TWI596881B - 應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法 - Google Patents

應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI596881B
TWI596881B TW104125060A TW104125060A TWI596881B TW I596881 B TWI596881 B TW I596881B TW 104125060 A TW104125060 A TW 104125060A TW 104125060 A TW104125060 A TW 104125060A TW I596881 B TWI596881 B TW I596881B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage
compensation
current
predetermined
frequency
Prior art date
Application number
TW104125060A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201607229A (zh
Inventor
鄒明璋
蔡孟仁
張智琦
Original Assignee
通嘉科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 通嘉科技股份有限公司 filed Critical 通嘉科技股份有限公司
Publication of TW201607229A publication Critical patent/TW201607229A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI596881B publication Critical patent/TWI596881B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法
本發明是有關於一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法，尤指一種可控制閘極控制信號的頻率在負載為中重載的情況下隨補償電壓緩慢變化的振盪器及其控制方法。
現有技術所提供的應用於電源轉換器的控制電路可在脈衝寬度調變模式中輸出脈衝寬度調變信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中該脈衝寬度調變信號的頻率在對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓小於第一預定電壓時為第一定值，當該補償電壓介於該第一預定電壓和第二預定電壓時隨該補償電壓而變，以及當該補償電壓大於該第二預定電壓時為第二定值。當該補償電壓大於該第二預定電壓時，該負載為中重載，但因為該脈衝寬度調變信號的頻率為該第二定值，所以現有技術在該補償電壓大於該第二預定電壓時具有下列缺點：第一、該二次側的輸出電壓對應於該負載的響應會較差；第二、該輸出電壓的漣波不會被抑制；第三、該電源轉換器的轉換效率不會增加。
本發明的一實施例提供一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器。該振盪器包含一補償模組和一振盪模組。該補償模組是用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流。該振盪模組是用以根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關。當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變。
本發明的另一實施例提供一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器。該振盪器包含一振盪模組。該振盪模組是用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓和該控制電路內的至少一控制電壓，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關。當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，當該補償電壓介於一第二預定電壓和一第三預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第二定值，當該補償電壓大於一第四預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第三定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓之間和介於該第三預定電壓和該第四預定電壓之間時，該頻率隨該補償電壓而變。
本發明的另一實施例提供一種振盪器的控制方法，其中該振盪器是應用於電源轉換器的控制電路，該振盪器包含一補償模組和一振盪模組，該補償模組包含一電壓轉電流單元和一調整電流產生單元，以及該振盪模組包含一 差動單元和一時脈信號產生單元。該控制方法包含該補償模組根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流，其中當該直流電壓低於該參考電壓時，該補償模組輸出該調整電流，以及當該直流電壓高於該參考電壓時，該補償模組抽取該調整電流；該振盪模組根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號。該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變。
本發明提供一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法。該振盪器及該控制方法可利用一補償模組根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和參考電壓，輸出或抽取一調整電流，以及利用一振盪模組根據該補償電壓、一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號，其中該時脈信號可在該負載為中重載的情況下隨該補償電壓緩慢變化。因為該時脈信號可在該負載為中重載的情況下隨該補償電壓緩慢變化，所以該控制電路內的閘極控制信號產生單元所產生至該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的頻率在該負載為中重載的情況下亦隨該補償電壓緩慢變化。因為該閘極控制信號的頻率在該負載為中重載的情況下隨著該補償電壓緩慢變化，所以相較於現有技術，本發明具有下列優點：第一、該電源轉換器的二次側的輸出電壓對應於該負載的響應會較佳；第二、該輸出電壓的漣波會被抑制；第三、該電源轉換器的轉換效率會增加。
100‧‧‧振盪器
102‧‧‧補償模組
104‧‧‧振盪模組
1022‧‧‧電壓轉電流單元
10222‧‧‧第一P型金氧半電晶體
10224‧‧‧第二P型金氧半電晶體
10226‧‧‧雙載子電晶體
10228‧‧‧電阻
1024‧‧‧調整電流產生單元
10242‧‧‧第三P型金氧半電晶體
10244‧‧‧第一N型金氧半電晶體
10246‧‧‧第二N型金氧半電晶體
10248‧‧‧第一開關
10250‧‧‧第二開關
10252‧‧‧反相器
10254‧‧‧比較器
1042‧‧‧差動單元
10422‧‧‧第一電流源
10424‧‧‧第四P型金氧半電晶體
10426‧‧‧第五P型金氧半電晶體
10428‧‧‧第三N型金氧半電晶體
10430‧‧‧第四N型金氧半電晶體
1044‧‧‧時脈信號產生單元
10442‧‧‧第二電流源
10444‧‧‧第六P型金氧半電晶體
10446‧‧‧第七P型金氧半電晶體
10448‧‧‧第五N型金氧半電晶體
10450‧‧‧第六N型金氧半電晶體
10452、212‧‧‧電容
10454‧‧‧第七N型金氧半電晶體
10456‧‧‧第三開關
10458‧‧‧第四開關
10460‧‧‧第五開關
200‧‧‧電源轉換器
202‧‧‧負載
204‧‧‧功率開關
206‧‧‧電流偵測電阻
208‧‧‧一次側線圈
210‧‧‧二次側線圈
300‧‧‧控制電路
302‧‧‧補償接腳
304‧‧‧閘極控制信號產生單元
306‧‧‧閘極接腳
308‧‧‧省電模式控制單元
A、B‧‧‧節點
CLKS‧‧‧時脈信號
CS‧‧‧輸出信號
FR‧‧‧頻率
FPV‧‧‧第一預定電壓
FV‧‧‧第一定值
FOPV‧‧‧第四預定電壓
GND‧‧‧地端
GCS‧‧‧閘極控制信號
IAD‧‧‧調整電流
ICOMP‧‧‧補償電流
I1‧‧‧第一電流
I2‧‧‧第二電流
I3、IPRI‧‧‧電流
IC‧‧‧充電電流
ID‧‧‧放電電流
IL、IR‧‧‧控制電流
IOUT‧‧‧輸出電流
PRI‧‧‧一次側
PV‧‧‧預定值
SEC‧‧‧二次側
SPV‧‧‧第二預定電壓
SV‧‧‧第二定值
T1‧‧‧時間點
TPV‧‧‧第三預定電壓
VIN‧‧‧直流電壓
VAC‧‧‧交流電壓
VCOMP‧‧‧補償電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VCS‧‧‧偵測電壓
VGMC‧‧‧控制電壓
1100-1116‧‧‧步驟
第1圖是本發明第一實施例說明一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器的示意圖。
第2圖是說明補償模組和振盪模組的示意圖。
第3圖是說明流經第三N型金氧半電晶體的控制電流、流經第四N型金氧半電晶體的控制電流和補償電壓的關係示意圖。
第4圖是說明流經時脈信號產生單元中一個節點的充電電流和放電電流和補償電壓的關係示意圖。
第5圖是說明補償電壓和閘極控制信號的頻率的關係示意圖。
第6圖是說明當負載忽然增加時輸出電壓的響應的示意圖。
第7圖是說明流經時脈信號產生單元中一個節點的充電電流和放電電流和補償電壓的關係示意圖。
第8圖是說明補償電壓和閘極控制信號的頻率的關係示意圖。
第9圖是本發明第二實施例說明說明補償電壓和閘極控制信號的頻率的關係示意圖。
第10圖是本發明的另一實施例說明說明補償電壓和閘極控制信號的頻率的關係示意圖。
第11圖是本發明第三實施例說明一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器的控制方法的流程圖。
請參照第1圖，第1圖是本發明一第一實施例說明一種應用於一電源轉換器200的控制電路300的振盪器100的示意圖。如第1圖所示，振盪器100包含 一補償模組102和一振盪模組104。補償模組102是用以根據對應於電源轉換器200的二次側SEC的負載202的補償電壓VCOMP、電源轉換器200的一次側PRI的直流電壓VIN和一參考電壓VREF，輸出或抽取一調整電流IAD，其中直流電壓VIN是和一交流電壓VAC有關，補償模組102是通過一補償接腳302接收補償電壓VCOMP，且在本發明的一實施例中，參考電壓VREF可為100V，但本發明並不受限於參考電壓VREF為100V。振盪模組104是用以根據補償電壓VCOMP、一控制電壓VGMC和調整電流IAD，輸出一時脈信號CLKS至控制電路300內的一閘極控制信號產生單元304，其中閘極控制信號產生單元304可根據時脈信號CLKS，產生一閘極控制信號GCS，閘極控制信號GCS是通過一閘極接腳306傳送至電源轉換器200的一次側PRI的功率開關204，閘極控制信號GCS的頻率FR和時脈信號CLKS有關，閘極控制信號GCS是一脈衝寬度調變信號，以及控制電壓VGMC是由控制電路300內的省電模式控制單元308所產生。
請參照第2圖，第2圖是說明補償模組102和振盪模組104的示意圖，其中補償模組102包含一電壓轉電流單元1022和一調整電流產生單元1024，振盪模組104包含一差動單元1042和一時脈信號產生單元1044，調整電流產生單元1024耦接於電壓轉電流單元1022，以及差動單元1042耦接於時脈信號產生單元1044。如第2圖所示，電壓轉電流單元1022包含一第一P型金氧半電晶體10222、一第二P型金氧半電晶體10224、一雙載子電晶體10226和一電阻10228。如第2圖所示，第一P型金氧半電晶體10222具有一第一端，用以接收一第一電壓V1，一第二端，及一第三端，耦接第一P型金氧半電晶體10222的第二端；第二P型金氧半電晶體10224具有一第一端，用以接收第一電壓V1，一第二端，耦接於第一P型金氧半電晶體10222的第二端，及一第三端；雙載子電晶體10226具有一第一端，耦接於第一P型金氧半電晶體10222的第三端，一第二端，用以接收補償電 壓VCOMP，及一第三端；電阻10228具有一第一端，耦接於雙載子電晶體10226的第三端，及一第二端，耦接於一地端GND。
如第2圖所示，調整電流產生單元1024包含一第三P型金氧半電晶體10242、一第一N型金氧半電晶體10244、一第二N型金氧半電晶體10246、一第一開關10248、一第二開關10250、一反相器10252和一比較器10254。如第2圖所示，第三P型金氧半電晶體10242具有一第一端，用以接收第一電壓V1，一第二端，耦接於第二P型金氧半電晶體10224的第二端，及一第三端；第一N型金氧半電晶體10244具有一第一端，耦接於第二P型金氧半電晶體10224的第三端，一第二端，耦接於第一N型金氧半電晶體10244的第一端，及一第三端，耦接於地端GND；第二N型金氧半電晶體10246具有一第一端，一第二端，耦接於第一N型金氧半電晶體10244的第一端，及一第三端，耦接於地端GND；第一開關10248具有一第一端，耦接於第二N型金氧半電晶體10246的第一端，一控制端，及一第二端；第二開關10250具有一第一端，耦接於第三P型金氧半電晶體10242的第三端，一控制端，及一第二端，耦接於第一開關10248的第二端；比較器10254具有一第一輸入端，用以接收參考電壓VREF，一第二輸入端，用以接收直流電壓VIN，及一輸出端，耦接於第二開關10250的控制端；反相器10252具有一第一端，耦接於比較器10254的輸出端，及一第二端，耦接於第一開關10248的控制端。
如第2圖所示，差動單元1042包含一第一電流源10422、一第四P型金氧半電晶體10424、一第五P型金氧半電晶體10426、一第三N型金氧半電晶體10428和一第四N型金氧半電晶體10430。如第2圖所示，第一電流源10422具有一第一端，用以接收一第二電壓V2，及一第二端，其中第二電壓V2和第一電壓V1 可相同或不同，以及第一電流源10422是用以提供一第一電流I1；第四P型金氧半電晶體10424具有一第一端，耦接於第一電流源10422的第二端，一第二端，用以接收控制電壓VGMC，及一第三端；第五P型金氧半電晶體10426具有一第一端，耦接於第一電流源10422的第二端，一第二端，用以接收補償電壓VCOMP，及一第三端；第三N型金氧半電晶體10428具有一第一端，耦接於第四P型金氧半電晶體10424的第三端，一第二端，耦接於第三N型金氧半電晶體10428的第一端，及一第三端，耦接於地端GND；第四N型金氧半電晶體10430具有一第一端，耦接於第五P型金氧半電晶體10426的第三端，一第二端，耦接於第四N型金氧半電晶體10430的第一端，及一第三端，耦接於地端GND。
如第2圖所示，時脈信號產生單元1044包含一第二電流源10442、一第六P型金氧半電晶體10444、一第七P型金氧半電晶體10446、一第五N型金氧半電晶體10448、一第六N型金氧半電晶體10450、一電容10452、一第七N型金氧半電晶體10454、一第三開關10456、一第四開關10458和一第五開關10460。如第2圖所示，第二電流源10442具有一第一端，用以接收第二電壓V2，及一第二端，其中第二電流源10442是用以提供一第二電流I2，且第一電流I1大於第二電流I2，以及第二電流I2大於調整電流IAD；第六P型金氧半電晶體10444具有一第一端，用以接收第二電壓V2，一第二端，及一第三端，耦接於第二電流源10442的第二端；第七P型金氧半電晶體10446具有一第一端，用以接收第二電壓V2，一第二端，耦接於第六P型金氧半電晶體10444的第二端，及一第三端，耦接於第七P型金氧半電晶體10446的第二端；第三開關10456具有一第一端，耦接於第二電流源10442的第二端，一控制端，及一第二端；第四開關10458具有一第一端，耦接於第三開關10456的第二端，一控制端，及一第二端；第五N型金氧半電晶體10448具有一第一端，耦接於第四開關10458的第二端，一第二端，耦接 於第四N型金氧半電晶體10430的第一端和第一開關10248的第二端，及一第三端，耦接於地端GND；第五開關10460具有一第一端，耦接於第三開關10456的第二端，一控制端，及一第二端；第六N型金氧半電晶體10450具有一第一端，耦接於第五開關10460的第二端，一第二端，耦接於第三N型金氧半電晶體10428的第一端，及一第三端，耦接於地端GND；電容10452具有一第一端，耦接於第三開關10456的第二端，及一第二端，耦接於地端GND；第七N型金氧半電晶體10454具有一第一端，耦接於第七P型金氧半電晶體10446的第三端，一第二端，耦接於第五N型金氧半電晶體10448的第二端，及一第三端，耦接於地端GND。另外，當第三開關10456開啟時，第四開關10458和第五開關10460關閉，以及當第四開關10458和第五開關10460開啟時，第三開關10456關閉，其中第三開關10456、第四開關10458和第五開關10460受一時序控制單元(未繪示於第2圖)所控制。
如第2圖所示，電壓轉電流單元1022可根據補償電壓VCOMP和電阻10228，產生一補償電流ICOMP，以及第一P型金氧半電晶體10222和第二P型金氧半電晶體10224所組成的第一電流鏡可複製補償電流ICOMP。另外，如第2圖所示，第三P型金氧半電晶體10242可根據補償電流ICOMP，產生調整電流IAD，以及第二N型金氧半電晶體10246亦可根據補償電流ICOMP，產生調整電流IAD。因此，當直流電壓VIN小於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯高電位)可使第二開關10250開啟，以及通過反相器10252使第一開關10248關閉，所以第三P型金氧半電晶體10242輸出調整電流IAD至振盪模組104的節點A；以及當直流電壓VIN大於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯低電位)可使第二開關10250關閉，以及通過反相器10252使第一開關10248開啟，所以第二N型金氧半電晶體10246從振盪模組104的節點A抽取調整 電流IAD，其中第二N型金氧半電晶體10246從振盪模組104的節點A所抽取的調整電流IAD和第三P型金氧半電晶體10242輸出至振盪模組104的節點A的調整電流IAD可相同或不同。
請參照第3-5圖，第3圖是說明流經第三N型金氧半電晶體10428的控制電流IL、流經第四N型金氧半電晶體10430的控制電流IR和補償電壓VCOMP的關係示意圖，第4圖是說明流經時脈信號產生單元1044中一節點B的一充電電流IC和一放電電流ID和補償電壓VCOMP的關係示意圖，和第5圖是說明補償電壓VCOMP和閘極控制信號GCS的頻率FR的關係示意圖，其中第3-5圖是對應直流電壓VIN小於參考電壓VREF。如第3圖所示，在電壓區間VS1，因為第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426形成一差動對，所以當補償電壓VCOMP小於控制電壓VGMC時，控制電流IR大於控制電流IL，其中控制電流IR和控制電流IL的最大值為第一電流I1。如第4圖所示，在電壓區間VS1(補償電壓VCOMP小於一第一預定電壓FPV)，因為第一電流I1大部分流經第五P型金氧半電晶體10426和第四N型金氧半電晶體10430(亦即控制電流IR大於控制電流IL)，所以節點A的電壓VA較大，導致第六P型金氧半電晶體10444、第七P型金氧半電晶體10446和第七N型金氧半電晶體10454組成的第二電流鏡所產生的電流I3較大。因此，對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC具有一最大值(I2+I3)。另外，如第4圖所示，在電壓區間VS1，雖然控制電流IR大於控制電流IL，但通過一適當的設計(例如第五N型金氧半電晶體10448的寬長比小於第四N型金氧半電晶體10430的寬長比)可使對應於時脈信號產生單元1044中節點B的放電電流ID具有一最小值(C*I1)，其中C為一小於1的常數，且C*I1小於第二電流I2。如第5圖所示，在電壓區間VS1，因為對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC和放電電流ID分別具有最大值(I2+I3)和最小值(C*I1)，以及調 整電流IAD很小(因為調整電流IAD是對應補償電壓VCOMP)，所以振盪模組104可根據節點B的電壓VB，輸出時脈信號CLKS，導致閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR具有一第一定值FV(例如23KHz)，但本發明並不受限於第一定值FV為23KHz。另外，在電壓區間VS1，電源轉換器200是進入一間歇模式(burst mode)。
如第3圖所示，在一電壓區間VS2(補償電壓VCOMP介於第一預定電壓FPV和一第二預定電壓SPV)，因為第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對開始切換(此時，對應補償電壓VCOMP逐漸大於控制電壓VGMC)，所以控制電流IR下降以及控制電流IL上升，其中電壓區間VS2的寬度可通過第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426的寬長比調整。如第4圖所示，在電壓區間VS2，因為控制電流IR下降以及控制電流IL上升，所以節點A的電壓VA下降(此時，雖然調整電流IAD會隨著補償電壓VCOMP增加而增加，但因為調整電流IAD還是遠小於第一電流I1，所以調整電流IAD的增加並不會停止節點A的電壓VA的下降)，導致第六P型金氧半電晶體10444、第七P型金氧半電晶體10446和第七N型金氧半電晶體10454組成的第二電流鏡所產生的電流I3較小。因此，對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC開始從最大值(I2+I3)降低至最小值(I2)。另外，如第4圖所示，在電壓區間VS2，通過另一適當的設計(例如第六N型金氧半電晶體10450的寬長比等於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比)可使對應於時脈信號產生單元1044中節點B的放電電流ID開始從最小值(C*I1)增加至一最大值(I1)。但本發明並不受限於第六N型金氧半電晶體10450的寬長比等於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比，亦即第六N型金氧半電晶體10450的寬長比亦可不同於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比。如第5圖所示，在電壓區間VS2，因為放電電流ID的變化率大於 充電電流IC的變化率，所以節點B被放電的速率增加，導致振盪模組104根據節點B的電壓VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率增加。因此，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR開始從第一定值FV增加至一預定值PV(例如65KHz)。但本發明並不受限於預定值PV為65KHz。
如第3圖所示，在一電壓區間VS3(補償電壓VCOMP大於第二預定電壓SPV)，在補償電壓VCOMP大於控制電壓VGMC且第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對切換後，控制電流IL大於控制電流IR。如第4圖所示，在電壓區間VS3，因為控制電流IR已降至一最低值，所以節點A的電壓VA不再下降，反而因為調整電流IAD的增加而緩慢增加(因為調整電流IAD是隨補償電壓VCOMP的增加而增加)。因為在電壓區間VS3，節點A的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加，所以通過另一適當的設計可使充電電流IC的增幅遠小於放電電流ID的增幅，亦即如第4圖所示，放電電流ID會隨著補償電壓VCOMP的增加而從最大值(I1)繼續緩慢增加，而充電電流IC幾乎不變。如第5圖所示，在電壓區間VS3，因為充電電流IC的增幅遠小於放電電流ID的增幅，所以節點B被放電的速率緩慢增加，導致振盪模組104根據節點B的電壓VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率緩慢增加。因此，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR可繼續從預定值PV(65KHz)緩慢增加。另外，如第5圖所示，在電壓區間VS3，因為閘極控制信號產生單元304根據振盪模組104輸出的時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR是緩慢增加，所以閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS2的第一變化率會大於閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS3的第二變化率。
如第5圖所示，因為直流電壓VIN小於參考電壓VREF，所以閘極控制信號產生單元304所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加會具有下列優點：
第一、電源轉換器200的二次側SEC的輸出電壓VOUT對應於負載202的響應會較佳。因為電壓區間VS3對應的補償電壓VCOMP較大(亦即負載202並非輕載)，所以當負載202忽然增加時(如第6圖所示)，根據式(1)、(2)、(3)可知輸出電壓VOUT可快速響應負載202的變化，其中式(1)是對應不連續電流導通模式以及式(2)和式(3)是對應連續電流導通模式：
其中G是對應於輸出電壓VOUT的增益，GFB是電源轉換器200的二次側SEC到電源轉換器200的一次側PRI的回饋增益，Rcs是電源轉換器200的一次側PRI的電流偵測電阻206的阻值，LP是電源轉換器200的一次側線圈208的電感值，Rload是負載202的阻值，N是電源轉換器200的一次側線圈208與電源轉換器200的二次側線圈210的匝數比，D是閘極控制信號GCS的工作週期(duty cycle)，τL是電感時間常數，以及M是一常數。因此，如式(1)、(2)、(3)所示，在電壓區間VS3，當閘極控制信號產生單元304所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加時，對應於輸出電壓VOUT的增益G會隨著閘 極控制信號GCS的頻率FR的增加而增加。因為對應於輸出電壓VOUT的增益G會隨著閘極控制信號GCS的頻率FR的增加而增加，所以輸出電壓VOUT可快速響應負載202的變化，亦即輸出電壓VOUT可快速地因應負載202在時間點T1的變化所造成的電壓降△VOUT。
第二、輸出電壓VOUT的漣波會被抑制。根據式(4)可知輸出電壓VOUT對應交流電壓VAC的漣波可被抑制：
其中VR是輸出電壓VOUT的漣波，RESR是耦接於電源轉換器200的二次側SEC的電容212的寄生電阻的阻值，COUT是電容212的電容值，以及△V是交流電壓VAC的峰對峰電壓值。因此，如式(4)所示，在電壓區間VS3，當閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加時，輸出電壓VOUT的漣波VR將會被抑制。
第三、電源轉換器200的轉換效率會增加。根據式(5)、(6)可知，在電壓區間VS3，當閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加時，電源轉換器200的輸入功率PIN與輸出功率POUT的比值η會下降(亦即電源轉換器200的轉換效率增加)，其中式(5)、(6)是對應不連續電流導通模式以及式(7)是對應連續電流導通模式：
其中VCS是電流偵測電阻206與流經電源轉換器200的一次側PRI的電流IPRI所決定的偵測電壓，IOUT是電源轉換器200的二次側SEC的輸出電流，以及VOCP是電源轉換器200的過電流保護電壓。因此，如式(5)、(6)、(7)所示，在電壓區間VS3，當閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加時，電源轉換器200的輸入功率PIN與輸出功率POUT的比值η會下降。
另外，如第2圖所示，當直流電壓VIN大於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯低電位)可使第二開關10250關閉，以及通過反相器10252使第一開關10248開啟，所以第二N型金氧半電晶體10246可從振盪模組104的節點A抽取調整電流IAD。同理，根據上述有關第3-5圖的說明可知，在第7圖的電壓區間VS3(補償電壓VCOMP大於第二預定電壓SPV)，在補償電壓VCOMP大於控制電壓VGMC且第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對切換後，控制電流IL大於控制電流IR。因此，如第7圖所示，在電壓區間VS3，控制電流IR降至一最低值後，節點A的電壓VA會因為第二N型金氧半電晶體10246可從振盪模組104的節點A抽取調整電流IAD而繼續緩慢降低(因為調整電流IAD是隨補償電壓VCOMP的增加而增加)。因為在電壓區間VS3，節點A的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢降低，所以放電電流ID會隨著補償電壓VCOMP的增加而從最大值(I1)開始緩慢降低。如第8圖所示，在電壓區間VS3，因為節點A的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢降低，所以節點B被放電的速率緩慢降低，導致振盪模組104根據節點B的電壓 VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率緩慢降低。因此，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR會開始從預定值PV(65KHz)緩慢降低。另外，如第2圖所示的電壓轉電流單元1022、調整電流產生單元1024、差動單元1042和時脈信號產生單元1044的架構僅是用以說明本發明，亦即本發明並不受限於如第2圖所示的電壓轉電流單元1022、調整電流產生單元1024、差動單元1042和時脈信號產生單元1044的架構。另外，當直流電壓VIN大於參考電壓VREF時，電源轉換器200的切換損失是凌駕於電源轉換器200的傳導損失。因此，如第8圖所示，閘極控制信號GCS的頻率FR在第二預定電壓SPV後開始從預定值PV(65KHz)緩慢降低將降低電源轉換器200的切換損失，亦即電源轉換器200的轉換效率將因閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS3緩慢降低而變佳。
請參照第9圖，第9圖是本發明一第二實施例說明說明補償電壓VCOMP和閘極控制信號GCS的頻率FR的關係示意圖。如第9圖所示，本發明可根據上述有關第3-5圖的說明對振盪器100進行適當的修改以使當補償電壓VCOMP介於第一預定電壓FPV和第二預定電壓SPV(電壓區間VS2)、介於第二預定電壓SPV和一第三預定電壓TPV(電壓區間VS3)和介於第三預定電壓TPV和一第四預定電壓FOPV(一電壓區間VS4)時，閘極控制信號GCS的頻率FR隨補償電壓VCOMP而變，當補償電壓VCOMP小於第一預定電壓FPV時，閘極控制信號GCS的頻率FR為第一定值FV，以及當補償電壓VCOMP大於第四預定電壓FOPV(一電壓區間VS5)時，閘極控制信號GCS的頻率FR為一第二定值SV，其中閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS3的第二變化率小於閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS2的第一變化率和在電壓區間VS4的一第三變化率。另外，根據上述有關第3-5圖的說明可知，因為補償模組102可使閘極控制信 號GCS的頻率FR在電壓區間VS3緩慢增加(如第5圖所示)或緩慢降低(如第8圖所示)，所以在本發明的另一實施例中，刪除補償模組102可使閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS3為預定值PV(如第10圖所示)。
請參照第1-8圖和第11圖，第11圖是本發明一第三實施例說明一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器的控制方法的流程圖。第11圖的控制方法是利用第1圖的振盪器100、電源轉換器200和控制電路300，以及第2圖的補償模組102、電壓轉電流單元1022、調整電流產生單元1024、振盪模組104、差動單元1042和時脈信號產生單元1044說明，詳細步驟如下：步驟1100：開始；步驟1102：電壓轉電流單元1022根據補償電壓VCOMP，產生補償電流ICOMP；步驟1104：差動單元1042根據補償電壓VCOMP和控制電壓VGMC，產生控制電流，跳至步驟1110或步驟1114；步驟1106：直流電壓VIN是否小於參考電壓VREF；如果是，進行步驟1108；如果否，進行步驟1112；步驟1108：調整電流產生單元1024根據補償電流ICOMP、直流電壓VIN和參考電壓VREF，輸出調整電流ID；步驟1110：時脈信號產生單元1044根據控制電流和調整電流ID，產生時脈信號CLKS；步驟1112：調整電流產生單元1024根據補償電流ICOMP、直流電壓VIN和參考電壓VREF，抽取調整電流ID；步驟1114：時脈信號產生單元1044根據控制電流和調整電流ID，產 生時脈信號CLKS；步驟1116：控制電路300內的閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS，產生閘極控制信號GCS至電源轉換器200的一次側PRI的功率開關204，跳回步驟1102、1104。
在步驟1102中，如第2圖所示，電壓轉電流單元1022可根據補償電壓VCOMP和電阻10228，產生補償電流ICOMP，以及第一P型金氧半電晶體10222和第二P型金氧半電晶體10224所組成的第一電流鏡可複製補償電流ICOMP。另外，如第2圖所示，第三P型金氧半電晶體10242可根據補償電流ICOMP，產生調整電流IAD，以及第二N型金氧半電晶體10246亦可根據補償電流ICOMP，產生調整電流IAD。因此，在步驟1108中，當直流電壓VIN小於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯高電位)可使第二開關10250開啟，以及通過反相器10252使第一開關10248關閉，所以第三P型金氧半電晶體10242輸出調整電流IAD至振盪模組104的節點A；以及在步驟1112中，當直流電壓VIN大於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯低電位)可使第二開關10250關閉，以及通過反相器10252使第一開關10248開啟，所以第二N型金氧半電晶體10246從振盪模組104的節點A抽取調整電流IAD，其中第二N型金氧半電晶體10246從振盪模組104的節點A所抽取的調整電流IAD和第三P型金氧半電晶體10242輸出至振盪模組104的節點A的調整電流IAD可相同或不同。
在步驟1104中，如第3圖所示，在電壓區間VS1，因為第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426形成差動對，所以當補償電壓VCOMP小於控制電壓VGMC時，控制電流IR大於控制電流IL，其中控制電流IR和控制電流IL的最大值為第一電流I1。在步驟1110中，如第4圖所示，在電壓區 間VS1(補償電壓VCOMP小於第一預定電壓FPV)，因為第一電流I1大部分流經第五P型金氧半電晶體10426和第四N型金氧半電晶體10430(亦即控制電流IR大於控制電流IL)，所以節點A的電壓VA較大，導致第六P型金氧半電晶體10444、第七P型金氧半電晶體10446和第七N型金氧半電晶體10454組成的第二電流鏡所產生的電流I3較大。因此，對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC具有最大值(I2+I3)。另外，如第4圖所示，在電壓區間VS1，雖然控制電流IR大於控制電流IL，但通過適當的設計(例如第五N型金氧半電晶體10448的寬長比小於第四N型金氧半電晶體10430的寬長比)可使對應於時脈信號產生單元1044中節點B的放電電流ID具有最小值(C*I1)，其中C為小於1的常數，且C*I1小於第二電流I2。在步驟1110中，如第5圖所示，在電壓區間VS1，因為對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC和放電電流ID分別具有最大值(I2+I3)和最小值(C*I1)，以及調整電流IAD很小(因為調整電流IAD是對應補償電壓VCOMP)，所以振盪模組104可根據節點B的電壓VB，輸出時脈信號CLKS，導致閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR具有第一定值FV(例如23KHz)，但本發明並不受限於第一定值FV為23KHz。
在步驟1104中，如第3圖所示，在電壓區間VS2(補償電壓VCOMP介於第一預定電壓FPV和第二預定電壓SPV)，因為第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對開始切換(此時，補償電壓VCOMP逐漸大於控制電壓VGMC)，所以控制電流IR下降以及控制電流IL上升，其中電壓區間VS2的寬度可通過第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426的寬長比調整。在步驟1110中，如第4圖所示，在電壓區間VS2，因為控制電流IR下降以及控制電流IL上升，所以節點A的電壓VA下降(此時，雖然調整電流IAD會隨著補償電壓VCOMP增加而增加，但因為調整電流IAD還是遠小於第 一電流I1，所以調整電流IAD的增加並不會停止節點A的電壓VA的下降)，導致第六P型金氧半電晶體10444、第七P型金氧半電晶體10446和第七N型金氧半電晶體10454組成的第二電流鏡所產生的電流I3較小。因此，對應於時脈信號產生單元1044中節點B的充電電流IC開始從最大值(I2+I3)降低至最小值(I2)。另外，如第4圖所示，在電壓區間VS2，通過另一適當的設計(例如第六N型金氧半電晶體10450的寬長比等於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比)可使對應於時脈信號產生單元1044中節點B的放電電流ID開始從最小值(C*I1)增加至一最大值(I1)。但本發明並不受限於第六N型金氧半電晶體10450的寬長比等於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比，亦即第六N型金氧半電晶體10450的寬長比亦可不同於第三N型金氧半電晶體10428的寬長比。在步驟1110中，如第5圖所示，在電壓區間VS2，因為放電電流ID的變化率大於充電電流IC的變化率，所以節點B被放電的速率增加，導致振盪模組104根據節點B的電壓VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率增加。因此，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR開始從第一定值FV增加至預定值PV(例如65KHz)。但本發明並不受限於預定值PV為65KHz。
在步驟1104中，如第3圖所示，在電壓區間VS3(補償電壓VCOMP大於第二預定電壓SPV)，在補償電壓VCOMP大於控制電壓VGMC且第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對切換後，控制電流IL大於控制電流IR。在步驟1110中，如第4圖所示，在電壓區間VS3，因為控制電流IR已降至最低值，所以節點A的電壓VA不再下降，反而因為調整電流IAD的增加而緩慢增加(因為調整電流IAD是隨補償電壓VCOMP的增加而增加)。因為在電壓區間VS3，節點A的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢增加，所以通過另一適當的設計可使充電電流IC的增幅遠小於放電電流ID的增 幅，亦即如第4圖所示，放電電流ID會隨著補償電壓VCOMP的增加而從最大值(I1)繼續緩慢增加，而充電電流IC幾乎不變。在步驟1110中，如第5圖所示，在電壓區間VS3，因為充電電流IC的增幅遠小於放電電流ID的增幅，所以節點B被放電的速率緩慢增加，導致振盪模組104根據節點B的電壓VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率緩慢增加。因此，在步驟1116中，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR可繼續從預定值PV(65KHz)緩慢增加。另外，如第5圖所示，在電壓區間VS3，因為閘極控制信號產生單元304根據振盪模組104輸出的時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR是緩慢增加，所以閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS2的第一變化率會大於閘極控制信號GCS的頻率FR在電壓區間VS3的第二變化率。
另外，在步驟1112中，如第2圖所示，當直流電壓VIN大於參考電壓VREF時，比較器10254的輸出信號CS(邏輯低電位)可使第二開關10250關閉，以及通過反相器10252使第一開關10248開啟，所以第二N型金氧半電晶體10246可從振盪模組104的節點A抽取調整電流IAD。同理，在步驟1114中，根據上述有關第3-5圖的說明可知，在第7圖的電壓區間VS3(補償電壓VCOMP大於第二預定電壓SPV)，在補償電壓VCOMP大於控制電壓VGMC且第四P型金氧半電晶體10424和第五P型金氧半電晶體10426所形成的差動對切換後，控制電流IL大於控制電流IR。因此，如第7圖所示，在電壓區間VS3，控制電流IR降至最低值後，節點A的電壓VA會因為第二N型金氧半電晶體10246可從振盪模組104的節點A抽取調整電流IAD而繼續緩慢降低(因為調整電流IAD是隨補償電壓VCOMP的增加而增加)。因為在電壓區間VS3，節點A的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢降低，所以放電電流ID會隨著補償電壓VCOMP的增加而從最大值(I1)開始緩慢降低。在步驟1114中，如第8圖所示，在電壓區間VS3，因為節點A 的電壓VA會隨著補償電壓VCOMP的增加而緩慢降低，所以節點B被放電的速率緩慢降低，導致振盪模組104根據節點B的電壓VB所輸出的時脈信號CLKS的頻率緩慢降低。因此，在步驟1116中，閘極控制信號產生單元304根據時脈信號CLKS所產生的閘極控制信號GCS的頻率FR會開始從預定值PV(65KHz)緩慢降低。
綜上所述，本發明所提供的應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法可利用補償模組根據對應於電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、電源轉換器的一次側的直流電壓和參考電壓，輸出或抽取調整電流，以及利用振盪模組根據補償電壓、控制電壓和調整電流，輸出時脈信號，其中時脈信號可在負載為中重載的情況下隨補償電壓緩慢變化。因為時脈信號可在負載為中重載的情況下隨補償電壓緩慢變化，所以控制電路內的閘極控制信號產生單元所產生至電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的頻率在負載為中重載的情況下亦隨補償電壓緩慢變化。因為閘極控制信號的頻率在負載為中重載的情況下亦隨補償電壓緩慢變化，所以相較於現有技術，本發明具有下列優點：第一、電源轉換器的二次側的輸出電壓對應於負載的響應會較佳；第二、輸出電壓的漣波會被抑制；第三、電源轉換器的轉換效率會增加。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100‧‧‧振盪器
102‧‧‧補償模組
104‧‧‧振盪模組
200‧‧‧電源轉換器
202‧‧‧負載
204‧‧‧功率開關
206‧‧‧電流偵測電阻
208‧‧‧一次側線圈
210‧‧‧二次側線圈
212‧‧‧電容
300‧‧‧控制電路
302‧‧‧補償接腳
304‧‧‧閘極控制信號產生單元
306‧‧‧閘極接腳
308‧‧‧省電模式控制單元
CLKS‧‧‧時脈信號
GCS‧‧‧閘極控制信號
IAD‧‧‧調整電流
IPRI‧‧‧電流
IOUT‧‧‧輸出電流
PRI‧‧‧一次側
SEC‧‧‧二次側
SPV‧‧‧第二預定電壓
VIN‧‧‧直流電壓
VAC‧‧‧交流電壓
VCOMP‧‧‧補償電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VCS‧‧‧偵測電壓
VGMC‧‧‧控制電壓

Claims (16)

  1. 一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器，包含：一補償模組，用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流，其中該補償模組包含：一電壓轉電流單元，用以根據該補償電壓，產生一補償電流；及一調整電流產生單元，耦接於該電壓轉電流單元，用以根據該補償電流、該直流電壓和該參考電壓，輸出或抽取該調整電流，其中當該直流電壓低於該參考電壓時，該調整電流產生單元輸出該調整電流，以及當該直流電壓高於該參考電壓時，該調整電流產生單元抽取該調整電流；及一振盪模組，用以根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關；其中當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變。
  2. 如請求項1所述的振盪器，其中該頻率在該補償電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓時的一第一變化率大於該頻率在該補償電壓大於該第二預定電壓時的一第二變化率。
  3. 一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器，包含：一補償模組，用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、 該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流；及一振盪模組，用以根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關，其中該振盪模組包含：一差動單元，用以根據該補償電壓和該控制電壓，產生一控制電流；及一時脈信號產生單元，用以根據該控制電流和該調整電流，產生該時脈信號；其中當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變。
  4. 如請求項1所述的振盪器，其中該閘極控制信號是一脈波寬度調變信號。
  5. 如請求項1所述的振盪器，其中該控制電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓。
  6. 一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器，包含：一補償模組，用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流；及 一振盪模組，用以根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關；其中當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變，當該補償電壓介於該第二預定電壓和一第三預定電壓和介於該第三預定電壓和一第四預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變，以及當該補償電壓大於該第四預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第二定值。
  7. 如請求項6所述的振盪器，其中該頻率在該補償電壓介於該第二預定電壓和該第三預定電壓時的一第二變化率小於該頻率在該補償電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓時的一第一變化率和該頻率在該補償電壓介於該第三預定電壓和該第四預定電壓時的一第三變化率。
  8. 一種應用於電源轉換器的控制電路的振盪器，包含：一振盪模組，用以根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓和該控制電路內的至少一控制電壓，輸出一時脈信號，其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關；其中當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，當該補償電壓介於一第二預定電壓和一第三預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第二定值，當該補償電壓大於一第四預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第三定值，以及當該補償電壓介於 該第一預定電壓和該第二預定電壓之間和介於該第三預定電壓和該第四預定電壓之間時，該頻率隨該補償電壓而變。
  9. 一種振盪器的控制方法，其中該振盪器是應用於電源轉換器的控制電路，該振盪器包含一補償模組和一振盪模組，該補償模組包含一電壓轉電流單元和一調整電流產生單元，以及該振盪模組包含一差動單元和一時脈信號產生單元，該控制方法包含：該補償模組根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和一參考電壓，輸出或抽取一調整電流，其中當該直流電壓低於該參考電壓時，該補償模組輸出該調整電流，以及當該直流電壓高於該參考電壓時，該補償模組抽取該調整電流；及該振盪模組根據該補償電壓、該控制電路內的一控制電壓和該調整電流，輸出一時脈信號；其中該控制電路根據該時脈信號，產生一閘極控制信號至該電源轉換器的一次側的功率開關；當該補償電壓小於一第一預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第一定值，以及當該補償電壓介於該第一預定電壓和一第二預定電壓之間和大於該第二預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中該頻率在該補償電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓時的一第一變化率大於該頻率在該補償電壓大於該第二預定電壓時的一第二變化率。
  11. 如請求項9所述的控制方法，其中該補償模組根據對應於該電源轉換器的二次側的負載的補償電壓、該電源轉換器的一次側的直流電壓和該參考電壓，輸出或抽取該調整電流包含：該電壓轉電流單元根據該補償電壓，產生一補償電流；及該調整電流產生單元根據該補償電流、該直流電壓和該參考電壓，輸出或抽取該調整電流，其中當該直流電壓低於該參考電壓時，該調整電流產生單元輸出該調整電流，以及當該直流電壓高於該參考電壓時，該調整電流產生單元抽取該調整電流。
  12. 如請求項9所述的控制方法，其中該振盪模組根據該補償電壓、該控制電壓和該調整電流，輸出該時脈信號包含：該差動單元根據該補償電壓和該控制電壓，產生一控制電流；及該時脈信號產生單元根據該控制電流和該調整電流，產生該時脈信號。
  13. 如請求項9所述的控制方法，其中該閘極控制信號是一脈波寬度調變信號。
  14. 如請求項9所述的控制方法，其中該控制電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓。
  15. 如請求項9所述的控制方法，其中當該補償電壓介於該第二預定電壓和一第三預定電壓和介於該第三預定電壓和一第四預定電壓時，該頻率隨該補償電壓而變，以及當該補償電壓大於該第四預定電壓時，該閘極控制信號的頻率為一第二定值。
  16. 如請求項15所述的控制方法，其中該頻率在該補償電壓介於該第二預定電壓和該第三預定電壓時的一第二變化率小於該頻率在該補償電壓介於該第一預定電壓和該第二預定電壓時的一第一變化率和該頻率在該補償電壓介於該第三預定電壓和該第四預定電壓時的一第三變化率。
TW104125060A 2014-08-13 2015-08-03 應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法 TWI596881B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201462036632P 2014-08-13 2014-08-13

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201607229A TW201607229A (zh) 2016-02-16
TWI596881B true TWI596881B (zh) 2017-08-21

Family

ID=55302877

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW104125060A TWI596881B (zh) 2014-08-13 2015-08-03 應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9641086B2 (zh)
CN (1) CN105375744B (zh)
TW (1) TWI596881B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI646766B (zh) * 2018-01-15 2019-01-01 晶豪科技股份有限公司 振盪器及使用該振盪器之關聯的直流轉直流轉換器
US10389226B1 (en) * 2018-10-23 2019-08-20 Power Integrations, Inc. Controller with ripple compensation
TWI715372B (zh) * 2019-12-25 2021-01-01 茂達電子股份有限公司 同步電源轉換器系統
TWI786589B (zh) * 2021-04-07 2022-12-11 全漢企業股份有限公司 電源轉換裝置的功能觸發電路、功能觸發方法及其電源轉換裝置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201956971U (zh) * 2011-03-30 2011-08-31 苏州麦格芯微电子有限公司 一种数字式温度补偿晶体振荡器
US20120074993A1 (en) * 2010-09-27 2012-03-29 Yen-Horng Chen Integrated circuit device, electronic device and method therefor
US8339815B2 (en) * 2009-06-18 2012-12-25 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Frequency modulation controller, switch mode power supply including the same, and switching operation frequency modulation method
TWI467905B (zh) * 2007-08-28 2015-01-01 Samsung Electronics Co Ltd 積體電路、適性振盪器、電源轉換器、驅動電源轉換器的電源開關的方法、以及機器可存取的媒體

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100409136C (zh) * 2005-07-21 2008-08-06 崇贸科技股份有限公司 一次侧控制电源供应器的切换式控制装置
JP5703671B2 (ja) * 2010-10-05 2015-04-22 富士通セミコンダクター株式会社 電源コントローラ、および電子機器
US20120286750A1 (en) * 2011-05-10 2012-11-15 Peng Xu Switching regulators with adaptive clock generators and associated methods of control

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI467905B (zh) * 2007-08-28 2015-01-01 Samsung Electronics Co Ltd 積體電路、適性振盪器、電源轉換器、驅動電源轉換器的電源開關的方法、以及機器可存取的媒體
US8339815B2 (en) * 2009-06-18 2012-12-25 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Frequency modulation controller, switch mode power supply including the same, and switching operation frequency modulation method
US20120074993A1 (en) * 2010-09-27 2012-03-29 Yen-Horng Chen Integrated circuit device, electronic device and method therefor
CN201956971U (zh) * 2011-03-30 2011-08-31 苏州麦格芯微电子有限公司 一种数字式温度补偿晶体振荡器

Also Published As

Publication number Publication date
TW201607229A (zh) 2016-02-16
US20160049863A1 (en) 2016-02-18
CN105375744B (zh) 2018-04-27
CN105375744A (zh) 2016-03-02
US9641086B2 (en) 2017-05-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9083246B2 (en) Control circuit for primary side control of switching power supply
US9130468B2 (en) Constant voltage constant current controller and control method thereof
TWI521213B (zh) 開關變換器及其電流類比電路以及電流檢測電路和方法
KR101017656B1 (ko) 동기 정류형 스위칭 레귤레이터
US8810229B2 (en) DC/DC converter
US20100302822A1 (en) Flyback Power converters
KR20090132497A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
TWI596881B (zh) 應用於電源轉換器的控制電路的振盪器及其控制方法
US9013166B2 (en) DC-DC converter controller
JP5315988B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びそのｄｃ−ｄｃコンバータを備えた電源回路
TW200906038A (en) Non-synchronous step-up voltage converter with anti-oscillation function and the anti-oscillation method thereof
TWI470392B (zh) 直流對直流控制器與其操作方法
JP5955294B2 (ja) スイッチング電源装置
CN112953194B (zh) 一种低压启动电路
JP2020065402A (ja) スイッチングレギュレータ
TWI692185B (zh) 升壓轉換器
KR101774601B1 (ko) 스위칭 레귤레이터 제어 회로 및 스위칭 레귤레이터
TWI414921B (zh) Ｐｗｍ控制器及形成ｐｗｍ控制器之震盪器的方法
TWI458244B (zh) 軟式切換驅動電路
TWI550379B (zh) 漣波控制切換式穩壓器以及漣波控制切換式穩壓方法
JP6912300B2 (ja) スイッチングレギュレータ
US20120032659A1 (en) Power supply device
CN110138208B (zh) 直流-直流转换控制器
JP2011166851A (ja) スイッチング制御回路およびスイッチング電源回路
JP5578245B2 (ja) 定電流出力制御型スイッチングレギュレータ