体晶体管10448具有一第一端，耦接于第四开关10458的第二端，一第二端，耦接于第四N型金属氧化物半导体晶体管10430的第一端和第一开关10248的第二端，及一第三端，耦接于地端GND；第五开关10460具有一第一端，耦接于第三开关10456的第二端，一控制端，及一第二端；第六N型金属氧化物半导体晶体管10450具有一第一端，耦接于第五开关10460的第二端，一第二端，耦接于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的第一端，及一第三端，耦接于地端GND；电容10452具有一第一端，耦接于第三开关10456的第二端，及一第二端，耦接于地端GND；第七N型金属氧化物半导体晶体管10454具有一第一端，耦接于第七P型金属氧化物半导体晶体管10446的第三端，一第二端，耦接于第五N型金属氧化物半导体晶体管10448的第二端，及一第三端，耦接于地端GND。另外，当第三开关10456开启时，第四开关10458和第五开关10460关闭，以及当第四开关10458和第五开关10460开启时，第三开关10456关闭，其中第三开关10456、第四开关10458和第五开关10460受一时序控制单元(未绘示于图2)所控制。
如图2所示，电压转电流单元1022可根据补偿电压VCOMP和电阻10228，产生一补偿电流ICOMP，以及第一P型金属氧化物半导体晶体管10222和第二P型金属氧化物半导体晶体管10224所组成的第一镜像电源可复制补偿电流ICOMP。另外，如图2所示，第三P型金属氧化物半导体晶体管10242可根据补偿电流ICOMP，产生调整电流IAD，以及第二N型金属氧化物半导体晶体管10246也可根据补偿电流ICOMP，产生调整电流IAD。因此，当直流电压VIN小于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑高电平)可使第二开关10250开启，以及通过反相器10252使第一开关10248关闭，所以第三P型金属氧化物半导体晶体管10242输出调整电流IAD至振荡模块104的节点A；以及当直流电压VIN大于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑低电平)可使第二开关10250关闭，以及通过反相器10252使第一开关10248开启，所以第二N型金属氧化物半导体晶体管10246从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD，其中第二N型金属氧化物半导体晶体管10246从振荡模块104的节点A所抽取的调整电流IAD和第三P型金属氧化物半导体晶体管10242输出至振荡模块104的节点A的调整电流IAD可相同或不同。
请参照图3-5，图3是说明流经第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的控制电流IL、流经第四N型金属氧化物半导体晶体管10430的控制电流IR和补偿电压VCOMP的关系示意图，图4是说明流经时钟信号产生单元1044中一节点B的一充电电流IC和一放电电流ID和补偿电压VCOMP的关系示意图，和图5是说明补偿电压VCOMP和栅极控制信号GCS的频率FR的关系示意图，其中图3-5是对应直流电压VIN小于参考电压VREF。如图3所示，在电压区间VS1，因为第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426形成一差动对，所以当补偿电压VCOMP小于控制电压VGMC时，控制电流IR大于控制电流IL，其中控制电流IR和控制电流IL的最大值为第一电流I1。如图4所示，在电压区间VS1(补偿电压VCOMP小于一第一预定电压FPV)，因为第一电流I1大部分流经第五P型金属氧化物半导体晶体管10426和第四N型金属氧化物半导体晶体管10430(也就是说控制电流IR大于控制电流IL)，所以节点A的电压VA较大，导致第六P型金属氧化物半导体晶体管10444、第七P型金属氧化物半导体晶体管10446和第七N型金属氧化物半导体晶体管10454组成的第二镜像电源所产生的电流I3较大。因此，对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC具有一最大值(I2+I3)。另外，如图4所示，在电压区间VS1，虽然控制电流IR大于控制电流IL，但通过一适当的设计(例如第五N型金属氧化物半导体晶体管10448的宽长比小于第四N型金属氧化物半导体晶体管10430的宽长比)可使对应于时钟信号产生单元1044中节点B的放电电流ID具有一最小值(C*I1)，其中C为一小于1的常数，且C*I1小于第二电流I2。如图5所示，在电压区间VS1，因为对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC和放电电流ID分别具有最大值(I2+I3)和最小值(C*I1)，以及调整电流IAD很小(因为调整电流IAD是对应补偿电压VCOMP)，所以振荡模块104可根据节点B的电压VB，输出时钟信号CLKS，导致栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR具有一第一定值FV(例如23KHz)，但本发明并不受限于第一定值FV为23KHz。另外，在电压区间VS1，电源转换器200是进入一突发模式(burst mode)。
如图3所示，在一电压区间VS2(补偿电压VCOMP介于第一预定电压FPV和一第二预定电压SPV)，因为第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对开始切换(此时，对应补偿电压VCOMP逐渐大于控制电压VGMC)，所以控制电流IR下降以及控制电流IL上升，其中电压区间VS2的宽度可通过第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426的宽长比调整。如图4所示，在电压区间VS2，因为控制电流IR下降以及控制电流IL上升，所以节点A的电压VA下降(此时，虽然调整电流IAD会随着补偿电压VCOMP增加而增加，但因为调整电流IAD还是远小于第一电流I1，所以调整电流IAD的增加并不会停止节点A的电压VA的下降)，导致第六P型金属氧化物半导体晶体管10444、第七P型金属氧化物半导体晶体管10446和第七N型金属氧化物半导体晶体管10454组成的第二镜像电源所产生的电流I3较小。因此，对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC开始从最大值(I2+I3)降低至最小值(I2)。另外，如图4所示，在电压区间VS2，通过另一适当的设计(例如第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比等于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比)可使对应于时钟信号产生单元1044中节点B的放电电流ID开始从最小值(C*I1)增加至一最大值(I1)。但本发明并不受限于第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比等于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比，也就是说第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比也可不同于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比。如图5所示，在电压区间VS2，因为放电电流ID的变化率大于充电电流IC的变化率，所以节点B被放电的速率增加，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率增加。因此，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR开始从第一定值FV增加至一预定值PV(例如65KHz)。但本发明并不受限于预定值PV为65KHz。
如图3所示，在一电压区间VS3(补偿电压VCOMP大于第二预定电压SPV)，在补偿电压VCOMP大于控制电压VGMC且第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对切换后，控制电流IL大于控制电流IR。如图4所示，在电压区间VS3，因为控制电流IR已降至一最低值，所以节点A的电压VA不再下降，反而因为调整电流IAD的增加而缓慢增加(因为调整电流IAD是随补偿电压VCOMP的增加而增加)。因为在电压区间VS3，节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加，所以通过另一适当的设计可使充电电流IC的增幅远小于放电电流ID的增幅，也就是说如图4所示，放电电流ID会随着补偿电压VCOMP的增加而从最大值(I1)继续缓慢增加，而充电电流IC几乎不变。如图5所示，在电压区间VS3，因为充电电流IC的增幅远小于放电电流ID的增幅，所以节点B被放电的速率缓慢增加，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率缓慢增加。因此，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR可继续从预定值PV(65KHz)缓慢增加。另外，如图5所示，在电压区间VS3，因为栅极控制信号产生单元304根据振荡模块104输出的时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR是缓慢增加，所以栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS2的第一变化率会大于栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3的第二变化率。
如图5所示，因为直流电压VIN小于参考电压VREF，所以栅极控制信号产生单元304所产生的栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加会具有下列优点：
第一、电源转换器200的二次侧SEC的输出电压VOUT对应于负载202的响应会较佳。因为电压区间VS3对应的补偿电压VCOMP较大(也就是说负载202并非轻载)，所以当负载202忽然增加时(如图6所示)，根据式(1)、(2)、(3)可知输出电压VOUT可快速响应负载202的变化，其中式(1)是对应不连续电流导通模式以及式(2)和式(3)是对应连续电流导通模式：
其中G是对应于输出电压VOUT的增益，GFB是电源转换器200的二次侧SEC到电源转换器200的一次侧PRI的回馈增益，Rcs是电源转换器200的一次侧PRI的电流检测电阻206的阻值，LP是电源转换器200的一次侧线圈208的感值，Rload是负载202的阻值，N是电源转换器200的一次侧线圈208与电源转换器200的二次侧线圈210的匝数比，D是栅极控制信号GCS的工作周期(duty cycle)，以及M是一常数。因此，如式(1)、(2)、(3)所示，在电压区间VS3，当栅极控制信号产生单元304所产生的栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加时，对应于输出电压VOUT的增益G也会随着栅极控制信号GCS的频率FR的增加而增加。因为对应于输出电压VOUT的增益G会随着栅极控制信号GCS的频率FR的增加而增加，所以输出电压VOUT可快速响应负载202的变化，也就是说输出电压VOUT可快速地因应负载202在时间点T1的变化所造成的电压降ΔVOUT。
第二、输出电压VOUT的涟波会被抑制。根据式(4)可知输出电压VOUT对应交流电压VAC的涟波可被抑制：
其中VR是输出电压VOUT的涟波，RESR是耦接于电源转换器200的二次侧SEC的电容212的寄生电阻的阻值，COUT是电容212的电容值，以及ΔV是交流电压VAC的峰对峰电压值。因此，如式(4)所示，在电压区间VS3，当栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加时，输出电压VOUT的涟波VR将会被抑制。
第三、电源转换器200的转换效率会增加。根据式(5)、(6)可知，在电压区间VS3，当栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加时，电源转换器200的输入功率PIN与输出功率POUT的比值η会下降(也就是说电源转换器200的转换效率增加)，其中式(5)、(6)是对应不连续电流导通模式以及式(7)是对应连续电流导通模式：
其中VCS是电流检测电阻206与流经电源转换器200的一次侧PRI的电流IPRI所决定的检测电压，IOUT是电源转换器200的二次侧SEC的输出电流，以及VOCP是电源转换器200的过电流保护电压。因此，如式(5)、(6)、(7)所示，在电压区间VS3，当栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加时，电源转换器200的输入功率PIN与输出功率POUT的比值η会下降。
另外，如图2所示，当直流电压VIN大于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑低电平)可使第二开关10250关闭，以及通过反相器10252使第一开关10248开启，所以第二N型金属氧化物半导体晶体管10246可从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD。同理，根据上述有关图3-5的说明可知，在图7的电压区间VS3(补偿电压VCOMP大于第二预定电压SPV)，在补偿电压VCOMP大于控制电压VGMC且第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对切换后，控制电流IL大于控制电流IR。因此，如图7所示，在电压区间VS3，控制电流IR降至一最低值后，节点A的电压VA会因为第二N型金属氧化物半导体晶体管10246可从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD而继续缓慢降低(因为调整电流IAD是随补偿电压VCOMP的增加而增加)。因为在电压区间VS3，节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢降低，所以放电电流ID会随着补偿电压VCOMP的增加而从最大值(I1)开始缓慢降低。如图8所示，在电压区间VS3，因为节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢降低，所以节点B被放电的速率缓慢降低，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率缓慢降低。因此，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR会开始从预定值PV(65KHz)缓慢降低。另外，如图2所示的电压转电流单元1022、调整电流产生单元1024、差动单元1042和时钟信号产生单元1044的架构仅是用于说明本发明，也就是说本发明并不受限于如图2所示的电压转电流单元1022、调整电流产生单元1024、差动单元1042和时钟信号产生单元1044的架构。另外，当直流电压VIN大于参考电压VREF时，电源转换器200的切换损失是凌驾于电源转换器200的传导损失。因此，如图8所示，栅极控制信号GCS的频率FR在第二预定电压SPV后开始从预定值PV(65KHz)缓慢降低将降低电源转换器200的切换损失，也就是说电源转换器200的转换效率将因栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3缓慢降低而变佳。
请参照图9，图9是本发明一第二实施例所公开的补偿电压VCOMP和栅极控制信号GCS的频率FR的关系示意图。如图9所示，本发明可根据上述有关图3-5的说明对振荡器100进行适当的修改以使当补偿电压VCOMP介于第一预定电压FPV和第二预定电压SPV(电压区间VS2)、介于第二预定电压SPV和一第三预定电压TPV(电压区间VS3)和介于第三预定电压TPV和一第四预定电压FOPV(一电压区间VS4)时，栅极控制信号GCS的频率FR随补偿电压VCOMP而变，当补偿电压VCOMP小于第一预定电压FPV时，栅极控制信号GCS的频率FR为第一定值FV，以及当补偿电压VCOMP大于第四预定电压FOPV(一电压区间VS5)时，栅极控制信号GCS的频率FR为一第二定值SV，其中栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3的第二变化率小于栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS2的第一变化率和在电压区间VS4的一第三变化率。另外，根据上述有关图3-5的说明可知，因为补偿模块102可使栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3缓慢增加(如图5所示)或缓慢降低(如图8所示)，所以在本发明的第三实施例中，删除补偿模块102可使栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3为预定值PV(如图10所示)。
请参照图1-8和图11，图11是本发明一第四实施例所公开的一种振荡器的控制方法的流程图。图11的控制方法是利用图1的振荡器100、电源转换器200和控制电路300，以及图2的补偿模块102、电压转电流单元1022、调整电流产生单元1024、振荡模块104、差动单元1042和时钟信号产生单元1044说明，详细步骤如下：
步骤1100：开始；
步骤1102：电压转电流单元1022根据补偿电压VCOMP，产生补偿电流ICOMP；
步骤1104：差动单元1042根据补偿电压VCOMP和控制电压VGMC，产生控制电流，跳至步骤1110和步骤1114；
步骤1106：直流电压VIN是否小于参考电压VREF；如果是，进行步骤1108；如果否，进行步骤1112；
步骤1108：调整电流产生单元1024根据补偿电流ICOMP、直流电压VIN和参考电压VREF，输出调整电流ID；
步骤1110：时钟信号产生单元1044根据控制电流和调整电流ID，产生时钟信号CLKS；
步骤1112：调整电流产生单元1024根据补偿电流ICOMP、直流电压VIN和参考电压VREF，抽取调整电流ID；
步骤1114：时钟信号产生单元1044根据控制电流和调整电流ID，产生时钟信号CLKS；
步骤1116：控制电路300内的栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS，产生栅极控制信号GCS至电源转换器200的一次侧PRI的功率开关204，跳回步骤1102、1104。
在步骤1102中，如图2所示，电压转电流单元1022可根据补偿电压VCOMP和电阻10228，产生补偿电流ICOMP，以及第一P型金属氧化物半导体晶体管10222和第二P型金属氧化物半导体晶体管10224所组成的第一镜像电源可复制补偿电流ICOMP。另外，如图2所示，第三P型金属氧化物半导体晶体管10242可根据补偿电流ICOMP，产生调整电流IAD，以及第二N型金属氧化物半导体晶体管10246也可根据补偿电流ICOMP，产生调整电流IAD。因此，在步骤1108中，当直流电压VIN小于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑高电平)可使第二开关10250开启，以及通过反相器10252使第一开关10248关闭，所以第三P型金属氧化物半导体晶体管10242输出调整电流IAD至振荡模块104的节点A；以及在步骤1112中，当直流电压VIN大于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑低电平)可使第二开关10250关闭，以及通过反相器10252使第一开关10248开启，所以第二N型金属氧化物半导体晶体管10246从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD，其中第二N型金属氧化物半导体晶体管10246从振荡模块104的节点A所抽取的调整电流IAD和第三P型金属氧化物半导体晶体管10242输出至振荡模块104的节点A的调整电流IAD可相同或不同。
在步骤1104中，如图3所示，在电压区间VS1，因为第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426形成差动对，所以当补偿电压VCOMP小于控制电压VGMC时，控制电流IR大于控制电流IL，其中控制电流IR和控制电流IL的最大值为第一电流I1。在步骤1110中，如图4所示，在电压区间VS1(补偿电压VCOMP小于第一预定电压FPV)，因为第一电流I1大部分流经第五P型金属氧化物半导体晶体管10426和第四N型金属氧化物半导体晶体管10430(也就是说控制电流IR大于控制电流IL)，所以节点A的电压VA较大，导致第六P型金属氧化物半导体晶体管10444、第七P型金属氧化物半导体晶体管10446和第七N型金属氧化物半导体晶体管10454组成的第二镜像电源所产生的电流I3较大。因此，对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC具有最大值(I2+I3)。另外，如图4所示，在电压区间VS1，虽然控制电流IR大于控制电流IL，但通过适当的设计(例如第五N型金属氧化物半导体晶体管10448的宽长比小于第四N型金属氧化物半导体晶体管10430的宽长比)可使对应于时钟信号产生单元1044中节点B的放电电流ID具有最小值(C*I1)，其中C为小于1的常数，且C*I1小于第二电流I2。在步骤1110中，如图5所示，在电压区间VS1，因为对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC和放电电流ID分别具有最大值(I2+I3)和最小值(C*I1)，以及调整电流IAD很小(因为调整电流IAD是对应补偿电压VCOMP)，所以振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS可使栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR具有第一定值FV(例如23KHz)，但本发明并不受限于第一定值FV为23KHz。
在步骤1104中，如图3所示，在电压区间VS2(补偿电压VCOMP介于第一预定电压FPV和第二预定电压SPV)，因为第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对开始切换(此时，补偿电压VCOMP逐渐大于控制电压VGMC)，所以控制电流IR下降以及控制电流IL上升，其中电压区间VS2的宽度可通过第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426的宽长比调整。在步骤1110中，如图4所示，在电压区间VS2，因为控制电流IR下降以及控制电流IL上升，所以节点A的电压VA下降(此时，虽然调整电流IAD会随着补偿电压VCOMP增加而增加，但因为调整电流IAD还是远小于第一电流I1，所以调整电流IAD的增加并不会停止节点A的电压VA的下降)，导致第六P型金属氧化物半导体晶体管10444、第七P型金属氧化物半导体晶体管10446和第七N型金属氧化物半导体晶体管10454组成的第二镜像电源所产生的电流I3较小。因此，对应于时钟信号产生单元1044中节点B的充电电流IC开始从最大值(I2+I3)降低至最小值(I2)。另外，如图4所示，在电压区间VS2，通过另一适当的设计(例如第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比等于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比)可使对应于时钟信号产生单元1044中节点B的放电电流ID开始从最小值(C*I1)增加至最大值(I1)。但本发明并不受限于第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比等于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比，也就是说第六N型金属氧化物半导体晶体管10450的宽长比也可不同于第三N型金属氧化物半导体晶体管10428的宽长比。在步骤1110中，如图5所示，在电压区间VS2，因为放电电流ID的变化率大于充电电流IC的变化率，所以节点B被放电的速率增加，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率增加。因此，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR开始从第一定值FV增加至预定值PV(例如65KHz)。但本发明并不受限于预定值PV为65KHz。
在步骤1104中，如图3所示，在电压区间VS3(补偿电压VCOMP大于第二预定电压SPV)，在补偿电压VCOMP大于控制电压VGMC且第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对切换后，控制电流IL大于控制电流IR。在步骤1110中，如图4所示，在电压区间VS3，因为控制电流IR已降至最低值，所以节点A的电压VA不再下降，反而因为调整电流IAD的增加而缓慢增加(因为调整电流IAD是随补偿电压VCOMP的增加而增加)。因为在电压区间VS3，节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢增加，所以通过另一适当的设计可使充电电流IC的增幅远小于放电电流ID的增幅，也就是说如图4所示，放电电流ID会随着补偿电压VCOMP的增加而从最大值(I1)继续缓慢增加，而充电电流IC几乎不变。在步骤1110中，如图5所示，在电压区间VS3，因为充电电流IC的增幅远小于放电电流ID的增幅，所以节点B被放电的速率缓慢增加，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率缓慢增加。因此，在步骤1116中，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR可继续从预定值PV(65KHz)缓慢增加。另外，如图5所示，在电压区间VS3，因为栅极控制信号产生单元304根据振荡模块104输出的时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR是缓慢增加，所以栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS2的第一变化率会大于栅极控制信号GCS的频率FR在电压区间VS3的第二变化率。
另外，在步骤1112中，如图2所示，当直流电压VIN大于参考电压VREF时，比较器10254的输出信号CS(逻辑低电平)可使第二开关10250关闭，以及通过反相器10252使第一开关10248开启，所以第二N型金属氧化物半导体晶体管10246可从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD。同理，在步骤1114中，根据上述有关图3-5的说明可知，在图7的电压区间VS3(补偿电压VCOMP大于第二预定电压SPV)，在补偿电压VCOMP大于控制电压VGMC且第四P型金属氧化物半导体晶体管10424和第五P型金属氧化物半导体晶体管10426所形成的差动对切换后，控制电流IL大于控制电流IR。因此，如图7所示，在电压区间VS3，控制电流IR降至最低值后，节点A的电压VA会因为第二N型金属氧化物半导体晶体管10246可从振荡模块104的节点A抽取调整电流IAD而继续缓慢降低(因为调整电流IAD是随补偿电压VCOMP的增加而增加)。因为在电压区间VS3，节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢降低，所以放电电流ID会随着补偿电压VCOMP的增加而从最大值(I1)开始缓慢降低。在步骤1114中，如图8所示，在电压区间VS3，因为节点A的电压VA会随着补偿电压VCOMP的增加而缓慢降低，所以节点B被放电的速率缓慢降低，导致振荡模块104根据节点B的电压VB所输出的时钟信号CLKS的频率缓慢降低。因此，在步骤1116中，栅极控制信号产生单元304根据时钟信号CLKS所产生的栅极控制信号GCS的频率FR会开始从预定值PV(65KHz)缓慢降低。
综上所述，本发明所公开的应用于电源转换器的控制电路的振荡器及其控制方法可利用补偿模块根据对应于电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、电源转换器的一次侧的直流电压和参考电压，输出或抽取调整电流，以及利用振荡模块根据补偿电压、控制电压和调整电流，输出时钟信号，其中时钟信号可在负载为中重载的情况下随补偿电压缓慢变化。因为时钟信号可在负载为中重载的情况下随补偿电压缓慢变化，所以控制电路内的栅极控制信号产生单元所产生至电源转换器的一次侧的功率开关的栅极控制信号的频率在负载为中重载的情况下也随补偿电压缓慢变化。因为栅极控制信号的频率在负载为中重载的情况下也随补偿电压缓慢变化，所以相较于现有技术，本发明具有下列优点：第一、电源转换器的二次侧的输出电压对应于负载的响应会较佳；第二、输出电压的涟波会被抑制；第三、电源转换器的转换效率会增加。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (16)

1.一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器，其特征在于包含：
一补偿模块，用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流，其中所述补偿模块包含一电压转电流单元和一调整电流产生单元，其中所述电压转电流单元是用于根据所述补偿电压，产生一补偿电流；及所述调整电流产生单元耦接于所述电压转电流单元，用于根据所述补偿电流、所述直流电压和所述参考电压，输出或抽取所述调整电流，其中当所述直流电压低于所述参考电压时，所述调整电流产生单元输出所述调整电流，以及当所述直流电压高于所述参考电压时，所述调整电流产生单元抽取所述调整电流；及
一振荡模块，用于根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关；
其中当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
2.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压时的一第一变化率大于所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压大于所述第二预定电压时的一第二变化率。
3.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述栅极控制信号是一脉冲宽度调变信号。
4.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于：所述控制电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间。
5.一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器，其特征在于包含：
一补偿模块，用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流；及
一振荡模块，用于根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关，其中所述振荡模块包含：
一差动单元，用于根据所述补偿电压和所述控制电压，产生一控制电流；及
一时钟信号产生单元，用于根据所述控制电流和所述调整电流，产生所述时钟信号；
其中当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
6.一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器，其特征在于包含：
一补偿模块，用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流；及
一振荡模块，用于根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关；
其中当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变，当所述补偿电压介于所述第二预定电压和一第三预定电压之间时和介于所述第三预定电压和一第四预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变，以及当所述补偿电压大于所述第四预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第二定值。
7.如权利要求6所述的振荡器，其特征在于：所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第二预定电压和所述第三预定电压之间时的一第二变化率小于所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间时的一第一变化率和所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第三预定电压和所述第四预定电压之间时的一第三变化率。
8.一种应用于电源转换器的控制电路的振荡器，其特征在于包含：
一振荡模块，用于根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压和所述控制电路内的至少一控制电压，输出一时钟信号，其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关；
其中当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，当所述补偿电压介于一第二预定电压和一第三预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率为一第二定值，当所述补偿电压大于一第四预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第三定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间时和介于所述第三预定电压和所述第四预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
9.一种振荡器的控制方法，其中所述振荡器是应用于电源转换器的控制电路，其特征在于：所述振荡器包含一补偿模块和一振荡模块，所述补偿模块包含一电压转电流单元和一调整电流产生单元，以及所述振荡模块包含一差动单元和一时钟信号产生单元，所述控制方法包含：
所述补偿模块根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和一参考电压，输出或抽取一调整电流，其中当所述直流电压低于所述参考电压时，所述补偿模块输出所述调整电流，以及当所述直流电压高于所述参考电压时，所述补偿模块抽取所述调整电流；及
所述振荡模块根据所述补偿电压、所述控制电路内的一控制电压和所述调整电流，输出一时钟信号；
其中所述控制电路根据所述时钟信号，产生一栅极控制信号至所述电源转换器的一次侧的功率开关；当所述补偿电压小于一第一预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第一定值，以及当所述补偿电压介于所述第一预定电压和一第二预定电压之间时和大于所述第二预定电压时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变。
10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间时的一第一变化率大于所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压大于所述第二预定电压时的一第二变化率。
11.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于所述补偿模块根据对应于所述电源转换器的二次侧的负载的补偿电压、所述电源转换器的一次侧的直流电压和所述参考电压，输出或抽取所述调整电流包含：
所述电压转电流单元根据所述补偿电压，产生一补偿电流；及
所述调整电流产生单元根据所述补偿电流、所述直流电压和所述参考电压，输出或抽取所述调整电流，其中当所述直流电压低于所述参考电压时，所述调整电流产生单元输出所述调整电流，以及当所述直流电压高于所述参考电压时，所述调整电流产生单元抽取所述调整电流。
12.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于所述振荡模块根据所述补偿电压、所述控制电压和所述调整电流，输出所述时钟信号包含：
所述差动单元根据所述补偿电压和所述控制电压，产生一控制电流；及
所述时钟信号产生单元根据所述控制电流和所述调整电流，产生所述时钟信号。
13.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：所述栅极控制信号是一脉冲宽度调变信号。
14.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：所述控制电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间。
15.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：当所述补偿电压介于所述第二预定电压和一第三预定电压之间时和介于所述第三预定电压和一第四预定电压之间时，所述栅极控制信号的频率随所述补偿电压而变，以及当所述补偿电压大于所述第四预定电压时，所述栅极控制信号的频率为一第二定值。
16.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于：所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第二预定电压和所述第三预定电压之间时的一第二变化率小于所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第一预定电压和所述第二预定电压之间时的一第一变化率和所述栅极控制信号的频率在所述补偿电压介于所述第三预定电压和所述第四预定电压之间时的一第三变化率。
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